JPH11186991A - 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式によるｒａｋｅ受信機 - Google Patents

直接拡散ｃｄｍａ伝送方式によるｒａｋｅ受信機

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JPH11186991A
JPH11186991A JP35590797A JP35590797A JPH11186991A JP H11186991 A JPH11186991 A JP H11186991A JP 35590797 A JP35590797 A JP 35590797A JP 35590797 A JP35590797 A JP 35590797A JP H11186991 A JPH11186991 A JP H11186991A
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暁 福元
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 雑音や干渉成分のみの信号による影響を低減
して、マルチパス信号をＲＡＫＥ合成する。 【解決手段】 ベースバンドの拡散変調信号は、マッチ
ト・フィルタ１３１に入力される。マッチト・フィルタ
１３１は拡散符号レプリカ生成部１３２の出力を用いて
拡散変調信号を逆拡散する。マッチト・フィルタ１３１
からＬ個のタイミングにおける逆拡散信号が出力され
る。それぞれの信号は、重み係数制御部出力のそれぞれ
に対する重み係数と、乗算器２０１により乗算される。
出力は復調部２０２で復調され、加算器１１８よりＲＡ
ＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判定
部２０３によりデータ判定される。重み係数制御部２０
５では、誤差信号生成部２０４からの誤差信号とマッチ
ト・フィルタからの逆拡散信号を用いて、誤差信号が最
小となるような制御により、それぞれの重み係数を決定
する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信におい
て、スペクトル拡散を用いてマルチプル・アクセスを行
う直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝送方式を適用
するＲＡＫＥ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式は、情報データ
変調信号を拡散率（＝チップ数／シンボル）ｐｇの拡散
符号で広帯域の信号に拡散して伝送する方式であり、各
ユーザに異なる拡散符号を割り当てることにより複数の
通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行う方式であ
る。
【０００３】図１６に従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式に
おけるスライディング相関器を用いた受信機構成を示
す。
【０００４】図１６に示された構成では、受信した拡散
変調信号を低雑音増幅器１０３で増幅した後、発振器１
０５とバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）１０６を用いて
中間周波数（ＩＦ周波数）信号に周波数変換し、自動利
得制御増幅器（ＡＧＣ増幅器）１０７で線形増幅する。
そして、受信信号の振幅包絡線を包絡線検波器１０８に
より検出し、この振幅変動をＡＧＣ増幅器１０７に負帰
還することによりフェージングに起因する振幅変動を補
償している。ＡＧＣ増幅器１０７により線形増幅された
信号を直交検波器１０９によりベースバンド信号に直交
検波する。そしてこのベースバンド同相（Ｉ），直交
（Ｑ）成分をＡ／Ｄ変換器１１２，１１３によりディジ
タル値に変換する。ディジタル値に変換された拡散変調
信号を、ＲＡＫＥ合成するそれぞれのマルチパス信号の
遅延時間に同期した拡散符号レプリカを用いて、スライ
ディング相関器１１４で逆拡散処理する。逆拡散された
信号を遅延検波あるいは同期検波を行ってデータ復調を
行う。
【０００５】図１６に示されている従来例では、送信フ
レームにおいて情報シンボル間に一定周期でパイロット
・シンボルを挿入し、このパイロット・シンボルを用い
て絶対同期検波復調を行う方式について説明している。
陸上移動通信においては基地局、移動局の相対位置の移
動によりフェージングと呼ばれる受信信号の振幅及び位
相変動を受ける。同期検波復調を行うためには、受信機
においてこのフェージングに起因する複素包絡線、すな
わち振幅及び位相変動（あるいはチャネルと称する）を
推定する必要がある。送信情報シンボルに一定周期で挿
入したパイロット・シンボルでの受信フェージング複素
包絡線を求め、この値を用いてパイロット・シンボル間
の情報シンボル位置におけるフェージング複素包絡線を
求めることができる。このパイロット・シンボルで用い
た値を用いて各情報シンボルのフェージング複素包絡線
変動（チャネル変動）を補償する。このチャネル変動補
償された複数のマルチパス信号を同相合成（ＲＡＫＥ合
成）することにより、干渉信号あるいは熱雑音に対して
信号電力比を向上することができる。
【０００６】ＲＡＫＥ合成するマルチパス信号の選択
は、サーチ・フィンガと称されるスライディング相関器
