JPH11251841A - ディジタルｆｍ検波回路 - Google Patents
ディジタルｆｍ検波回路Info
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- JPH11251841A JPH11251841A JP10066261A JP6626198A JPH11251841A JP H11251841 A JPH11251841 A JP H11251841A JP 10066261 A JP10066261 A JP 10066261A JP 6626198 A JP6626198 A JP 6626198A JP H11251841 A JPH11251841 A JP H11251841A
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- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＳＮ比の悪化を抑制しつつ、アークタンゼン
ト回路のロムテーブルの数を減らしたディジタルＦＭ検
波器を提供する。 【解決手段】 入力アナログＦＭ信号をサンプリング
し、これをディジタル検波するディジタルＦＭ検波回路
であって、前記サンプリングされた入力信号を一定時間
遅延させた第２信号と前記第２信号との位相差が９０度
の第３信号とが入力され、両入力信号を除算した結果に
基づいて対応するアークタンゼント値を出力するアーク
タンゼント回路を備え、前記アークタンゼント回路は、
前記除算した結果を順次複数の代表値のいずれかに丸め
る丸め手段と、前記複数の代表値のアークタンゼント値
を有するロムテーブルから前記丸められた代表値に対応
するアークタンゼント値を選択しこれを出力する制御を
なすロムアドレス部と、を有することを特徴とする。
ト回路のロムテーブルの数を減らしたディジタルＦＭ検
波器を提供する。 【解決手段】 入力アナログＦＭ信号をサンプリング
し、これをディジタル検波するディジタルＦＭ検波回路
であって、前記サンプリングされた入力信号を一定時間
遅延させた第２信号と前記第２信号との位相差が９０度
の第３信号とが入力され、両入力信号を除算した結果に
基づいて対応するアークタンゼント値を出力するアーク
タンゼント回路を備え、前記アークタンゼント回路は、
前記除算した結果を順次複数の代表値のいずれかに丸め
る丸め手段と、前記複数の代表値のアークタンゼント値
を有するロムテーブルから前記丸められた代表値に対応
するアークタンゼント値を選択しこれを出力する制御を
なすロムアドレス部と、を有することを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＲＯＭテーブルを
用いたアークタンゼント回路を使用するディジタルＦＭ
検波回路に関する。
用いたアークタンゼント回路を使用するディジタルＦＭ
検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は、従来のディジタルＦＭ検波回路
の概略ブロック図である。ディジタルＦＭ検波回路は、
遅延回路１、２、６、加算器３、７、割算器４、アーク
タンゼント回路５で構成される。ディジタルＦＭ検波回
路の動作を説明すると、この検波回路には、ＦＭ変調さ
れたＦＭアナログ信号をその信号の４倍のサンプリング
周波数でディジタル変換したディジタルＦＭ信号が入力
される。
の概略ブロック図である。ディジタルＦＭ検波回路は、
遅延回路１、２、６、加算器３、７、割算器４、アーク
タンゼント回路５で構成される。ディジタルＦＭ検波回
路の動作を説明すると、この検波回路には、ＦＭ変調さ
れたＦＭアナログ信号をその信号の４倍のサンプリング
周波数でディジタル変換したディジタルＦＭ信号が入力
される。
【０００３】サンプリング周波数を信号の４倍にとるこ
とにより、変調されないディジタルＦＭ信号の位相差を
９０度毎に作ることができ、１つの遅延回路を通す毎に
位相が９０度遅れることになる。サンプリングされたデ
ィジタルＦＭ信号は、遅延回路１を通り一定時間遅延さ
れた第２信号となる。これをｓｉｎωｔとする。
とにより、変調されないディジタルＦＭ信号の位相差を
９０度毎に作ることができ、１つの遅延回路を通す毎に
位相が９０度遅れることになる。サンプリングされたデ
ィジタルＦＭ信号は、遅延回路１を通り一定時間遅延さ
れた第２信号となる。これをｓｉｎωｔとする。
【０００４】他方、サンプリングされたディジタルＦＭ
信号は、遅延回路１、２、加算回路３、割算回路４から
構成されるヒルベルト変換回路により、第２信号に対し
て常に９０度移相された第３信号となる。これをｃｏｓ
ωｔとする。９０度移相されたＦＭ信号Ｃ、すなわち、
ｃｏｓωｔと、移相されないＦＭ信号Ｓ、すなわち、ｓ
ｉｎωｔとが、アークタンゼント回路５に入力される。
アークタンゼント回路５は、この２つの信号を割算して
ｔａｎωｔ（＝Ｓ／Ｃ＝ｓｉｎωｔ／ｃｏｓωｔ）を求
め、これのアークタンゼントａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）を
