JPH11215010A - パラレル−シリアル変換用差動論理回路 - Google Patents
パラレル−シリアル変換用差動論理回路Info
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- JPH11215010A JPH11215010A JP10011739A JP1173998A JPH11215010A JP H11215010 A JPH11215010 A JP H11215010A JP 10011739 A JP10011739 A JP 10011739A JP 1173998 A JP1173998 A JP 1173998A JP H11215010 A JPH11215010 A JP H11215010A
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Abstract
換を行うことができるパラレル−シリアル変換用差動論
理回路を提供することを課題とする。 【解決手段】 第1のクロックをトリガとする複数のダ
ブルエッジトリガフリップフロップ(DFF)を有し、
パラレル信号をシリアル信号に変換する手段と、第1の
クロックと同じ周波数のクロックをトリガとする2つの
シングルエッジトリガフリップフロップ(DFF)を有
し、当該変換されたシリアル信号を2ビットのパラレル
信号に変換する手段と、第1のクロックと同じ周波数の
1対の差動クロックのうちのいずれが大きいかに応じ
て、当該変換された2ビットのパラレル信号のうちのい
ずれかを選択して、その信号を第1のクロックの2倍の
周波数のクロックに相当する速度でシリアル出力する差
動マルチプレクサ(MUX)とを有する。
Description
変換を行うための論理回路に関し、特に低周波数をクロ
ックとしてパラレル−シリアル変換を行うことができる
論理回路に関する。
は、アナログ信号用の入出力端子を有するものがある。
当該機器間では、ビデオ信号やオーディオ信号がアナロ
グ形式で通信される。近年、アナログ通信に代わり、デ
ジタル通信が普及しつつある。その中でも、IEEE1
394規格のデジタルシリアル通信が注目されている。
トワークの構成を示す。ネットワークは、例えば5つの
ノード(通信装置)ND1〜ND5をケーブルBSに接
続することにより構成される。以下、ノードND1〜N
D5の全て又は個々をノードNDという。各ノードND
には、ノードID(識別子)が設定される。ノードID
は、例えば、ノードND1が1、ノードND2が2、ノ
ードND3が3、ノードND4が4、ノードND5が5
である。この中で、ノードIDが一番大きいノードND
がルートノードになる。ルートノードは、例えばノード
ND5である。
ノードNDは、IEEE1394インタフェース1及び
デバイス4を含む。デバイス4は、例えばビデオ機器や
オーディオ機器やコンピュータ等である。IEEE13
94インタフェース1は、リンク層(半導体チップ)2
と物理層(半導体チップ)3のセットで構成される。物
理層3は、ケーブルBSと直接信号の授受を行う層であ
り、リンク層2はデバイス4と信号の授受を行う層であ
る。
む。第1のツイストペアは、互いに位相が反転したデー
タ信号Dataとその差動信号−Dataのペアであ
る。第2のツイストペアは、互いに位相が反転したスト
ローブ信号Strobeとその差動信号−Strobe
のペアである。ストローブ信号Strobeは、データ
信号DataをDSエンコードした信号である。詳細
は、後に図4を参照しながら説明する。
タレートは、98.304Mビット/秒(以下、便宜上
100Mbpsという)、196.608Mビット/秒
(以下、便宜上200Mbpsという)又は393.2
16Mビット/秒(以下、便宜上400Mbpsとい
う)の中からいずれか1つを選択することができる。
間で上記のデータレートに関係なく常に49.152M
Hz(以下、便宜上50Mbpsという)で授受される
信号であり、上記のシリアルデータDataがシリアル
−パラレル変換されたパラレルデータに相当する。デー
タTxDは、シリアルデータDataが400Mbps
であれば400Mbps/50Mbps=8ビットのパ
ラレル信号、シリアルデータDataが200Mbps
であれば200Mbps/50Mbps=4ビットのパ
ラレル信号、シリアルデータDataが100Mbps
であれば100Mbps/50Mbps=2ビットのパ
ラレル信号である。以下、8ビットのパラレルデータT
xDが50Mbpsで通信され、シリアルデータDat
aが400Mbpsで通信される場合を例に説明する。
00Mbpsで通信する場合には100MHzの内部基
準クロックを必要とし、シリアルデータDataを20
0Mbpsで通信する場合には200MHzの内部基準
クロックを必要とし、シリアルデータDataを400
Mbpsで通信する場合には400MHzの内部基準ク
ロックを必要とする。
成を示し、図5は、その回路の動作を示すタイミングチ
ャートである。物理層3がケーブルBS上に信号Dat
a,−Data,Strobe,−Strobeを送信