１１４で行う。サーチ・フィンガでは、マルチパス・サ
ーチ範囲内におけるＵ個のタイミングの逆拡散信号の平
均受信信号電力を平均受信信号電力測定部１２０で測定
し、平均的に受信信号電力の大きなマルチパスを選択す
る。例えば、１個のスライディング相関器１１９を用い
た場合には、１シンボル毎に１つのタイミングの相関値
（逆拡散値）が得られ、このタイミングにおける逆拡散
された信号の受信信号電力を測定することができる。そ
して、拡散符号のタイミングを１個づつずらしていき全
Ｕ個のタイミングについて電力測定を行う。
【０００７】前述のようにＲＡＫＥ合成パスの選択には
（基地局、移動局間の距離変動、及びシャドウイングに
起因する変動を受けた後の）平均信号電力の大きなマル
チパス信号を選択する必要がある。一方、陸上移動通信
環境下ではレイリー・フェージングに起因する瞬時変動
を受ける。従って、１回での受信信号電力の測定では、
あるマルチパス信号に対して、たまたまこのレイリー・
フェージング変動で受信信号電力が落ち込んでいるため
に信号電力が低く、ＲＡＫＥ合成パスの選択から漏れる
場合もある。
【０００８】そこで、受信電力の瞬時変動の影響を取り
除くために、レイリー・フェージング変動を平均化した
信号に対して受信信号電力を測定する必要がある。マル
チパス・サーチ範囲内のＵ個のタイミングにおける逆拡
散された信号について信号電力測定をＶ回繰り返し、そ
の平均信号電力により遅延プロファイルを生成し、上位
Ｗ個のＲＡＫＥ合成マルチパスを選択する。１個のスラ
イディング相関器を用いた場合には、この１回の遅延プ
ロファイルの生成にＵ×Ｖシンボル時間要し、ｆ個のス
ライディング相関器（サーチ・フィンガ）を用いた場合
には、１回の平均的遅延プロファイルを生成するのに
（Ｕ×Ｖ）／ｆシンボル時間を要する。遅延プロファイ
ルの生成時間毎にＲＡＫＥ合成フィンガで用いる拡散符
号レプリカのタイミングを更新する。移動局が基地局に
対して高速で移動する場合には、この遅延プロファイル
の変動は早くなるために、このスライディング相関器を
用いるマルチパス・サーチでは、時間がかかり遅延プロ
ファイルの変動に追従できなくなる場合がある。一方、
高速なマルチパス・サーチを行うためには、マルチパス
・サーチ範囲、及び平均化回数を小さくすればよいが、
サーチ範囲を狭くするとＲＡＫＥ合成の時間ダイバーシ
チ効果を低減することになり、また信号電力の平均化回
数を低減するとサーチ・フィンガによるＲＡＫＥ合成マ
ルチパス選択を正確に行うことができなくなる。
【０００９】図１７に、従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式
におけるマッチト・フィルタを用いた受信機構成の例
（１）を示す。図１７に示された構成では、受信した拡
散変調信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ
周波数に周波数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器１０
７によってフェージングに起因する振幅変動を補償さ
れ、直交検波される。直交検波器の出力ベースバンド信
号はＡ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に変
換される。ディジタル値に変換された拡散変調信号は、
拡散符号レプリカ生成部１３２の出力を用いて、タップ
数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１により逆拡散され、
Ｌ個のタイミングの信号に分離される。ここで、ｓをチ
ップ当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ＝ｐｇ×
ｓである。Ｌ個のタイミングからＷ個のマルチパスを選
択し遅延検波あるいは同期検波を行ってデータ復調をお
こなう。
【００１０】この従来例では、送信フレームにおいて情
報シンボル間に一定周期でパイロット・シンボルを挿入
し、このパイロット・シンボルを用いて絶対同期検波復
調を行う方式を用いている。Ｌ個のタイミングにおける
それぞれの逆拡散された信号は、パイロット・シンボル
を用いてチャネルを推定し、この推定値を用いて各情報
シンボルのチャネル変動を補償する。一方、Ｌ個のタイ
ミングにおけるそれぞれの平均受信信号電力が、平均信
号電力測定部１３４において測定され遅延プロファイル
が生成され、上位Ｗ個のＲＡＫＥ合成マルチパスが選択
される。この時、受信電力の大きなタイミングからマル
チパスを選択するが、オーバ・サンプリングにより検出
された同一マルチパスは除外して次のマルチパスを選択
する。選択された信号がＲＡＫＥ合成部で合成される。
ＲＡＫＥ合成された信号はデインタリーブ回路１２２に
より誤りをランダム化されビタビ復号器１２３により復
号される。
【００１１】マッチト・フィルタを用いた構成では、１
シンボル周期毎にＬ個のタイミングにおける逆拡散され
た信号が出力される。そのため、図１７の構成のような
スライディング相関器を用いたサーチ・フィンガによる
電力測定が不要である。さらに、ＲＡＫＥ合成のための
マルチパスの更新を高速に行うことができる。
【００１２】ところで、前述したように移動局が基地局
に対して移動すると遅延プロファイルの形状が変動し、
マルチパスの数も変化する。しかし、従来例の構成は受
信信号電力の大きな上位Ｗ個のマルチパスを合成する構