ＲＯＭテーブルから求める。これによりＦＭ信号の位相
ωｔが検出されることになる。
信号は、遅延回路１、２、加算回路３、割算回路４から
構成されるヒルベルト変換回路により、第２信号に対し
て常に９０度移相された第３信号となる。これをｃｏｓ
ωｔとする。９０度移相されたＦＭ信号Ｃ、すなわち、
ｃｏｓωｔと、移相されないＦＭ信号Ｓ、すなわち、ｓ
ｉｎωｔとが、アークタンゼント回路５に入力される。
アークタンゼント回路５は、この２つの信号を割算して
ｔａｎωｔ（＝Ｓ／Ｃ＝ｓｉｎωｔ／ｃｏｓωｔ）を求
め、これのアークタンゼントａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）を
ＲＯＭテーブルから求める。これによりＦＭ信号の位相
ωｔが検出されることになる。
【０００５】アークタンゼント回路５の出力は、遅延回
路６で１サンプル期間遅延され、さらに図示しない反転
回路で反転されて加算回路７の１入力に入力される。他
方、加算回路７の他入力には、アークタンゼント回路５
の出力が直接入力される。加算回路７では、両入力が加
算され、ＦＭ検波出力、すなわち、復調信号が得られる
のである。
路６で１サンプル期間遅延され、さらに図示しない反転
回路で反転されて加算回路７の１入力に入力される。他
方、加算回路７の他入力には、アークタンゼント回路５
の出力が直接入力される。加算回路７では、両入力が加
算され、ＦＭ検波出力、すなわち、復調信号が得られる
のである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、ディジ
タルＦＭ検波回路には、サンプリングされた信号の振幅
から、信号の位相を計算するアークタンゼント回路が必
要である。一般には、この計算回路そのものを構成せ
ず、入力値に対応するＲＯＭテーブルを用いて位相を求
めることが多い。
タルＦＭ検波回路には、サンプリングされた信号の振幅
から、信号の位相を計算するアークタンゼント回路が必
要である。一般には、この計算回路そのものを構成せ
ず、入力値に対応するＲＯＭテーブルを用いて位相を求
めることが多い。
【０００７】Ａ／Ｄ変換回路は、出力ディジタル値を、
符号情報１ビット、振幅情報ｎビットで表現することが
多い。そこで、以下の説明は、符号情報を１ビット、振
幅情報を３ビットとした４ビットのＡ／Ｄ変換器を例に
とり、ＦＭアナログ信号がかかるＡ／Ｄ変換器にてディ
ジタルＦＭ信号に変換され、ディジタルＦＭ検波回路に
供給されるものとして説明する。４ビットのＡ／Ｄ変換
器では、入力信号の振幅は、−７から７までの１５種類
のディジタル値で表現される。この結果、上述のＳとＣ
の値は、それぞれ−７から７までの値をとることがで
き、Ｓ／Ｃに対するアークタンゼントのＲＯＭテーブル
は１１３個（Ｓ／Ｃ≧０の時６４個、Ｓ＜０の時４９
個）が必要となる。したがって、このままでは、ＲＯＭ
テーブルの作製にコストがかかり過ぎるという問題があ
る。
符号情報１ビット、振幅情報ｎビットで表現することが
多い。そこで、以下の説明は、符号情報を１ビット、振
幅情報を３ビットとした４ビットのＡ／Ｄ変換器を例に
とり、ＦＭアナログ信号がかかるＡ／Ｄ変換器にてディ
ジタルＦＭ信号に変換され、ディジタルＦＭ検波回路に
供給されるものとして説明する。４ビットのＡ／Ｄ変換
器では、入力信号の振幅は、−７から７までの１５種類
のディジタル値で表現される。この結果、上述のＳとＣ
の値は、それぞれ−７から７までの値をとることがで
き、Ｓ／Ｃに対するアークタンゼントのＲＯＭテーブル
は１１３個（Ｓ／Ｃ≧０の時６４個、Ｓ＜０の時４９
個）が必要となる。したがって、このままでは、ＲＯＭ
テーブルの作製にコストがかかり過ぎるという問題があ
る。
【０００８】以上の点に鑑み、本発明では、性能を落と
すことなく、アークタンゼント回路に使用されるＲＯＭ
テーブルの数を減らすことを課題とする。
すことなく、アークタンゼント回路に使用されるＲＯＭ
テーブルの数を減らすことを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
入力アナログＦＭ信号をサンプリングし、これをディジ
タル検波するディジタルＦＭ検波回路であって、前記サ
ンプリングされた入力信号を一定時間遅延させた第２信
号と、前記第２信号との位相差が９０度の第３信号とが
入力され、両入力信号を除算した結果に基づいて対応す
るアークタンゼント値を出力するアークタンゼント回路
を備え、前記アークタンゼント回路は、前記除算した結
果を順次複数の代表値のいずれかに丸める丸め手段と、
前記複数の代表値のアークタンゼント値を有するロムテ
ーブルから前記丸められた代表値に対応するアークタン
ゼント値を選択しこれを出力する制御をなすロムアドレ
ス部と、を有することを特徴とする。
入力アナログＦＭ信号をサンプリングし、これをディジ
タル検波するディジタルＦＭ検波回路であって、前記サ
ンプリングされた入力信号を一定時間遅延させた第２信
号と、前記第２信号との位相差が９０度の第３信号とが
入力され、両入力信号を除算した結果に基づいて対応す