する場合を説明する。
xD
シリアル変換して、シリアルデータDataとその差動
信号−Dataを出力し、さらにストローブ信号Str
obeとその差動信号−Strobeを出力する。スト
ローブ信号Strobe,−Strobeは、データD
ata,−DataをDSエンコードすることにより得
られる信号であり、クロック信号(例えば400MH
z)の代わりに送信される信号である。他の物理層は、
データData,−Dataとストローブ信号Stro
be,−Strobeを受信してデコードすれば、クロ
ック信号を再生することができる。IEEE1394規
格では、物理層が上記の4つの信号Data,−Dat
a,Strobe,−StrobeをケーブルBS上に
送信する。
のフリップフロップFF0〜FF7を直列接続すること
により、よく知られたパラレル−シリアル変換回路を構
成することができる。このパラレル−シリアル変換回路
は、8ビットのパラレルデータTxD
〔7〕をシリアルデータN1に変換する。
TxD〔7〕は、それぞれ8つのセレクタSEL0〜S
EL7に入力される。8つのセレクタSEL0〜SEL
7は、セレクト信号Mux_selがハイレベルになる
と第1の入力を出力し、セレクト信号Mux_selが
ローレベルになると第2の入力を出力する。D型フリッ
プフロップFF0〜FF7は、クロックClk1のポジ
ティブ(立ち上がり)エッジをトリガとして、入力信号
Dを出力信号Qとして出力し、保持する。
〔7〕は実際には並列の7本の信号線により構成される
が、図5では簡略化してTxD
まとめて記載している。データTxD
〔7〕は、データレートが50Mbpsであり、第1回
目の内容がD0〜D7、第2回目の内容がD8〜D15
である。
400MHz(周期が2.5ns)である。セレクト信
号Mux_selは、周波数が50MHz(周期が20
ns)である。信号encは、周波数が200MHz
(周期が5ns)である。
ux_selがハイレベルになると、セレクタSEL0
は、第1の入力であるデータD0(TxD
択してフリップフロップFF0の入力端子Dに出力し、
セレクタSEL1は、第2の入力であるデータD1(T
xD〔1〕)を選択してフリップフロップFF1の入力
端子Dに出力する。セレクタSEL2〜SEL7は、そ
れぞれデータD2〜D7を選択して、フリップフロップ
FF2〜FF7の入力端子Dに出力する。
と、フリップフロップFF0は、入力端子Dに入力され
るデータD0をシリアルデータN1として出力し、フリ
ップフロップFF1は、入力端子Dに入力されるデータ
D1を出力信号Qとして出力する。その出力信号Qは、
セレクタSEL0の第2の入力端子に入力される。同様
に、フリップフロップFF2〜FF7は、データD2〜
D7を出力信号Qとして出力し、前段のセレクタSEL
1〜SEL6の第2の入力端子に出力する。
レベルになると、セレクタSEL0は、第2の入力であ
るデータD1(TxD〔1〕)を選択してフリップフロ
ップFF0の入力端子Dに出力し、セレクタSEL1
は、第2の入力であるデータD2(TxD〔2〕)を選
択してフリップフロップFF1の入力端子Dに出力す
る。同様に、セレクタSEL2〜SEL6は、それぞれ
データD3〜D7を選択し、フリップフロップFF2〜
FF6の入力端子Dに出力する。セレクタSEL7は、
グランド信号gndを選択し、フリップフロップFF7
の入力端子Dに出力する。
フリップフロップFF0は、入力端子Dに入力されるデ
ータD1をシリアルデータN1として出力し、フリップ
フロップFF1は、入力端子Dに入力されるデータD2
を出力信号Qとして出力する。その出力信号Qは、セレ
クタSEL0の第2の入力端子に入力される。同様に、
フリップフロップFF2〜FF6は、データD3〜D6
を出力信号Qとして出力し、前段のセレクタSEL1〜
SEL5の第2の入力端子に出力する。フリップフロッ
プFF7は、グランド信号gndを出力信号Qとして出
力し、前段のセレクタSEL6の第2の入力端子に出力
する。
シリアルデータN1として、D0〜D7が順次出力さ
れ、その後、D8〜D15が順次出力される。
め、排他的論理和(XOR)回路10は、シリアルデー
タN1と信号encとの排他的論理和を演算し、ストロ
ーブ信号N2を出力する。
処理時間分だけシリアルデータN1よりも遅れる。信号
N1とN2等の同期をとるために、フリップフロップF
F11〜FF14が設けられる。
は、クロックClk2の立ち上がりエッジをトリガとし
て、入力端子Dに入力される信号を出力端子Qから出力
する。フリップフロップFF11は、入力端子Dに入力
されるデータN1を出力端子QからデータDataとし
て出力する。フリップフロップFF12は、入力端子D
に入力されるデータN1の論理反転データを出力端子Q
からデータ−Dataとして出力する。フリップフロッ
プFF13は、入力端子Dに入力されるストローブ信号
N2を出力端子Qからストローブ信号Strobeとし
て出力する。フリップフロップFF14は、入力端子D
に入力されるストローブ信号N2の論理反転信号を出力
端子Qからストローブ信号−Strobeとして出力す