成であるため、マルチパス数がＷより多い場合にその全
てを合成して干渉成分や熱雑音に対する信号電力比を向
上することができない。また、マルチパス数がＷより少
ない場合には、信号電力の低いマルチパス信号及び雑音
成分や相互干渉成分のみの信号や受信電力が大変小さな
マルチパスを合成することにより特性が劣化する。
【００１３】図１８に従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式に
おけるマッチト・フィルタを用いた受信機構成例（２）
を示す。図１８に示された構成では、受信した拡散変調
信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数
に周波数変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によっ
てフェージングに起因する振幅変動を補償され、直交検
波される。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号は
Ａ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換さ
れる。ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇの
マッチト・フィルタ１３１により逆拡散される。ｓをチ
ップ当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ
×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力され
る。Ｌ個のタイミングからＷ個のマルチパスを選択し遅
延検波あるいは同期検波を行ってデータ復調をおこな
う。
【００１４】この従来例では、図１９のように送信フレ
ームにおいてＮS 個の情報シンボル毎にＮP 個のパイロ
ット・シンボルを挿入し、このパイロット・シンボルを
用いて絶対同期検波復調を行う方式を用いている。Ｌ個
のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は、
パイロット・シンボルを用いてチャネルを推定し、この
推定値を用いて各情報シンボルのチャネル変動を補償す
る。また、平均信号電力測定部１３４でタイミングにお
ける受信信号電力が測定され遅延プロファイルが生成さ
れる。平均信号電力測定は例えばパイロット・シンボル
を用いて行う。以上のように求めたＬ個のタイミングの
平均受信電力の中から最小信号電力および最大信号電力
を最小電力検出部で検出する。しきい値制御部Ａ１４４
では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求め
る。これらのしきい値は例えば最小信号電力および最大
信号電力にそれぞれ異なるゲインを乗算して算出する。
また、しきい値制御部Ｂ１４５では検出された最大信号
電力を用いてしきい値Ｂを求める。パス選択タイミング
検出部１４６では、まず、Ｌ個のタイミングにおける平
均信号電力測定部出力をしきい値Ａおよびしきい値Ｂと
比較し、平均信号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ
以上のタイミングを検出する。そして、信号電力が大き
なタイミングからマルチパスのタイミングを検出してい
く。このとき、既に選択されたマルチパスのタイミング
に対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングにおける信
号は除外して次のマルチパスのタイミングを順次検出す
る。検出されたマルチパスのタイミングにおける復調部
出力がＲＡＫＥ合成パス選択部１３３で選択され、選択
された信号がＲＡＫＥ合成部で合成される。ＲＡＫＥ合
成された信号は、デインタリーブ回路１２２により誤り
をランダム化され、ビタビ復号器１２３により復号され
る。
【００１５】この構成では、２つのしきい値によりＲＡ
ＫＥ合成するマルチパスを選択するため、雑音や相互干
渉のみの信号による影響を低減し、かつ、有効な信号電
力を有する信号を合成できる。遅延プロファイルが変動
して有効なマルチパスの数が変化した場合でもしきい値
を満たすマルチパスを合成できる。しかし、本構成はし
きい値を固定的に設定するため、特定の遅延プロファイ
ルの形状および遅延プロファイルの変動に対して効果的
である。しかし、実際の移動通信環境においては遅延プ
ロファイルの形状および変動は様々であり、遅延プロフ
ァイルの変動に追従できなくなると有効な信号をＲＡＫ
Ｅ合成できなくなったり、逆に雑音や干渉成分の影響を
大きく受けることになり特性が劣化する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、遅延
プロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場合
でも、有効なパスを合成することができることである。
すなわち、ＭＳＥ（最小２乗誤差）が最小となるように
重み係数を適応的に制御し（ＭＭＳＥ）、その重み係数
を用いることにより、遅延プロファイルのダイナミック
な変動に追従して、常に有効なマルチパスを効果的にＲ
ＡＫＥ合成することができるようにすることである。
【００１７】また、重み係数の初期値を決定することに
より、ＭＭＳＥの収束時間を低減することも本発明の目
的である。