るアークタンゼント値を出力するアークタンゼント回路
を備え、前記アークタンゼント回路は、前記除算した結
果を順次複数の代表値のいずれかに丸める丸め手段と、
前記複数の代表値のアークタンゼント値を有するロムテ
ーブルから前記丸められた代表値に対応するアークタン
ゼント値を選択しこれを出力する制御をなすロムアドレ
ス部と、を有することを特徴とする。
【００１０】請求項２記載の発明は、請求項１記載の発
明であって、前記アークタンゼント回路は、さらに、前
記除算した結果が負の値になることを検出する極性検出
手段と、前記出力されたアークタンゼント値の極性を変
更する極性修正部と、を備え、前記極性検出部にて前記
除算した結果が負の値になると判定される場合は、前記
出力されるアークタンゼント値の極性を負に修正するこ
とを特徴とする。
明であって、前記アークタンゼント回路は、さらに、前
記除算した結果が負の値になることを検出する極性検出
手段と、前記出力されたアークタンゼント値の極性を変
更する極性修正部と、を備え、前記極性検出部にて前記
除算した結果が負の値になると判定される場合は、前記
出力されるアークタンゼント値の極性を負に修正するこ
とを特徴とする。
【００１１】請求項３記載の発明は、請求項１記載の発
明であって、前記アークタンゼント回路は、さらに、前
記第２信号と前記第３信号との大きさを比較する大小比
較部と、前記第２信号と前記第３信号とを入れ替える交
換部と、前記アークタンゼント値を修正する修正部とを
備え、前記大小比較部にて前記第２信号が前記第３信号
より大きいと判断される場合には、前記交換部で前記第
２信号と前記第３信号とを入れ替え、かかる値に基づき
対応するアークタンゼント値を前記ロムテーブルから選
択すると共に、前記修正部にて、前記ロムテーブルから
出力されるアークタンゼント値を前記第２信号と前記第
３信号とを入れ替えない場合のアークタンゼント値に修
正することを特徴とする。
明であって、前記アークタンゼント回路は、さらに、前
記第２信号と前記第３信号との大きさを比較する大小比
較部と、前記第２信号と前記第３信号とを入れ替える交
換部と、前記アークタンゼント値を修正する修正部とを
備え、前記大小比較部にて前記第２信号が前記第３信号
より大きいと判断される場合には、前記交換部で前記第
２信号と前記第３信号とを入れ替え、かかる値に基づき
対応するアークタンゼント値を前記ロムテーブルから選
択すると共に、前記修正部にて、前記ロムテーブルから
出力されるアークタンゼント値を前記第２信号と前記第
３信号とを入れ替えない場合のアークタンゼント値に修
正することを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。まず、本発明に導入した３つの手
法について各々説明する。
に基づいて説明する。まず、本発明に導入した３つの手
法について各々説明する。
【００１３】ａ．第１の手法 図２は、ｔａｎωｔ（＝Ｓ／Ｃ）とアークタンゼントａ
ｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）との関係を示す図である。図より
わかるように、このグラフは、原点に対して対称形とな
っている。したがって、Ｓ／Ｃが負の時のａｒｃｔａｎ
（Ｓ／Ｃ）の角度値は、Ｓ／Ｃが正の時の角度値に
「−」の符号ををつけることで表現できる。この手法を
取り入れることにより、ＲＯＭテーブルの数を半分にす
ることが可能となる。
ｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）との関係を示す図である。図より
わかるように、このグラフは、原点に対して対称形とな
っている。したがって、Ｓ／Ｃが負の時のａｒｃｔａｎ
（Ｓ／Ｃ）の角度値は、Ｓ／Ｃが正の時の角度値に
「−」の符号ををつけることで表現できる。この手法を
取り入れることにより、ＲＯＭテーブルの数を半分にす
ることが可能となる。
【００１４】ｂ．第２の手法 表１は、Ｓ及びＣが各々０から７（３ビット）をとるこ
とができる場合のＳ／Ｃの値を示す表である。
とができる場合のＳ／Ｃの値を示す表である。
【００１５】
【表１】
【００１６】表１よりわかるように、Ｓ＝Ｃ、すなわ
ち、Ｓ／Ｃ＝１の軸に対称にＳ／ＣとＳとＣとを交換し
たＣ／Ｓとが存在している。例えば、Ｓ／Ｃ＝１／２に
ついてみると、Ｓ／Ｃ＝１の軸に対称な位置にはＣ／Ｓ
＝２／１が存在する。この特徴を利用すれば、ＲＯＭテ
ーブルの数を減らすことができる。すなわち、ｔａｎα
＝Ｓ／Ｃ、ｔａｎβ＝Ｃ／Ｓ、β＝π／２−αとする
と、
ち、Ｓ／Ｃ＝１の軸に対称にＳ／ＣとＳとＣとを交換し
たＣ／Ｓとが存在している。例えば、Ｓ／Ｃ＝１／２に
ついてみると、Ｓ／Ｃ＝１の軸に対称な位置にはＣ／Ｓ
＝２／１が存在する。この特徴を利用すれば、ＲＯＭテ
ーブルの数を減らすことができる。すなわち、ｔａｎα
＝Ｓ／Ｃ、ｔａｎβ＝Ｃ／Ｓ、β＝π／２−αとする
と、
【００１７】 ｔａｎ-1（Ｃ／Ｓ）＝π／２−ｔａｎ-1（Ｓ／Ｃ） となり、この式よりＳ＜Ｃ、すなわちアークタンゼント