る。データData,−Data及びストローブ信号S
trobe,−Strobeは、全てクロックClk2
に同期して400Mbpsで送信される。
ータTxD
0Mbpsである。シリアルデータData,−Dat
a及びストローブ信号Strobe,−Strobe
は、データレートが400Mbps(=50Mbps×
8ビット)である。
には、400MHz(周期が2.5ns)のクロックC
lk1を必要とし、さらに、出力信号Data,−Da
ta,Strobe,−Storbeの同期をとるため
に、400MHz(周期が2.5ns)のクロックCl
k2を必要とする。
Mbpsで送信するには、400MHzのクロックCl
k1,Clk2が必要になる。
s、200Mbps、400Mbpsの中からデータレ
ートを選択することができる。現在、データレートが1
00Mbps及び200Mbpsに対応するIEEE1
394インタフェースが主流である。このインタフェー
ス内の物理層は、200MHzのクロックを用意すれば
足り、400MHzのクロックを必要としない。
対応可能なIEEE1394インタフェースが開発され
ている。このインタフェース内の物理層は、上記のよう
に、400MHzのクロックClk1,Clk2を必要
とする。
ンタフェースは、200Mbps対応のものに比べ、高
周波数のクロックを必要とする。高周波数のクロックを
用意するには、高速動作及び高精度のアライメントを実
現するための高度の半導体プロセス技術が必要になり、
物理層の製造コストが上がる。また、クロック周波数を
倍増すると、消費電力も倍増する。
導体チップと同程度の消費電力に抑えた400Mbps
対応の物理層半導体チップが望まれている。しかし、結
果的に消費電力が倍増してしまい、市場要求を満足する
ことができない。
下げることも考えられる。しかし、動作電源電圧を下げ
ると、安定した動作を期待できない。
ラレル−シリアル変換を行うことができるパラレル−シ
リアル変換用差動論理回路を提供することである。
ば、複数のセレクタ、及び第1のクロックをトリガとす
る複数のダブルエッジトリガフリップフロップを接続す
ることにより構成され、パラレル信号をシリアル信号に
変換するパラレル−シリアル変換手段と、前記第1のク
ロックと同じ周波数の第2のクロックをトリガとする2
つのシングルエッジトリガフリップフロップを有し、前
記変換されたシリアル信号を2ビットのパラレル信号に
変換するシリアル−パラレル変換手段と、前記第1のク
ロックと同じ周波数の互いに位相が反転した1対の差動
クロックのうちのいずれが大きいかに応じて、前記変換
された2ビットのパラレル信号のうちのいずれかを選択
して、その信号を前記第1のクロックの2倍の周波数の
クロックに相当する速度でシリアル出力する差動マルチ
プレクサとを有するパラレル−シリアル変換用差動論理
回路が提供される。
号をシリアル信号に変換する。その際、仮にシングルエ
ッジトリガフリップフロップを用いると、第1のクロッ
クの周波数と同一周波数に相当する速度のシリアル信号
が得られるが、ダブルエッジトリガフリップフロップを
用いれば、第1のクロックの2倍の周波数のクロックに
相当する速度のシリアル信号が得られる。ただし、この
シリアル信号は、比較的大きなジッタを含む。
のパラレル信号に変換する。変換されたパラレル信号の
速度は、上記のシリアル信号に比べて1/2になる。そ
の後、第1のクロックと同じ周波数の互いに位相が反転
した1対の差動クロックのうちのいずれが大きいかに応
じて、上記の変換された2ビットのパラレル信号のうち
のいずれかを選択することにより、その信号を第1のク
ロックの2倍の周波数のクロックに相当する速度でシリ
アル出力することができる。このシリアル出力信号は、
ジッタが極く小さなものになる。
理層3の回路構成を示し、図6は、その回路の動作を示
すタイミングチャートである。物理層3は、図3に示す
ノードND中に使用されるものと同一である。以下、物
理層3がケーブルBS上に信号Data,−Data,
Strobe,−Strobeを送信する場合を説明す
る。
xD
シリアル変換して、シリアルデータDataとその差動
信号−Dataを出力し、さらにストローブ信号Str
obeとその差動信号−Strobeを出力する。スト
ローブ信号Strobe,−Strobeは、データD
ata,−DataをDSエンコードすることにより得
られる信号であり、クロック信号(例えば400MH
z)の代わりに送信される信号である。他の物理層は、
データData,−Dataとストローブ信号Stro
be,−Strobeを受信してデコードすれば、クロ
ック信号を再生することができる。
クを用いず、200MHzの比較的低周波のクロックC
lk1,Clk2を用いて、パラレル−シリアル変換を
行い、信号Data,−Data,Strobe,−S
trobeを400MbpsでケーブルBS上に送信す
ることを可能にする。
4)に比べ、ダブルエッジトリガフリップフロップDF
F0〜DFF7及び差動マルチプレクサMUX1,MU
X2を有する点が主に異なる。ダブルエッジトリガフリ
ップDFF0〜DFF7は、立ち上がりと立ち下がりの