【００１８】このように、特にチップレートが高速であ
る、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改善を
実現することが本発明の目的である。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、情報データを拡散符号で広
帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直接拡散ＣＤ
ＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ受信機において、拡散符
号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成部と、前記
拡散符号レプリカ生成部出力を用いて受信拡散変調信号
を逆拡散する複数のタップを有するマッチト・フィルタ
と、前記マッチト・フィルタ出力それぞれの逆拡散され
た信号と誤差信号生成部の出力を用いて前記マッチト・
フィルタ出力に対応する重み係数を、前記誤差信号生成
部出力が最小となるように制御する重み係数制御部と、
前記マッチト・フィルタ出力それぞれの逆拡散された信
号と前記重み制御部出力の対応する重み係数を乗算する
乗算器と、前記乗算器出力それぞれの信号を復調する復
調部と、前記復調部出力の信号を合成する加算器と、前
記加算器出力に対するデータ判定を行うデータ判定部
と、前記加算器出力と前記データ判定部出力との差を算
出して誤差信号を生成する誤差信号生成部とを備えるこ
とを特徴とする。
【００２０】請求項２記載の発明は、情報データを拡散
符号で広帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直接
拡散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ受信機におい
て、拡散符号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成
部と、前記拡散符号レプリカ生成部出力を用いて受信拡
散変調信号を逆拡散する複数タップを有するマッチト・
フィルタと、前記マッチト・フィルタ出力のそれぞれの
逆拡散された信号を復調する復調部と前記復調部出力の
それぞれに対応する重み係数を前記誤差信号生成部出力
が最小となるように制御する重み係数制御部と、前記復
調部出力のそれぞれの復調された信号と前記重み制御部
出力のそれぞれに対応する重み係数を乗算する乗算器
と、前記乗算器出力を合成する加算器と、前記加算器出
力に対するデータ判定を行うデータ判定部と、前記加算
器出力と前記データ判定部出力との差を算出して誤差信
号を生成する誤差信号生成部とを備えることを特徴とす
る。
【００２１】請求項３記載の発明は、請求項１または請
求項２記載のＲＡＫＥ受信機において、前記マッチト・
フィルタ出力それぞれの平均受信信号電力を測定する信
号電力測定部と、前記平均信号電力測定部出力から最小
信号電力を検出する最小電力検出部と、前記最小電力検
出部出力から加算器において合成する信号を選択するた
めのしきい値Ａを求めて出力するしきい値制御部Ａと、
前記平均信号電力測定部出力としきい値制御部出力を比
較し、受信電力がしきい値Ａ以上となる信号を検出する
パス選択検出部と、前記パス選択検出部で検出した信号
に対応する信号を、前記マッチト・フィルタ出力の逆拡
散の信号から選択する合成パス選択部とを備えることを
特徴とする。
【００２２】請求項４記載の発明は、請求項３に記載の
ＲＡＫＥ受信機において、重み係数制御部において重み
係数を決定する際に、前記パス選択タイミング検出部で
検出された信号に対応する重み係数のみを制御すること
を特徴とする。
【００２３】請求項５記載の発明は、請求項１または請
求項２記載のＲＡＫＥ受信機において、前記マッチト・
フィルタ出力それぞれの平均受信信号電力を測定する信
号電力測定部と、前記平均信号電力測定部出力から最小
信号電力を検出する最小電力検出部と、前記平均信号電
力測定部出力から最大信号電力を検出する最大電力検出
部と、前記最小電力検出部出力から重み制御部の初期値
を設定するためのしきい値Ａを求めて出力するしきい値
制御部Ａと、前記最大電力検出部出力から重み制御部の
初期値を設定するためのしきい値Ｂを求めて出力するし
きい値制御部Ｂと、前記平均信号電力測定部出力と前記
しきい値制御部Ａの出力および前記しきい値制御部Ｂの
出力を比較し、信号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値
Ｂ以上となる信号を検出する有効パス検出部と、前記有
効パス検出部出力で検出した信号に対応する重み係数の
初期値をα（１≧α＞０）とし、他の信号に対応する重
み係数の初期値を０とする初期重み係数設定部とを備え
ることを特徴とする。
【００２４】請求項６記載の発明は、請求項３または請
求項４記載のＲＡＫＥ受信機において、前記平均信号電
力測定部出力から最大信号電力を検出する最大電力検出
部と、前記最大電力検出部出力から重み制御部の初期値
を設定するためのしきい値Ｂを求めて出力するしきい値
制御部Ｂと、前記平均信号電力測定部出力と前記しきい
値制御部Ａの出力および前記しきい値制御部Ｂの出力と
を比較し、信号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以
上となる信号を検出する有効パス検出部と、前記有効パ