が４５度未満の時の角度を用いてＳ＞Ｃ、すなわちアー
クタンゼントが４５度をこえる時の角度を求めることが
できる。逆に、
が４５度未満の時の角度を用いてＳ＞Ｃ、すなわちアー
クタンゼントが４５度をこえる時の角度を求めることが
できる。逆に、
【００１８】 ｔａｎ-1（Ｓ／Ｃ）＝π／２−ｔａｎ-1（Ｃ／Ｓ） と見れば、この式よりＳ＞Ｃの時の角度を用いてＳ＜Ｃ
の時の角度を求めることができる。
の時の角度を求めることができる。
【００１９】したがって、ＲＯＭテーブルの数を表１の
およそ半分に減らすことができる。
およそ半分に減らすことができる。
【００２０】ｃ．第３の手法 次いで、本件出願人は、図２のグラフのＳ／Ｃ軸を等分
に区切ることを考えてみた。先の第１の手法を利用する
ことを前提とすると、図２の第１象限のみを考えればよ
いが、Ｓ／Ｃ＞１の範囲には、表１よりもわかるように
無限大の値が存在するので等分に区切ることはできな
い。ここで、さらに先の第２の手法を利用することを前
提とすると、アークタンゼントの角度値が０から４５度
までを考えれば良いので、この範囲（０≦Ｓ／Ｃ≦１）
であれば、Ｓ／Ｃ軸を等分に区切ることが可能となる。
表２は、Ｓ／Ｃの値が１以下のものを小さい順に並べた
表である。
に区切ることを考えてみた。先の第１の手法を利用する
ことを前提とすると、図２の第１象限のみを考えればよ
いが、Ｓ／Ｃ＞１の範囲には、表１よりもわかるように
無限大の値が存在するので等分に区切ることはできな
い。ここで、さらに先の第２の手法を利用することを前
提とすると、アークタンゼントの角度値が０から４５度
までを考えれば良いので、この範囲（０≦Ｓ／Ｃ≦１）
であれば、Ｓ／Ｃ軸を等分に区切ることが可能となる。
表２は、Ｓ／Ｃの値が１以下のものを小さい順に並べた
表である。
【００２１】
【表２】
【００２２】表２中、「ａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）」の項
は、ＦＭ信号の位相を表しており、この位相と遅延回路
で１サンプルだけ遅延させた信号とが、引き算回路で演
算され、ＦＭ検波出力となる。したがって、表２中、
「前との位相差」の項の大きさが出力のディジタル的な
粗さ（分解能）を表すことになる。よって、最大値を示
す８．１３度（Ｓ／Ｃ＝１／７）が検波出力のＳＮ比を
支配することになり、「前との位相差」が８．１３度以
下でＳ／Ｃ軸を等分に区切ることができればＳＮ比に大
きな差は生じないと言える。
は、ＦＭ信号の位相を表しており、この位相と遅延回路
で１サンプルだけ遅延させた信号とが、引き算回路で演
算され、ＦＭ検波出力となる。したがって、表２中、
「前との位相差」の項の大きさが出力のディジタル的な
粗さ（分解能）を表すことになる。よって、最大値を示
す８．１３度（Ｓ／Ｃ＝１／７）が検波出力のＳＮ比を
支配することになり、「前との位相差」が８．１３度以
下でＳ／Ｃ軸を等分に区切ることができればＳＮ比に大
きな差は生じないと言える。
【００２３】次に、かかる原理に基づき、表２からＳ／
Ｃ＝１／７、２／７、３／７、４／７、５／７、６／
７、７／７を抜き出して表３をつくる。
Ｃ＝１／７、２／７、３／７、４／７、５／７、６／
７、７／７を抜き出して表３をつくる。
【００２４】
【表３】
【００２５】表３よりわかるように、「前との位相差」
は、全て８．１３度以下になっているで、この表３の８
個のａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）を代表値としても、検波出
力のＳＮ比に大きな差は生じないことになる。
は、全て８．１３度以下になっているで、この表３の８
個のａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）を代表値としても、検波出
力のＳＮ比に大きな差は生じないことになる。
【００２６】より詳細には、表４に示すように、Ｓ／Ｃ
をａ０からａ７で等分に分割し、０から４５度の範囲を
この８つのａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）で代表させるように
すれば、ＳＮ比を悪化させることなくＲＯＭテーブルの
数を減らすことができるのである。
をａ０からａ７で等分に分割し、０から４５度の範囲を
この８つのａｒｃｔａｎ（Ｓ／Ｃ）で代表させるように
すれば、ＳＮ比を悪化させることなくＲＯＭテーブルの
数を減らすことができるのである。
【００２７】
【表４】
【００２８】以上の３つの手法を取り入れることで、Ｒ
ＯＭテーブルを８個にまで減らすことが可能になる。
ＯＭテーブルを８個にまで減らすことが可能になる。
【００２９】第１の実施形態 次に、上述の３つの手法をとりいれたアークタンゼント
回路を図３に示す。図３のアークタンゼント回路は、図
１のディジタルＦＭ検波回路に示すアークタンゼント回
路に代わり使用されるものである。
回路を図３に示す。図３のアークタンゼント回路は、図
１のディジタルＦＭ検波回路に示すアークタンゼント回
路に代わり使用されるものである。
【００３０】入力されたＳ及びＣ信号は、まず、絶対値