両者をトリガとするフリップフロップである。差動マル
チプレクサMUX1,MUX2は、本発明者により提供
される新規な素子である。これらの詳細は、後に説明す
る。
のダブルエッジトリガフリップフロップFF0〜FF7
を直列接続することにより、よく知られたパラレル−シ
リアル変換回路を構成することができる。このパラレル
−シリアル変換回路は、図4のものと同様に、8ビット
のパラレルデータTxD
ルデータN1に変換する。以下、図4及び図5と異なる
点のみを説明する。
ップFF0〜FF7の代わりに、ダブルエッジトリガフ
リップフロップDFF0〜DFF7を使用する。ダブル
エッジトリガD型フリップフロップDFF0〜DFF7
は、クロックClk1のダブルエッジ(立ち上がりエッ
ジ及び立ち下がりエッジ)をトリガとして、入力信号D
を出力信号Qとして出力し、保持する。
00MHzであったが、本実施例ではクロックClk
1,Clk2が200MHz(周期が5ns)である。
本実施例では、400MHzの高周波クロックを必要と
せず、200MHzの低周波クロックで図4の物理層と
同じ動作をさせることができる。
リップフロップDFF0〜DFF7は、200MHzの
クロックClk1のダブルエッジをトリガとして、シリ
アルデータN1を出力する。シリアルデータN1とし
て、順次データD0〜D7が出力され、続いてデータD
8〜15が出力される。
シングルエッジ(立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッ
ジのいずれか一方のエッジ)をトリガとすれば、200
MbpsのシリアルデータN1が得られるが、本実施例
のように、200MHzのクロックClk1のダブルエ
ッジをトリガとすれば、400Mbpsのシリアルデー
タN1が得られる。
信号encとの排他的論理和を演算し、400Mbps
のストローブ信号N2を出力する。ストローブ信号N2
は、XOR回路10の処理時間分だけシリアルデータN
1よりも遅れる。
2をそのまま送信することはできない。その理由を、以
下信号N1を例に説明する。
びシリアルデータN1を拡大したタイミングチャートで
ある。
ープ回路(PLL)により生成されるものである。時間
T1は、クロックClk1の立ち上がりエッジから次の
立ち上がりエッジまでの時間である。時間T2は、クロ
ックClk1の立ち下がりエッジから次の立ち下がりエ
ッジまでの時間である。時間T1とT2は、ほぼ同じで
ある。
りエッジから次の立ち下がりエッジまでの時間である。
時間T4は、クロックClk1の立ち下がりエッジから
次の立ち上がりエッジまでの時間である。時間T3とT
4は、立ち上がり特性と立ち下がり特性の相違から、同
一にすることが困難であり、通常はある程度異なる。
によるものである。CMOS回路において、例えば、ク
ロックClk1の立ち上がりはnチャネルMOSトラン
ジスタのオン特性に依存し、クロックClk1の立ち下
がりはpチャネルMOSトランジスタのオン特性に依存
する。これらnチャネルMOSトランジスタとpチャネ
ルMOSトランジスタのオン特性を揃えることは困難で
あり、かつ温度変化及びプロセス変動があるために、上
記の時間T3とT4は異なる。
50%にしたい場合でも、立ち上がりエッジ又は立ち下
がりエッジに時間ずれが生じ、デューティ比が50%に
ならない。この時間ずれは、いわゆるジッタと呼ばれて
いる。
データD0の時間T3とデータD1の時間T4が異なる
ことになる。クロックClk1のデューティ比が50%
であれば、データN1のジッタはなくなる。しかし、ク
ロックClk1は、上記の理由によりデューティ比が5
0%にならないのが通常であり、データN1はジッタを
有するものになる。
ta,−Data,Strobe,−Strobeのデ
ータレートが400Mbpsの時、その出力信号に含ま
れるジッタが0.15ns以下であることを規定してい
る。ところが、上記のデータN1のジッタは、0.15
nsを超えるものになってしまう。
同様に、出力信号Data,−Data及びStrob
e,−Strobeを生成すると、4つの出力信号間の
スキューが大きくなってしまう。スキューは、同期がと
れている信号間の平均的(全体的)な時間ずれである。
ta,−Data,Strobe,−Strobeのデ
ータレートが400Mbpsの時、その出力信号間のス
キューが0.1ns以下であることを規定している。と
ころが、上記の方法による出力信号間のスキューは、
0.1nsを超えるものになってしまう。
ングルエッジトリガD型フリップフロップSFF1,S
FF2の入力端子Dに入力し、信号N2をシングルエッ
ジトリガD型フリップフロップSFF3,SFF4の入
力端子Dに入力する。
zのクロックClk2の立ち下がりをトリガとして、入
力信号N1(端子D)を出力信号Deven(端子Q)
として出力する。400Mbpsの入力信号N1は、2
00Mbpsの出力信号Devenに変換される。出力
信号Devenは、入力信号N1のうちの偶数番目のデ
ータD0,D2,D4・・・である。
zのクロックClk2の立ち上がりをトリガとして、入