ス検出部出力で検出した信号に対応した重み係数の初期
値をα（１≧α＞０）とし、他の信号に対応する重み係
数の初期値を０とする初期重み係数設定部とを備えるこ
とを特徴とする。
【００２５】請求項７記載の発明は、請求項５または請
求項６記載のＲＡＫＥ受信機において、重み係数制御部
は、重み係数の初期値を設定する際に、各信号に対応す
る重み係数の初期値は前記初期重み係数設定部で決定さ
れた値を設定することを特徴とする。
【００２６】請求項８記載の発明は、請求項１から請求
項７いずれか記載のＲＡＫＥ受信機において、前記重み
係数制御部は、重み係数を制御する際に、最も重み係数
の大きい前記マッチト・フィルタからのタイミングに対
して前後±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングにおける重
み係数を無条件に０として、次に大きな重み係数のタイ
ミングを検出し順次重み係数を決定することを特徴とす
る。
【００２７】上述の本発明のＲＡＫＥ受信機では、マッ
チト・フィルタにより逆拡散された全てのタイミングに
おける信号に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数によ
り重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。この構成を用い
ることにより、雑音や干渉成分のみの信号による影響を
低減することができる。
【００２８】また、遅延プロファイルの変動によりマル
チパス数が変化した場合でも、有効なパスを合成するこ
とができる。すなわち、遅延プロファイルの変動に追従
して常に有効なマルチパスを効果的にＲＡＫＥ合成する
ことができる。
【００２９】また、全てのタイミングにおける逆拡散信
号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい値を設
定することにより、雑音や干渉による影響をより低減す
ることが可能となり、またＭＭＳＥ制御による重み係数
の初期値を決定できるのでＭＭＳＥの収束時間を低減で
きる。
【００３０】これら構成は、特にチップレートが高速
な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改善を
実現することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】図面を用いて、本発明の実施の形
態を説明する。
【００３２】（実施形態１）図１に本発明の実施形態１
の原理図を示す。直交検波及びＡ／Ｄ変換されたベース
バンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト・フ
ィルタ１３１に入力される。マッチト・フィルタ１３１
は拡散符号レプリカ生成部１３２の出力を用いて拡散変
調信号を逆拡散する。ｓをチップ当りのオーバ・サンプ
リング数とするとマッチト・フィルタ１３１からＬ（＝
ｐｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力さ
れる。Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散され
た信号は、重み係数制御部出力のそれぞれのタイミング
に対する重み係数と、乗算器２０１により乗算される。
Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの重み付けされたマ
ッチト・フィルタ１３１の出力は復調部２０２で復調さ
れ、加算器１１８より合成される（ＲＡＫＥ合成）。Ｒ
ＡＫＥ合成された信号はデータ判定部２０３によりデー
タ判定される。誤差信号生成部２０４ではＲＡＫＥ合成
された信号と判定データとの差を算出し、誤差信号（Ｍ
ＳＥ）を生成する。重み係数制御部２０５では、誤差信
号とマッチト・フィルタからのＬ個のタイミングにおけ
る逆拡散信号を用いて、誤差信号が最小となるような制
御（ＭＭＳＥ）により、Ｌ個のタイミングに対する重み
係数を決定する。
【００３３】本発明の実施形態１では、マッチト・フィ
ルタにより逆拡散された全てのタイミングにおける信号
に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付け
をした後ＲＡＫＥ合成する。この実施形態１を用いるこ
とにより、雑音や干渉成分のみの信号による影響を低減
してマルチパス信号をＲＡＫＥ合成できる。
【００３４】（実施形態２）図２に本発明の実施形態２
の原理図を示す。直交検波及びＡ／Ｄ変換されたベース
バンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト・フ
ィルタ１３１に入力される。マッチト・フィルタ１３１
は、拡散符号レプリカ生成部出力を用いて拡散変調信号
を逆拡散する。ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング
数とすると、マッチト・フィルタからＬ（＝ｐｇ×ｓ）
個のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個
のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は復
調部２０２で復調される。Ｌ個のタイミングにおける復
調部２０２の出力の信号は、重み係数制御部２０５の出