検出部１１と符号検出部１２に入力されることになる。
絶対値検出部１１と、符号検出部１２と、符号修正部１
９とにより上記第１の方法が実現される。絶対値検出部
１１にて入力信号の絶対値が求められることにより、Ｓ
／Ｃが図２の第３象限に位置する負の値であっても第１
象限の正の値として処理され、ロムテーブルから対応す
る角度（アークタンゼント）値が求められる。他方、符
号検出部１２では入力信号の符号が検出され、Ｓ／Ｃが
負の値をとる場合には、求められた角度の極性を符号修
正部１９にて負に修正し、正しいアークタンゼント値が
出力されるように構成している。以上の構成によりロム
テーブル１７の数を減らすことが可能となる。
検出部１１と符号検出部１２に入力されることになる。
絶対値検出部１１と、符号検出部１２と、符号修正部１
９とにより上記第１の方法が実現される。絶対値検出部
１１にて入力信号の絶対値が求められることにより、Ｓ
／Ｃが図２の第３象限に位置する負の値であっても第１
象限の正の値として処理され、ロムテーブルから対応す
る角度（アークタンゼント）値が求められる。他方、符
号検出部１２では入力信号の符号が検出され、Ｓ／Ｃが
負の値をとる場合には、求められた角度の極性を符号修
正部１９にて負に修正し、正しいアークタンゼント値が
出力されるように構成している。以上の構成によりロム
テーブル１７の数を減らすことが可能となる。
【００３１】絶対値検出部１１の出力は、次いで、大小
比較部１３とＳＣ交換部１４に入力されることになる。
大小比較部１３と、ＳＣ交換部１４と、位相値を修正す
る交換の修正部１８とにより上記第２の方法が実現され
る。大小比較部１３では、入力されたＳ信号とＣ信号と
の大小関係が検出される。ＳＣ交換部１４では、大小比
較部１３の検出結果がＳ／Ｃ＞１を示す場合にのみＳと
Ｃとの値を交換し、これを出力する。次いで、ロムアド
レス部１６は、交換した値（Ｃ／Ｓ）に対応するアーク
タンゼント値をロムテーブル１７から求め出力する。す
なわち、Ｓ／Ｃが１をこえる値であってもその逆数（１
より小さい値）として処理され、ロムテーブルから対応
する角度（アークタンゼント）が求められるのである。
このようにして求められた値は、前述の第２の方法で示
した数式に基づき正しい角度値に修正される。この処理
を行うのが、交換の修正部１８であり、Ｓ／Ｃが１をこ
える場合には、角度の修正処理が実行されることにな
る。
比較部１３とＳＣ交換部１４に入力されることになる。
大小比較部１３と、ＳＣ交換部１４と、位相値を修正す
る交換の修正部１８とにより上記第２の方法が実現され
る。大小比較部１３では、入力されたＳ信号とＣ信号と
の大小関係が検出される。ＳＣ交換部１４では、大小比
較部１３の検出結果がＳ／Ｃ＞１を示す場合にのみＳと
Ｃとの値を交換し、これを出力する。次いで、ロムアド
レス部１６は、交換した値（Ｃ／Ｓ）に対応するアーク
タンゼント値をロムテーブル１７から求め出力する。す
なわち、Ｓ／Ｃが１をこえる値であってもその逆数（１
より小さい値）として処理され、ロムテーブルから対応
する角度（アークタンゼント）が求められるのである。
このようにして求められた値は、前述の第２の方法で示
した数式に基づき正しい角度値に修正される。この処理
を行うのが、交換の修正部１８であり、Ｓ／Ｃが１をこ
える場合には、角度の修正処理が実行されることにな
る。
【００３２】ＳＣ交換部１４を経た信号は、次いで、除
算と丸め部１５に入力される。この構成により、上記第
３の方法が実現される。除算と丸め部１５は、入力され
るＳ信号とＣ信号からＳ／Ｃを求め、これを表４に示す
ように等分に分割された代表値ａ０からａ７のいずれか
の値に丸める。この代表値ａ０からａ７には、それぞれ
対応するアークタンゼント値がロムテーブル１７内部に
アドレス付けされて配置されており、ロムアドレス部１
６は、ロムテーブル１７から対応するアークタンゼント
値を読みだし、これを出力する制御を行う。
算と丸め部１５に入力される。この構成により、上記第
３の方法が実現される。除算と丸め部１５は、入力され
るＳ信号とＣ信号からＳ／Ｃを求め、これを表４に示す
ように等分に分割された代表値ａ０からａ７のいずれか
の値に丸める。この代表値ａ０からａ７には、それぞれ
対応するアークタンゼント値がロムテーブル１７内部に
アドレス付けされて配置されており、ロムアドレス部１
６は、ロムテーブル１７から対応するアークタンゼント
値を読みだし、これを出力する制御を行う。
【００３３】第２の実施形態 上記の第１の実施形態は、先の第１から第３の手法を全
て取り入れた、最もロムテーブルの数が小さくなる最適
な実施形態であったが、例えば、上述の第２の手法を取
り入れないでもＳＮ比の悪化を抑制したアークタンゼン
ト回路を構成することが可能である。この場合、０から
９０度の間の位相を使用することになるので、前述の第
３の手法で示したように、図２のグラフをＳ／Ｃ軸方向
に向かって等分に区切ることはできない。ここで、本件
出願人は、表３の代表値をベースにした表５に示すよう
な代表値を検討した。
て取り入れた、最もロムテーブルの数が小さくなる最適