力信号N1(端子D)を出力信号Dodd(端子Q)と
して出力する。出力信号Doddは、データレートが2
00Mbpsであり、入力信号N1のうちの奇数番目の
データD1,D3,D5・・・である。
400MbpsのシリアルデータN1を200Mbps
の2ビットパラレルデータDeven,Doddに変換
することになる。
zのクロックClk2の立ち下がりをトリガとして、入
力信号N2(端子D)を出力信号Seven(端子Q)
として出力する。出力信号Sevenは、データレート
が200Mbpsであり、入力信号N2のうちの偶数番
目のデータS0,S2,S4・・・である。
zのクロックClk2の立ち上がりをトリガとして、入
力信号N2(端子D)を出力信号Sodd(端子Q)と
して出力する。出力信号Soddは、データレートが2
00Mbpsであり、入力信号N2のうちの奇数番目の
データS1,S3,S5・・・である。
400MbpsのシリアルデータN2を200Mbps
の2ビットパラレルデータSeven,Soddに変換
することになる。
ブ入力端子p及びネガティブ入力端子nを有する。入力
端子pには信号Devenが入力され、入力端子nには
信号Doddが入力される。差動マルチプレクサMUX
1は、1対の差動クロックClkp及びClknを選択
信号とする。差動クロックClkp及びClknは、互
いに位相が反転している。
ClkpがClknよりも大きいとき、入力端子pに入
力される信号Devenを信号Dataとして出力し、
かつ信号Dataの差動信号を信号−Dataとして出
力する。1対の差動信号Dataと−Dataは、互い
に位相が反転しており、データレートが400Mbps
である。
ロックClknがClkpよりも大きいとき、入力端子
nに入力される信号Doddを信号Dataとして出力
し、かつ信号Dataの差動信号を信号−Dataとし
て出力する。
pに信号Sevenを、入力端子nに信号Soddを入
力し、1対の差動クロックClkp及びClknを選択
信号とする。
ClkpがClknよりも大きいとき、入力端子pに入
力される信号Sevenを信号Strobeとして出力
し、かつ信号Strobeの差動信号を信号−Stro
beとして出力する。1対の差動信号Strobeと−
Strobeは、互いに位相が反転しており、データレ
ートが400Mbpsである。
ロックClknがClkpよりも大きいとき、入力端子
nに入力される信号Soddを信号Strobeとして
出力し、かつ信号Strobeの差動信号を信号−St
robeとして出力する。
は、差動クロックClkp,Clknを選択信号とし
て、4つの出力信号Data,−Data,Stob
e,−Strobeの同期をとっている。
X2は、差動クロックClkp,Clknを選択信号と
するので、出力信号のジッタをほぼ0にすることができ
る。その理由を、差動マルチプレクサMUX1の出力信
号Dataを例に以下説明する。
Clkp,Clkn及び出力信号Dataを拡大したタ
イミングチャートである。
に位相が反転した信号である。時間T5は、差動クロッ
クClkpとClknの第1の交点からその次の第2の
交点までの時間である。時間T6は、差動クロックCl
kpとClknの第2の交点からその次の第3の交点ま
での時間である。時間T5とT6は、ほぼ同じである。
ClkpとClknの交点で出力信号Dataを切り換
える。その結果、出力信号Dataにおいて、データD
0の時間T5とデータD1の時間T6がほぼ同じにな
る。したがって、出力信号Dataのジッタは、ほぼ0
になる。同様に、4つの出力信号間のスキューもほぼ0
になる。
Data,Strobe,−Strobeのジッタ及び
スキューを低減させ、IEEE1394規格に適合させ
ることができる。しかも、その際、物理層3は、400
MHzのクロックを必要とせず、200MHzのクロッ
クを用意すれば足りる。
の低周波数のクロックで動作するので、従来技術による
物理層(図4)のように400MHzの高周波数のクロ
ックで動作する場合に比べ、高速動作及び高精度のアラ
イメントを実現するための高度の半導体プロセス技術を
必要とせず、製造コストを低減させることができる。ま
た、クロック周波数を低くすることにより、消費電力を
下げながらも安定した動作をさせることができ、市場の
要求を満足させることができる。
を生成する信号生成部の構成を示す。
公知の汎用回路であり、電圧制御発振器(VCO)22
を有する。VCO22は、奇数個(例えば3個)の差動
遅延ブロック23a,23b,23cを有する。以下、
差動遅延ブロック23a,23b,23cの全て又は個
々を差動遅延ブロック23という。
続される。最終段の第3の差動遅延ブロック23cの出
力信号は、第1の差動遅延ブロック23aの入力端子に
フィードバックされる。
転されて、次段の差動遅延ブロック23に入力される。
例えば、第1の差動遅延ブロック23aの正転出力信号
は、第2の差動遅延ブロック23bの−端子に入力さ
れ、第1の差動遅延ブロック23aの反転出力信号は、
第2の差動遅延ブロックの+端子に入力される。
相が120°ずつずれている。VCO22は、200M