力のそれぞれのタイミングに対する重み係数と、乗算器
２０１により乗算される。Ｌ個のタイミングにおけるそ
れぞれの重み付けされた復調部２０２の出力は加算器１
１８より合成される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成さ
れた信号はデータ判定部２０３によりデータ判定され
る。誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信
号と判定データとの差を算出し、誤差信号（ＭＳＥ）を
生成する。重み係数制御部２０５では誤差信号とマッチ
ト・フィルタからのＬ個のタイミングにおける逆拡散信
号を用いて、誤差信号が最小となるような制御（ＭＭＳ
Ｅ）により、Ｌ個のタイミングに対する重み係数を決定
する。
【００３５】本発明の実施形態２では、実施形態１と同
様に、マッチト・フィルタにより逆拡散された全てのタ
イミングにおける信号に対して、ＭＭＳＥ制御された重
み係数により重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。この
実施形態２を用いることにより、雑音や干渉成分のみの
信号による影響を低減してマルチパス信号をＲＡＫＥ合
成できる。
【００３６】（実施形態３）図３に本発明の実施形態３
の原理図を示す。直交検波及びＡ／Ｄ変換されたベース
バンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト・フ
ィルタ１３１に入力される。マッチト・フィルタ１３１
は、拡散符号レプリカ生成部出力１３２を用いて拡散変
調信号を逆拡散し、Ｌ個のタイミングにおける逆拡散信
号が出力される。平均受信電力測定部１３４においてＬ
個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測定
され、最小電力検出部１４１では、Ｌ個のタイミングに
おける最小信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１
４４では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを
求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信
号を合成することを防ぐためのしきい値である。
【００３７】パス選択タイミング検出部１４６では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａを比
較し、平均受信電力がしきい値Ａ以上のタイミングを検
出する。検出されたタイミングにおけるマッチト・フィ
ルタ１３１の出力が合成パス選択部１３３で選択され、
選択されたマッチト・フィルタ１３１出力は重み係数制
御部２０５出力による重み付けおよび復調された後、加
算器１１８により合成される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫ
Ｅ合成された信号はデータ判定部２０３によりデータ判
定される。誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成さ
れた信号と判定データとの差を算出し、誤差信号（ＭＳ
Ｅ）を生成する。重み係数制御部２０５では、誤差信号
とパス選択タイミング検出部において検出されたタイミ
ングにおけるマッチト・フィルタ１３１からの逆拡散信
号を用いてＭＭＳＥ制御を行うことにより、検出された
タイミングに対する重み係数を決定する。
【００３８】実施形態３においては、全てのタイミング
における逆拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果
からしきい値を設定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ
合成することにより、雑音や干渉による影響をより低減
することが可能となる。
【００３９】（実施形態４）図４に本発明の実施形態４
の原理図を示す。直交検波及びＡ／Ｄ変換されたベース
バンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト・フ
ィルタ１３１に入力される。マッチト・フィルタ１３１
は拡散符号レプリカ生成部１３２の出力を用いて拡散変
調信号を逆拡散し、Ｌ個のタイミングにおける逆拡散信
号が出力される。平均受信電力測定部１３４において、
Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測
定され、最小電力検出部１４１および最大電力検出部１
４２では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電力およ
び最大信号電力が検出される。しきい値制御部Ａでは検
出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求める。し
きい値制御部Ｂでは検出された最大信号電力を用いてし
きい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成
分のみの信号を合成することを防ぐためのしきい値であ
り、しきい値Ｂは十分な信号電力を有する信号を選択す
るためのしきい値である。
【００４０】有効パス・タイミング検出部２２２では、
Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａお
よびしきい値Ｂとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａ
以上かつしきい値Ｂ以上のタイミングを検出する。初期
重み係数設定部２２４では有効パス・タイミング検出部
で検出されたタイミングにおける重み係数の初期値を１
とし、それ以外のタイミングにおける重み係数の初期値
を０と決定する。
【００４１】Ｌ個のタイミングにおけるマッチト・フィ
ルタ１３１の出力は、復調および重み係数制御部２１０
により重み付けされた後、加算器１１８で合成される
（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判
定部２０３によりデータ判定される。誤差信号生成部２
０４ではＲＡＫＥ合成された信号と判定データとの差を
算出し誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制御部
２０５では誤差信号とＬ個のタイミングにおけるマッチ
ト・フィルタからの逆拡散信号を用いて、初期重み係数
設定部において決定された値に対してＭＭＳＥ制御を開
始して、Ｌ個のタイミングに対する重み係数を決定す
る。
【００４２】実施形態４においては、マッチト・フィル
タにより逆拡散された全てのタイミングにおける信号に
対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付けを
した後ＲＡＫＥ合成する。雑音や干渉成分のみの信号に
よる影響を低減して、マルチパス信号をＲＡＫＥ合成で
きる。また、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初期値を決
定できるのでＭＭＳＥの収束時間を低減できる。
【００４３】（実施形態５）図５に本発明の実施形態５
の原理図を示す。直交検波及びＡ／Ｄ変換されたベース
バンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト・フ
ィルタ１３１に入力される。マッチト・フィルタ１３１
は拡散符号レプリカ生成部１３２の出力を用いて拡散変
調信号を逆拡散し、Ｌ個のタイミングにおける逆拡散信
号が出力される。平均受信電力測定部１３４において、
Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測
定され、最小電力検出部１４１および最大電力検出部１
４２では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電力およ
び最大信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１４４
では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを決め
る。しきい値制御部Ｂ１４５では検出された最大信号電
力を用いてしきい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ａは
雑音や干渉成分のみの信号を合成することを防ぐための
しきい値で、しきい値Ｂは十分な信号電力を有する信号
を選択するためのしきい値である。有効パス・タイミン
グ検出部２２２では、Ｌ個のタイミングにおける平均信
号電力としきい値Ａおよびしきい値Ｂを比較し、平均受
信電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以上のタイミン
グを検出する。初期重み係数設定部２２４では、有効パ
ス・タイミング検出部で検出されたタイミングにおける
重み係数の初期値を１とし、それ以外のタイミングにお
ける重み係数の初期値を０と決定する。また、パス選択
タイミング検出部１４６では、Ｌ個のタイミングにおけ
る平均信号電力としきい値Ａを比較し、平均受信電力が
しきい値Ａ以上のタイミングを検出する。検出されたタ
イミングにおけるマッチト・フィルタ１３１の出力は、
重み係数制御部２０５の出力のそれぞれのタイミングに
対する重み係数と乗算される。選択されたマッチト・フ
ィルタ１３１の出力は、復調および重み係数制御部２０
５の出力により重み付けされた後、加算器１１８で合成
される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成された信号はデ
ータ判定部２０３によりデータ判定される。誤差信号生
成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信号と判定データ
との差を算出し、誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み
係数制御部２０５では誤差信号とパス選択タイミング検
出部において検出されたタイミングにおけるマッチト・
フィルタ１３１からの逆拡散信号を用いて、初期重み係
数設定部２２４において決定された値に対してＭＭＳＥ
制御を開始し、Ｌ個のタイミングに対する重み係数を決
定する。
【００４４】実施形態５においては、全てのタイミング
における逆拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果
からしきい値を設定することにより、雑音や干渉による
影響をより低減することが可能となり、また、ＭＭＳＥ
制御による重み係数の初期値を決定できるのでＭＭＳＥ
の収束時間を低減できる。