な実施形態であったが、例えば、上述の第２の手法を取
り入れないでもＳＮ比の悪化を抑制したアークタンゼン
ト回路を構成することが可能である。この場合、０から
９０度の間の位相を使用することになるので、前述の第
３の手法で示したように、図２のグラフをＳ／Ｃ軸方向
に向かって等分に区切ることはできない。ここで、本件
出願人は、表３の代表値をベースにした表５に示すよう
な代表値を検討した。
【００３４】
【表５】
【００３５】表５の「前との位相差」の項よりわかるよ
うに、「前との位相差」の最大値は、第１の実施形態の
時と同じであるので、これらの代表値のみを使用してア
ークタンゼント回路を構成しても検波出力のＳＮ比に
は、大きな差は生じない。
うに、「前との位相差」の最大値は、第１の実施形態の
時と同じであるので、これらの代表値のみを使用してア
ークタンゼント回路を構成しても検波出力のＳＮ比に
は、大きな差は生じない。
【００３６】かかる代表値を使用したアークタンゼント
回路を図４に示す。図３と同様の構成に付いては同一の
番号を付し、その詳細な説明は割愛する。第２の実施形
態では、０から９０度の位相を使用するので、原理的に
は、第１の実施形態のようなＳＣ交換部１４及び交換の
修正部１８は不要となる。しかしながら、本第２の実施
形態では、以下のような方法でロムアドレスを決定して
いるのでＳＣの交換を必要としている。
回路を図４に示す。図３と同様の構成に付いては同一の
番号を付し、その詳細な説明は割愛する。第２の実施形
態では、０から９０度の位相を使用するので、原理的に
は、第１の実施形態のようなＳＣ交換部１４及び交換の
修正部１８は不要となる。しかしながら、本第２の実施
形態では、以下のような方法でロムアドレスを決定して
いるのでＳＣの交換を必要としている。
【００３７】第２の実施形態では、絶対値検出部１１の
出力は、大小比較部１３とＳＣ交換部１４に入力される
ことになる。大小比較部１３では、入力されたＳとＣと
の大小関係が検出される。検出結果がＳ／Ｃ＞１の場合
にのみＳとＣとの値を交換する。出力されるＳとＣの値
は、除算部２５にて除算され、Ｓ／Ｃ（Ｓ／Ｃ＞１の場
合には実質的にＣ／Ｓ）が求められ出力される。
出力は、大小比較部１３とＳＣ交換部１４に入力される
ことになる。大小比較部１３では、入力されたＳとＣと
の大小関係が検出される。検出結果がＳ／Ｃ＞１の場合
にのみＳとＣとの値を交換する。出力されるＳとＣの値
は、除算部２５にて除算され、Ｓ／Ｃ（Ｓ／Ｃ＞１の場
合には実質的にＣ／Ｓ）が求められ出力される。
【００３８】ロムアドレス部２６は、Ｓ≦Ｃ（アークタ
ンゼントが０から４５度）の場合には、Ｓ／Ｃに７を乗
算する。この時、整数部としては０から７までの整数が
得られるので、乗算値を整数値に丸める処理も実行され
る。また、Ｓ＞Ｃ（アークタンゼントが４５から９０
度）の場合には、Ｃ／Ｓに７を乗算し、これを１４から
減算する。この時、整数部としては８から１４までの整
数が得られるので、同様に、この整数値に丸める処理も
行われる。以上の処理により０から１４までの整数が導
かれる。
ンゼントが０から４５度）の場合には、Ｓ／Ｃに７を乗
算する。この時、整数部としては０から７までの整数が
得られるので、乗算値を整数値に丸める処理も実行され
る。また、Ｓ＞Ｃ（アークタンゼントが４５から９０
度）の場合には、Ｃ／Ｓに７を乗算し、これを１４から
減算する。この時、整数部としては８から１４までの整
数が得られるので、同様に、この整数値に丸める処理も
行われる。以上の処理により０から１４までの整数が導
かれる。
【００３９】ロムテーブル２７は、かかる整数値に１対
１に対応付けてアークタンゼントの値を保持しており、
上述の計算により求められた整数値に対応するロムアド
レスがロムアドレス部２６中で求められ、そのアドレス
で指定されるのアークタンゼント値がロムテーブル２７
から読み出され出力される。
１に対応付けてアークタンゼントの値を保持しており、
上述の計算により求められた整数値に対応するロムアド
レスがロムアドレス部２６中で求められ、そのアドレス
で指定されるのアークタンゼント値がロムテーブル２７
から読み出され出力される。
【００４０】以上の第２の実施形態では、第１の実施形
態に比してロムテーブルの数が倍増するが、第１の実施
形態のような角度の修正処理が不要となる。また、検波
出力のＳＮ比も差がないので、両方の形態を、必要に応
じて使い分けることが望ましい。
態に比してロムテーブルの数が倍増するが、第１の実施
形態のような角度の修正処理が不要となる。また、検波
出力のＳＮ比も差がないので、両方の形態を、必要に応
じて使い分けることが望ましい。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＳＮ比の悪化を抑制しつつ、ロムテーブルの数を減らす
ことが可能となる。
ＳＮ比の悪化を抑制しつつ、ロムテーブルの数を減らす
ことが可能となる。
【図１】ディジタルＦＭ検波回路の概略ブロック図であ
る。
る。
【図２】アークタンゼントとＳ／Ｃとの関係を示す図で
ある。
ある。