Hzの1対の差動クロックClkp,Clknを出力す
る。この差動クロックClkp,Clknは、互いに位
相が反転し(位相が180°ずれ)ており、図1の差動
マルチプレクサMUX1,MUX2に使用される。
4を有する。出力段24は、200MHzの差動クロッ
クClkp,Clknを入力し、200MHzのクロッ
クClk1,Clk2を出力する。クロックClk1と
Clk2は、共に200MHzであれば、同一の信号で
も異なる信号でもよい。本実施例では、クロックClk
1とClk2が同じである場合を示す。
トリガフリップフロップDFF0〜DFF7に使用さ
れ、クロックClk2は、図1のシングルエッジトリガ
フリップフロップSFF1〜SFF4に使用される。
クロックClk1,Clk2を基に、200MHzの信
号enc及び50MHzの信号Mux_selを生成す
る。信号encは、図1のXOR回路10に使用され、
信号Mux_selは、セレクタSEL0〜SEL7に
使用される。
D型フリップフロップDFF0〜DFF7の回路図であ
る。
CMOS回路により構成される。入力端子Qには入力信
号が入力され、クロック端子ClkにはクロックClk
1が入力される。図9では反転出力端子−Qを有する場
合を示すが、出力端子−Qの信号を反転させれば図1の
ように出力端子Qを設けることができる。
示し、端子gndはグランド電位の端子を示す。フリッ
プフロップは、上段部11と下段部12に別れる。上段
部11は、クロックClkの立ち下がりエッジをトリガ
とするフリップフロップである。下段部12は、クロッ
クClkの立ち上がりエッジをトリガとするフリップフ
ロップである。
イレベルのときにハイインピーダンス状態になり、下段
部12の出力は、クロックClkがローレベルのときに
ハイインピーダンス状態になる。したがって、上段部1
1の出力と下段部12の出力は競合することがなく、ク
ロックClkのダブルエッジをトリガとして出力信号が
出力端子−Qから出力される。
プは、文献“IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,
VOL.26, NO.8 AUGUST 1991”の1168〜1170頁に
記載された回路を用いてもよい。
UX1,MUX2の回路図である。差動マルチプレクサ
MUX1,MUX2は、CMOS回路により構成され
る。以下、MOSトランジスタを単にトランジスタとい
う。図中、端子vddは正の電源電位端子を示し、端子
gndはグランド電位の端子を示す。
Vinp,−Vinp,Vinn,−Vinnを有す
る。図11(A)に示すように、ポジティブ入力ノード
Vinpには、奇数番目データDeven(図1)が入
力され、ポジティブ反転入力ノード−Vinpには、奇
数番目データDevenを論理反転(NOT)回路31
で論理反転させたデータが入力される。図11(B)に
示すように、ネガティブ入力ノードVinnには、偶数
番目データDodd(図1)が入力され、ネガティブ反
転入力ノード−Vinnには、偶数番目データDeve
nを論理反転(NOT)回路32で論理反転させたデー
タが入力される。
ックノードClkp,Clkn及び差動出力ノードVo
utp,Voutnを有する。ポジティブ出力ノードV
outpは、図1の出力信号Data又はStrobe
が出力されるノードである。ネガティブ出力ノードVo
utnは、図1の出力信号−Data又は−Strob
eが出力されるノードである。
クロックClknよりも大きいときには、ポジティブ入
力ノードVinpの信号がポジティブ出力ノードVou
tpから出力される。ネガティブ出力ノードVoutn
からは、ポジティブ出力ノードVoutpから出力され
る信号の差動信号が出力される。
ティブクロックClkpよりも大きいときには、ネガテ
ィブ入力ノードVinnの信号がポジティブ出力ノード
Voutpから出力される。ネガティブ出力ノードVo
utnからは、ポジティブ出力ノードVoutpから出
力される信号の差動信号が出力される。
ネルトランジスタM1のゲートに接続される。ポジティ
ブ反転入力ノード−Vinpは、nチャネルトランジス
タM2のゲートに接続される。
ネルトランジスタM3のゲートに接続される。ネガティ
ブ反転入力ノード−Vinnは、nチャネルトランジス
タM4のゲートに接続される。
は、pチャネルトランジスタM7のドレイン及びネガテ
ィブノードNnが接続される。トランジスタM2及びM
4のドレインには、pチャネルトランジスタM8のドレ
イン及びポジティブノードNpが接続される。
M9のドレインに接続される。トランジスタM7,M8
は、トランジスタM9と共にカレントミラー回路を構成
する。トランジスタM7,M8は、トランジスタM9と
同じ電流値を流すことができる。トランジスタM7,M
8は、定電流源で代替することができる。
チャネルトランジスタM5のゲートに接続される。ネガ
ティブクロックノードClknは、nチャネルトランジ
スタM6のゲートに接続される。
スタM1及びM2のソースに接続され、ソースがグラン
ド端子gndに接続される。トランジスタM6は、ドレ
インがトランジスタM3及びM4のソースに接続され、
