JP2905212B2 - デジタルレベル検出器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、自動レベル制御回路において入力信号の
レベルを検出するデジタルレベル検出器に関する。

（従来の技術） 一般に、自動レベル制御回路（AGC回路）は、第４図
に示すように、利得が可変のレベル制御アンプ42,レベ
ル検出器44及び比較回路46から構成される。レベル検出
器44は、レベル制御アンプ42の出力する信号43を入力
し、そのレベルを示すレベル検出信号45を作成する。信
号45は、一方入力（＋）として比較回路46に入力する。
比較回路46は、他方入力端子（−）に基準電圧47を設定
してあり、この基準電圧47とレベル検出信号45との誤差
電圧をレベル制御アンプ42への制御信号48として発生す
る。これによって、レベル検出信号45と設定電圧47とを
等しくするような帰還が働き、出力信号43のレベルを入
力信号41の変動に拘らず一定に制御する。

第５図は上記AGC回路をデジタル回路によって構成し
た場合のレベル検出器をブロックにて示す。

デジタルレベル検出器は、例えば絶対値検波回路52と
平滑回路54の直列構成にて実現する。絶対値検波回路52
は、入力信号列を全波検波（整流）する回路であって、
第４図で出力信号43に相当する信号を入力信号51とし、
その各種を絶対値化する。絶対値化された出力53は平滑
回路54にて平滑する。平滑回路54の出力55はレベル検出
信号であり、第４図における比較回路46の入力45とな
る。平滑回路54は、入力信号列を積分して平均値或いは
実効値を示す信号を出力する。第４図の回路では、レベ
ル検出信号55は、入力信号51の実効値ではなく、平均値
を得ることになる。

しかし、上記構成のデジタルレベル検出器は、入力信
号が離散的信号であるため、信号周波数が高くなると、
一周期内のサンプル数が少なくなり、平均値が正しく信
号レベルを表わさなくなる、という欠点を持つ。特に、
サンプル周波数fsに対し信号周波数がｆがfs/4に近くな
ると、 のビート周波数を持つリップルが生じる。

第６図は上記リップル発生の原因を正弦波にて説明す
る波形図である。

第６図において、a,bはそれぞれ入力信号51をアナロ
グ波形（正弦波）で表わした波形図であり、実線は絶対
値信号53の波形を示す。信号周波数とサンプル周波数と
の間にfs/4の関係があるとき、入力信号51の一周期に対
してサンプル位置（黒丸参照）は４点となるが、正弦波
の位相とサンプル位置によって、算出される平均値が変
化する。ａはサンプル位置が正弦波の正負の各頂点（90
°,270°）と零点（０°,180°）の場合であり、このと
き平均値は0.5となり最小になる。ｂは平均値が最大に
なるときで、0.707となる。このとき正弦波とサンプル
位置との関係は45°,135°,225°,275°である。

このような平均値の変化は、時間を圧縮して見ると、
ｃに示すように、リップルを示すことになる。変動の周
波数は式で表わされる。レベル検出信号55に相当する
波形ｃ中の，は、第６図ａ及びｂの場合に相当して
いる。平滑回路54の出力であるレベル検出信号55が、ｃ
のようにリップルを生ずると、AGC後の出力信号も波形
ｄに示すようにリップルを含み、例えばオーディオ信号
の場合、音が震えるトレモロを起こして好ましくない。
そのレベル変動は、0.5と0.707の差より3dBに相当す
る。

尚、入力信号の周波数がfs/4以外のときにも上記リッ
プルは発生する。例えばfs/2でも生じるが、一般にfs/2
近傍はエイリアシング歪みのためサンプル周波数として
使用されることはないので、fs/4の場合が最も問題にな
る。

ところで、上記リップルを避けるために、補間によっ
てサンプル値を補う方法が考えられる。

第７図は、補間によってレベル検出信号を正確に得る
ようにした従来のレベル検出器を示す回路図である。入
力信号71は、先ず補間回路72で正規のサンプル値間の補
間値が補われる。補間値の間挿された信号が入力信号の
ｎ倍の場合、補間周波数は、fs′＝nfsの周波数で、補
間回路72は入力信号71のｎ（ｎは整数）倍のサンプル値
を有する信号73を出力する。この信号73は絶対値検波回
路74及び平滑回路75を介して、レベル検出信号76として
得られる。尚、絶対値検波回路74及び平滑回路75も補間
周波数fs′で動作させなければならない。このように、
入力信号を実際のサンプル値以外の補間値で埋めた信号
について絶対値を算出して平均値Vmを得る方法は、入力
信号がサンプル周波数とfs/4近傍の関係を持つようにな
ったときでも、リップルの原因となるVmのばらつきを少
なくするものである。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、第７図の回路は、補間回路72から平滑
回路75まで、全て新たなサンプル周波数fs′で動作させ
なければならず、処理時間が長くなるという欠点があ
る。一般に、デジタル信号は、デジタルシグナルプロセ
ッサや，マイクロコンピュータとプロセッサとの結合回
路で構成されるので、サンプル周波数が２倍,4倍と増え
ることは、処理ステップが増加し、他の処理への処理時
間を減少させる。