【図３】本発明のアークタンゼント回路の一例を示す図
である。
である。
【図４】本発明のアークタンゼント回路の一例を示す図
である。
である。
１、２、６ ・・・・ 遅延回路 ３、７ ・・・・ 加算回路 ４ ・・・・ 割算回路 ５ ・・・・ アークタンゼント回路 １１ ・・・・ 絶対値検出部 １２ ・・・・ 符号検出部 １３ ・・・・ 大小比較部 １４ ・・・・ ＳＣ交換部 １５ ・・・・ 除算と丸め部 １６ ・・・・ ロムアドレス部 １７ ・・・・ ロムテーブル １８ ・・・・ 交換の修正部 １９ ・・・・ 符号修正部 ２３ ・・・・ 大小比較部 ２４ ・・・・ ＳＣ交換部 ２５ ・・・・ 除算部 ２６ ・・・・ ロムアドレス部 ２７ ・・・・ ロムテーブル
Claims (3)
- 【請求項１】 入力アナログＦＭ信号をサンプリング
し、これをディジタル検波するディジタルＦＭ検波回路
であって、 前記サンプリングされた入力信号を一定時間遅延させた
第２信号と、前記第２信号との位相差が９０度の第３信
号とが入力され、両入力信号を除算した結果に基づいて
対応するアークタンゼント値を出力するアークタンゼン
ト回路を備え、前記アークタンゼント回路は、前記除算
した結果を順次複数の代表値のいずれかに丸める丸め手
段と、前記複数の代表値のアークタンゼント値を有する
ロムテーブルから前記丸められた代表値に対応するアー
クタンゼント値を選択しこれを出力する制御をなすロム
アドレス部と、を有することを特徴とするディジタルＦ
Ｍ検波回路。 - 【請求項２】 前記アークタンゼント回路は、さらに、
前記除算した結果が負の値になることを検出する極性検
出手段と、前記出力されたアークタンゼント値の極性を
変更する極性修正部と、を備え、 前記極性検出部にて前記除算した結果が負の値になると
判定される場合は、前記出力されるアークタンゼント値
の極性を負に修正することを特徴とする請求項１記載の
ディジタルＦＭ検波回路。 - 【請求項３】 前記アークタンゼント回路は、さらに、
前記第２信号と前記第３信号との大きさを比較する大小
比較部と、前記第２信号と前記第３信号とを入れ替える
交換部と、前記アークタンゼント値を修正する修正部と
を備え、 前記大小比較部にて前記第２信号が前記第３信号より大
きいと判断される場合には、前記交換部で前記第２信号
と前記第３信号とを入れ替え、かかる値に基づき対応す
るアークタンゼント値を前記ロムテーブルから選択する
と共に、前記修正部にて、前記ロムテーブルから出力さ
れるアークタンゼント値を前記第２信号と前記第３信号
とを入れ替えない場合のアークタンゼント値に修正する
ことを特徴とする請求項２記載のディジタルＦＭ検波回
路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06626198A JP4294114B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | ディジタルｆｍ検波回路 |
| US09/258,137 US6229386B1 (en) | 1998-03-02 | 1999-02-26 | Digital FM demodulation circuit |
| EP99301461A EP0940909B1 (en) | 1998-03-02 | 1999-02-26 | Digital FM demodulation circuit |
| DE69924660T DE69924660T2 (de) | 1998-03-02 | 1999-02-26 | Digitale Frequenzdemodulatorschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06626198A JP4294114B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | ディジタルｆｍ検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11251841A true JPH11251841A (ja) | 1999-09-17 |
| JP4294114B2 JP4294114B2 (ja) | 2009-07-08 |
Family
ID=13310748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06626198A Expired - Fee Related JP4294114B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | ディジタルｆｍ検波回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6229386B1 (ja) |
| EP (1) | EP0940909B1 (ja) |
| JP (1) | JP4294114B2 (ja) |