ソースがグランド端子gndに接続される。
ィブクロックClkpがネガティブクロックClknよ
りも大きい場合を説明する。ポジティブクロックClk
pがハイレベル(以下、“H”で表す)になり、ネガテ
ィブクロックClknがローレベル(以下、“L”で表
す)になる。ネガティブクロックClknがローベルに
なると、トランジスタM6がオフし、ネガティブ入力V
inn,−Vinnの論理値にかかわらずトランジスタ
M3及びM4には電流が流れない。
り、ポジティブ反転入力−Vinp=Lである場合を説
明する。その場合、トランジスタM1がオンし、トラン
ジスタM2がオフする。
−ドレイン間に電流が流れると、ネガティブノードNn
の電位が下がり、やがてネガティブノードNn=Lにな
る。一方、トランジスタM2がオフして、そのソース−
ドレイン間に電流が流れなくなると、ポジティブノード
Npの電位が上がり、やがてポジティブノードNp=H
になる。
pがネガティブクロックClknよりも大きいと、ポジ
ティブ入力Vinp=HがポジティブノードNpから出
力される。トランジスタM1,M2は入力差動対を構成
しているので、ネガティブノードNnからはポジティブ
ノードNpの信号に対する差動信号が出力される。
ブノードNnを出力端子とし、ポジティブノードNpか
らは図1の信号Data又はStrobeを出力し、ネ
ガティブノードNnからは図1の信号−Data又は−
Strobeを出力することができる。
は、以上の構成を差動マルチプレクサとすることができ
る。ただし、負荷が大きいときには、以下に示す出力段
をさらに接続する必要がある。
14,M15は、ポジティブ出力ノードVoutpの出
力段である。トランジスタM16,M17,M18,M
19,M20は、ネガティブ出力ノードVoutnの出
力段である。
M10のドレインに接続される。pチャネルトランジス
タM11,M16は、トランジスタM10と共にカレン
トミラー回路を構成する。トランジスタM11,M16
は、トランジスタM10と同じ電流値を流すことができ
る。トランジスタM11,M16は、定電流源で代替す
ることができる。
ードNpはトランジスタM12及びM18のゲートに接
続される。ネガティブノードNnはトランジスタM13
及びM17のゲートに接続される。上記のように、ポジ
ティブノードNpの電位が上がり、ネガティブノードN
nの電位が下がる場合を説明する。
pチャネルトランジスタM12はオフし、そのソース−
ドレイン間に流れる電流が減少する。一方、ネガティブ
ノードNnの電位が下がると、pチャネルトランジスタ
M13はオンし、そのソース−ドレイン間に流れる電流
が増加する。
は、カレントミラー回路を構成する。nチャネルトラン
ジスタM15は、トランジスタM12の電流減少に応じ
てオフする。ポジティブ出力ノードVoutpは、トラ
ンジスタM15がオフし、トランジスタM13がオンす
るので、電位が上がり、やがてVoutp=Hになる。
すなわち、ポジティブクロックClkpがネガティブク
ロックClknよりも大きいと、ポジティブ入力Vin
p=Hがポジティブ出力ノードVoutp(図1の信号
Data又はStrobe)から出力される。
がると、pチャネルトランジスタM17はオンし、その
ソース−ドレイン間に流れる電流が増加する。一方、ポ
ジティブノードNpの電位が上がると、pチャネルトラ
ンジスタM18はオフし、そのソース−ドレイン間に流
れる電流が減少する。
は、カレントミラー回路を構成する。nチャネルトラン
ジスタM20は、トランジスタM17の電流増加に応じ
てオンする。ネガティブ出力ノードVoutnは、トラ
ンジスタM18がオフし、トランジスタM20がオンす
るので、電位が下がり、やがてVoutn=Lになる。
ティブ出力ノードVoutnの各出力段は対をなしてい
るので、ネガティブ出力ノードVoutn(図1の信号
Data又はStrobe)からはポジティブ出力ノー
ドVoutp(図1の信号−Data又は−Strob
e)の信号の差動信号が出力される。
pがネガティブクロックClknよりも大きいときは、
ポジティブ入力ノードVinp=Hが出力ノードVou
tpとしてマルチプレクスされる。
上記と同じであり、ポジティブ入力ノードVinp=L
(すなわち−Vinp=H)の場合を説明する。
M2がオンする。ポジティブノードNpの電位は下が
り、やがてNp=Lになる。一方、ネガティブノードN
nの電位は上がり、やがてNn=Hになる。
トランジスタM12及びM18のゲート電位は低下す
る。一方、ネガティブノードNnの電位が上がると、ト
ランジスタM13及びM17のゲート電位は上昇する。
ソース−ドレイン間に流れる電流が減少する。トランジ
スタM12はオンし、ソース−ドレイン間に流れる電流
が増加する。カレントミラー回路を構成するトランジス
タM14,M15により、ポジティブ出力ノードVou
tpの電位が下がり、やがてVoutp=Lになる。す
なわち、ポジティブ入力ノードVinp=Lが出力ノー
ドVoutpとしてマルチプレクスされたことになる。
ランジスタM17がオフする。この結果、ネガティブ出