この発明は上記問題点を除去し，サンプル周波数を上
げることなく、リップル成分の少ないレベル検出信号を
得るようにしたデジタルレベル検出器の提供を目的とす
る。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明に係るデジタルレベル検出器は、入力信号列を
サンプリング周期の整数倍の時間だけ遅延させた１つ又
は複数の信号を前記入力信号列に加算することにより、
前記入力信号列の各信号相互間の補間値を前記入力信号
列のサンプリングタイミングに同期して得る補間回路
と、前記入力信号列の絶対値を検波する第１の絶対値検
波回路と、前記補間回路からの信号列の絶対値を検波す
る第２の絶対値検波回路と、これら第１及び第２の絶対
値検波回路の出力を加算する加算回路と、この加算回路
の出力を平滑する平滑回路とを具備したものである。

（作用） このような構成によれば、平滑回路に入力する信号列
は、信号本来の値に補間値を加算した信号列となる。入
力信号列の間に補間値が入らない。このように信号本来
の値に補間値が加わることは、入力信号に対するサンプ
ル位置の相対変化による平均値変化が、補間値が加算さ
れる分少なくなり、リップルを軽減する。

また、信号列に補間値を加算することで、時間的な多
重処理を行っていることになる。換言すれば、第２の絶
対値（半波）検波回路からの補間値は、第１の絶対値
（半波）検波回路の出力（入力信号の絶対値出力）と同
じ時間に得られる。そして、この信号列が平滑回路に供
給される。従って、平滑回路に入力する信号列は、入力
信号のサンプル間隔と同じであり、このため、平滑回路
の処理速度を上げることはない。

（実施例） 以下、この発明を図示の実施例によって説明する。

第１図はこの発明に係るデジタルレベル検出器の一実
施例を示すブロック図である。

第１図の構成は、先ず、入力信号11を第１の絶対値検
波回路12に入力すると共に、遅延レジスタ13及び加算回
路14にて構成した補間回路15によって、入力信号列間の
補間値を算出する。加算回路14の出力16は、1/2倍され
て第２の絶対値検波回路17に入力する。

第１の絶対値検波回路12の出力18と第２の絶対値検波
回路17の出力19は加算回路20で加算し、さらにその出力
21は1/2倍されて平滑回路22に入る。平滑回路22は、信
号列21の例えば平均値を算出し、これによるレベル検出
信号23を出力する。

次に上記回路の作用を説明する。

第２図は第１図の作用を説明する波形図である。a,b,
cは、正弦波とサンプル位置（黒丸）との位相関係を３
通りについて比較したものであり、ｄはレベル検出信号
23を示す。

今、現在の入力信号値をS0,それより各１サンプル前
の入力信号値をそれぞれS1,S2とする。先ず、第２図ａ
に示すように、正弦波に対しサンプル位置が０°,90°,
180°,270°となるときは、現信号の入力時点で、信号1
6はS1とS0の間の平均補間値Q1を示す（正確には1/2倍さ
れた信号）。この場合Q1は、正の信号であるので、その
まま絶対値検波回路17より加算回路20に入力する。加算
回路20は、現信号値S0を示す絶対値検波回路12からの出
力18を入力しているので、これにより、平滑回路22は、
P1＝Q1＋S0値を示す信号21を、平均値演算の対象とす
る。一方、平滑回路22は、１サンプル前には、信号値S2
とS1との間の補間値Q1′と信号値S1との加算信号P1′
（＝Q1′＋S1）を平均値演算の対象信号として入力して
いる。これはb,cの場合も同様である。ここに、ａとｃ
は正弦波に対するサンプル位置が、それぞれ第６図a,第
６図ｂと同じであるが、ｃはθ，θ＋90°，θ＋180
°，θ＋270°の場合を示す。θは正弦波とサンプル位
置の位相差を示す。このように平滑回路22は、平均値演
算の対象とする信号値として、各▲印で示すP1,P1′…
のデータより平均値を求める。