| DE (1) | DE69924660T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009089343A (ja) * | 2007-09-27 | 2009-04-23 | Alor Micro Corp | 角度計算方法及び関連回路 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3958513B2 (ja) * | 2000-10-05 | 2007-08-15 | 三菱電機株式会社 | ディジタルｆｍ復調器、映像信号処理装置、及びディジタルｆｍ復調方法 |
| US20020101939A1 (en) * | 2000-11-09 | 2002-08-01 | Sundaresan Harini V. | Fixed-point DSP implementation of FM demodulation and decoding |
| WO2006049103A1 (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-11 | Pioneer Corporation | Ｆｍ受信機 |
| US8401503B2 (en) | 2005-03-01 | 2013-03-19 | Qualcomm Incorporated | Dual-loop automatic frequency control for wireless communication |
| US8009775B2 (en) | 2005-03-11 | 2011-08-30 | Qualcomm Incorporated | Automatic frequency control for a wireless communication system with multiple subcarriers |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2106734B (en) | 1981-09-15 | 1986-01-15 | Standard Telephones Cables Ltd | Radio receiver |
| GB2113930B (en) | 1982-01-26 | 1985-03-13 | Plessey Co Plc | Frequency discriminator |
| US4560941A (en) * | 1984-09-21 | 1985-12-24 | General Electric Company | Frequency modulation detector using digital signal vector processing |
| JPH01151307A (ja) | 1987-12-08 | 1989-06-14 | Toshiba Corp | デジタルｆｍ復調装置 |
| US5224064A (en) | 1991-07-11 | 1993-06-29 | Honeywell Inc. | Transcendental function approximation apparatus and method |
| US5848739A (en) * | 1997-01-17 | 1998-12-15 | Package Research, Inc. | Pump dispenser for flowable materials |
-
1998
- 1998-03-02 JP JP06626198A patent/JP4294114B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-02-26 EP EP99301461A patent/EP0940909B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-02-26 DE DE69924660T patent/DE69924660T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-02-26 US US09/258,137 patent/US6229386B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009089343A (ja) * | 2007-09-27 | 2009-04-23 | Alor Micro Corp | 角度計算方法及び関連回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69924660D1 (de) | 2005-05-19 |
| DE69924660T2 (de) | 2005-09-29 |
| US6229386B1 (en) | 2001-05-08 |
| EP0940909A1 (en) | 1999-09-08 |
| EP0940909B1 (en) | 2005-04-13 |
| JP4294114B2 (ja) | 2009-07-08 |
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