力ノードVoutnは、電位が上がり、やがてVout
n=Hになる。
pがネガティブクロックClknよりも大きい場合に
は、ポジティブ入力ノードVinp=Lが出力ノードV
outとしてマルチプレクスされる。
ティブクロックClkpよりも大きい場合を説明する。
この場合は、トランジスタM6がオンし、トランジスタ
M3及びM4で構成される差動対がアクティブとなる。
そして、トランジスタM5がオフし、トランジスタM1
及びM2で構成される差動対がカットオフされる。
ティブ入力ノードVinnがマルチプレクスされて出力
される。ネガティブ出力ノードVoutnからはポジテ
ィブ出力ノードVoutpの信号の差動信号が出力され
る。
Clkp及びClknを基準にして回路が完全に対称に
なっているため、Clkp>Clknの状態からClk
p<Clknの状態への変化と、Clkp<Clknの
状態からClkp>Clknの状態への変化とは、原理
的に同じである。得られる差動出力Voutp,Vou
tnは、IEEE1394規格を満足する低ジッタ及び
低スキュー特性を達成することができる。
(200MHz)のクロックを用いて、パラレル−シリ
アル変換を行い、高データレート(400Mbps)の
出力信号Data,−Data,Strobe,−St
robeを出力することができる。しかも、その際、出
力信号のジッタ及びスキューを低減させ、IEEE13
94規格に適合させることができる。
ことにより、高速動作及び高精度のアライメントを実現
するための高度の半導体プロセス技術を必要とせず、製
造コストを低減させることができる。また、クロック周
波数を低くすることにより、消費電力を下げながらも安
定した動作をさせることができ、市場の要求を満足させ
ることができる。
場合を説明した。物理層が信号を受信する場合には、信
号Data,−Data及び信号Strobe,−St
robeを受信し、それらを基にDSデコードすること
により、400MHzのクロックを再生することができ
る。したがって、物理層が受信する際にも、物理層内部
で400MHzのクロックを生成する必要はない。
ートは上記の数値に限定されない。例えば、100MH
zのクロックを用いて、200Mbpsで出力信号を送
信することができる。
チプレクサは、IEEE1394シリアル通信に限定さ
れない。例えば、ユニバーサルシリアルバス(USB)
インタフェースによる通信にも適用することができる。
本発明はこれらに制限されるものではない。例えば、種
々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に
自明であろう。
低周波数のクロックを用いて、パラレル信号をシリアル
信号に変換して、当該シリアル信号を高速で出力するこ
とができる。しかも、シリアル出力信号は、ジッタが極
く小さいものである。
とにより、高速動作及び高精度のアライメントを実現す
るための高度の半導体プロセス技術を必要とせず、製造
コストを低減させることができる。
り、消費電力を下げることができる。クロック周波数を
低くしても、安定した動作をさせることができる。
る。
すブロック図である。
ャートである。
ャートである。
シリアル信号N1を拡大したフローチャートであり、図
7(B)は図6に示す差動クロックClkp,Clkn
及びシリアル信号Dataを拡大したフローチャートで
ある。
である。
の入力信号を生成する回路の図である。
Claims (4)
- 【請求項1】複数のセレクタ、及び第1のクロックをト
リガとする複数のダブルエッジトリガフリップフロップ
を接続することにより構成され、パラレル信号をシリア
ル信号に変換するパラレル−シリアル変換手段と、 前記第1のクロックと同じ周波数の第2のクロックをト
リガとする2つのシングルエッジトリガフリップフロッ
プを有し、前記変換されたシリアル信号を2ビットのパ
ラレル信号に変換するシリアル−パラレル変換手段と、 前記第1のクロックと同じ周波数の互いに位相が反転し
た1対の差動クロックのうちのいずれが大きいかに応じ
て、前記変換された2ビットのパラレル信号のうちのい
ずれかを選択して、その信号を前記第1のクロックの2
倍の周波数のクロックに相当する速度でシリアル出力す
る差動マルチプレクサとを有するパラレル−シリアル変
換用差動論理回路。 - 【請求項2】前記差動マルチプレクサは、前記変換され
た2ビットのパラレル信号のうちのいずれかを選択し
て、互いに位相が反転したその信号及びその差動信号を
前記第1のクロックの2倍の周波数のクロックに相当す
る速度でそれぞれシリアル出力する請求項1記載のパラ
レル−シリアル変換用差動論理回路。 - 【請求項3】さらに、前記1対の差動クロックを生成
し、該1対の差動クロックを基に第1及び第2のクロッ
クを生成するクロック生成手段を有する請求項1又は2
記載のパラレル−シリアル変換用差動論理回路。 - 【請求項4】前記第1及び第2のクロックは同一のクロ
ックである請求項1〜3のいずれかに記載のパラレル−
シリアル変換用差動論理回路。
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