上記平均値演算によれば、平均値Vmの２倍の値で示す
と、ａの場合1.00,bの場合1.11,cの場合1.06となる。こ
れらの値より、レベル検出信号23は、ｄに示すように、
第６図ｃと比べてリップルが減少する。このときのリッ
プルは1dBとなる。尚、第２図ｄで，，はそれぞ
れ第２図a,b,cに相当する。

ここで、第６図の場合は、正弦波とサンプル位置との
関係が45°,135°…のときに、Vmが最大値0.707であっ
た。しかし、この実施例の場合、リップルのピークは、
ｂの位相のときに生じていることが判る。これは補間に
よるサンプル列（ピーク点90°,180°）が加わることに
なるからであり、ｂのときの位相差θは、26,57°とな
る。

このように上記実施例では、補間値を現信号値に加算
して平滑回路22に送出しているので、各入力が補間値情
報を含む分だけ、平均値の変化を少なくすることができ
る。加えて、平滑回路22は、補間値を入力信号値と同時
に入力して処理するので、動作速度を早める必要はな
く、入力信号のサンプル周波数fsと同じにできる。

第３図に平滑回路22の他の構成を示す。

第３図ａは、加算回路31と、遅延レジスタ32による一
般的な低域濾波器である。入力信号21に対する係数d1,
帰還信号に対する係数d2を変えることで、平滑特性を変
更することができる。

第３図ｂは、立上りと立下りの時定数を、入力する信
号21のレベルに応じて違えるようにした低域濾波器であ
る。33は信号選択回路であり、比較回路37からの信号に
よって、加算回路34及び加算回路35からの信号を選択す
る。信号選択回路33の出力は、遅延レジスタ36を介して
前記加算回路34,35に帰還する。各加算回路34,35への入
力信号と帰還信号とは、それぞれ係数c1,c3及びc2,c4に
よって、立上り時定数と立下り時定数が切換えられる。
係数c1,c2は立上がり時定数を決定し、係数c3,c4は立下
りの時定数を決定する。尚、比較回路37は、遅延レジス
タ36からの帰還信号と入力信号21とのレベルを比較して
いる。

上記のように平滑回路22は、低域濾波型のフィルタを
種々利用することができるが、さらに別の手段として、
ピーク検波形のフィルタ（ピーク検波器）を利用しても
良い。また、入力信号を２乗して平均値処理する，実効
値出力形のフィルタも用いることができる。

絶対値検波器12,17は全波検波器であるが、半波検波
器を用いても良い。即ち、全波検波器の場合、符号ビッ
トである最上位ビットが“1"のとき、残りのビットを反
転し、“0"のときはそのまま出力すれば絶対値出力が得
られる。半波検波回路は、最上位ビットが“1"のとき、
残りの全てのビットを“0"にするか、最上位ビットが
“0"のとき、残りのビットを全て“1"にする構成にす
る。

補間回路15の他の例としては、遅延レジスタを複数有
したFIR（有限長インパルス応答形）フィルタ、IIR（無
限長インパルス応答）フィルタで構成しても良い。ま
た、補間値も、第１図の実施例のように１つではなく、
所定数の遅延レジスタを用いて複数の補間値を作成して
も良い。この場合、複数の補間値に対応して絶対値検波
回路を設け、これら全ての値を加算すれば良い。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、サンプル周波
数を上げることなく、正確なレベル検出が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るデジタルレベル検出器の一実施
例を示す回路図、第２図は第１図の動作を説明するため
の波形図、第３図はこの発明に用いる平滑回路の例をそ
れぞれ示す回路図、第４図はAGC回路の一般的構成を示
す回路図、第５図は従来のレベル検出器の構成を示す回
路図、第６図は第５図の回路で生ずるリップルを説明す
る波形図、第７図はサンプル周波数を上げることでリッ
プルを軽減する他の従来例を示す回路図である。 11…入力信号列、12…第１の絶対値検波回路、15…補間
回路、17…第２の絶対値検波回路、20…加算回路、22…
平滑回路、23…レベル検出信号。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号列をサンプリング周期の整数倍の
   時間だけ遅延させた１つ又は複数の信号を前記入力信号
   列に加算することにより、前記入力信号列の各信号相互
   間の補間値を前記入力信号列のサンプリングタイミング
   に同期して得る補間回路と、 前記入力信号列の絶対値を検波する第１の絶対値検波回
   路と、 前記補間回路からの信号列の絶対値を検波する第２の絶
   対値検波回路と、 これら第１及び第２の絶対値検波回路の出力を加算する
   加算回路と、 この加算回路の出力を平滑する平滑回路とを具備したこ
   とを特徴とするデジタルレベル検出器。