【００４５】（実施形態３および５におけるしきい値の
決定）本発明の実施形態３および５におけるしきい値決
定、および、しきい値判定による合成パス候補選択の例
を説明する。
【００４６】まず、ｎ番目のスロットにおけるｍ番目の
シンボルにおけるＬ個のタイミングでのそれぞれの平均
信号電力測定部１３４の出力Ｓ(l) （ｎ，ｍ）から、最
小信号電力Ｓmin （ｎ，ｍ）を検出する。ただし、ｌは
（１≦ｌ≦Ｌ）、ｍは（１≦ｍ≦ＮP ＋ＮS ）である。
Ｓmin （ｎ，ｍ）に対して、しきい値Ａを次式のように
決定する。ここで、ＧA （ＧA ≧１）はしきい値決定ゲ
インである。
【００４７】
【数１】
【００４８】次に、ｌ番目のタイミングの受信電力をＳ
(l) を求めたしきい値Ａと比較し、Ｓ(l) （ｎ，ｍ）≧
Ａを満たすＸ個のタイミングを検出して、ＲＡＫＥ合成
の候補とし、Ｌ−Ｘ個の熱雑音成分や干渉成分のみの信
号を候補から除外する。
【００４９】（重み係数更新）本発明の実施形態１（図
１参照）から実施形態５（図５参照）における重み係数
制御部２０５で行われている重み係数更新の例を、図６
を用いて説明する。ここでは、Ｘ＝０とし、マッチト・
フィルタ１３１の出力Ｌ個の全てのタイミングにおける
信号に対する重み係数を、シンボル周期毎に更新する場
合について説明する。
【００５０】図６に示すように、ｎ番目のスロットにお
けるｍ＋１番目のシンボルの重み係数ｗ（ｎ，ｍ＋１）
は、ｍ＋１番目のシンボルにおける重み係数ｗ（ｎ，
ｍ）、入力信号ｙ（ｎ，ｍ）（複素量）、及び、誤差信
号ｅ（ｎ，ｍ）（複素量）を用いて更新される。ｗ
（ｎ，ｍ），ｙ（ｎ，ｍ）は、それぞれＬ個の要素から
なるベクトルで
【００５１】
【数２】
【００５２】である。ここでＴは転置を示す。また、ｙ
(l) （ｎ，ｍ）（１≦ｌ≦Ｌ）は、実施形態１（図１参
照）の構成の場合、ｙ(l) （ｎ，ｍ）＝ｒ(l) （ｎ，
ｍ）であり、実施形態２（図２）の構成の場合、ｙ(l)
（ｎ，ｍ）＝ｒ(l) （ｎ，ｍ）ξ(l)*（ｎ，ｍ）であ
る。ここで、ｒ(l) （ｎ，ｍ）はマッチト・フィルタ出
力、ξ(l)*（ｎ，ｍ）はチャネル推定値であり、* は複
素共役を表す。また、ｅ（ｎ，ｍ）は
【００５３】
【外１】
【００５４】である。このとき、ｄref （ｎ，ｍ）はパ
イロット・シンボルに対しては、パイロット・シンボル
・レプリカを用い、データ・シンボルに対しては硬判定
後（２値判定後）の信号点とする。更新式は、ｗ(l)
（ｎ，ｍ）が複素量の場合には例えば、次のような式で
表される。
【００５５】
【数３】
【００５６】一方、ｗ(l) （ｎ，ｍ）がスカラー量の場
合には例えば次のような２通りの式で表される。
【００５７】
【数４】
【００５８】ここで、Ｒｅ｛．｝は実部を示す。重み付
け後の信号をｙ′（ｍ）とするとｙ′（ｍ）はｗ(l)
（ｍ）が複素量の場合、
【００５９】
【数５】
【００６０】と表される。ｗ(l) （ｎ，ｍ）がスカラー
量の場合、重み係数の発散を防ぐためにＬ個の重み係数
の最大値を用いて正規化した重み係数を乗算する。従っ
て、ｙ′（ｎ，ｍ）は例えば次の３通りの式を用いて表
される。
【００６１】
【数６】
【００６２】（実施形態４および５におけるしきい値の
決定）本発明の実施形態４および５におけるしきい値決
定、および、しきい値判定による初期重み係数設定の例
を示す。
【００６３】ｎ番目のスロットにおけるｍ番目のシンボ
ルのＬ個のタイミングにおける平均信号電力測定部１３
４の出力Ｓ(l) （ｎ，ｍ）から最小信号電力Ｓmin
（ｎ，ｍ）および最大信号電力Ｓmax （ｎ，ｍ）を検出
する。ただしｌは（１≦ｌ≦Ｌ）である。Ｓmin （ｎ，
ｍ）およびＳmax （ｎ，ｍ）に対してしきい値Ａおよび
しきい値Ｂを次式のように決定する。ここで、ＧA （Ｇ
A ≧１），ＧB （ＧB ≦１）はそれぞれしきい値決定ゲ
インである。
【００６４】
【数７】
【００６５】次に、ｌ番目のタイミングの受信電力をＳ
(l) （ｎ，ｍ）を求めたしきい値Ａおよびしきい値Ｂと
比較し、Ｓ(l) （ｎ，ｍ）≧Ａのタイミングを検出し
て、まず熱雑音成分や干渉成分のみのタイミングを検出
する。そして、Ｓ(l) （ｎ，ｍ）≧Ｂのタイミングを検
出して、受信電力が十分なタイミングを検出する。従っ
て、Ｓ(l) （ｎ，ｍ）≧Ａ、かつ、Ｓ(l) （ｎ，ｍ）≧
Ｂを満たすＹ個のタイミングがマルチパスの候補として
検出される。これらのタイミングに対する重み係数の初
期値を１とし、残りのＬ−Ｙ個のタイミングに対する重
み係数は０とする。
【００６６】（重み係数の制御）本発明で用いている重
み係数制御の例を示す。まず、最も重み係数が大きなタ
イミングを有効なマルチパスのタイミングとして検出す
る。そして、検出されたタイミングに対して±ｋ個のタ
イミングにおける重み係数を０として次に大きな重み係
数のタイミングを検出し、順次重み係数を決定してい
く。例えば、ｑ番目のマルチパスのタイミングをｕｑと
すると、（ｕｑ−ｋ）≦ｌ≦（ｕｑ＋ｋ）におけるタイ
ミングに含まれる重み係数は全て０とする。このよう
に、あるマルチパスのタイミングに対して前後のタイミ
ングにおける重み係数を０とするのは、オーバ・サンプ
リングにより、同一のマルチパスに重み付けして合成す
ることを防ぐためである。ｋはオーバ・サンプリング数
をｓとすると例えばｋ＝ｓ／２となる。
【００６７】このようにしてマルチパスに対する重み係
数の決定を繰り返し、全てのマルチパスに対して重み付
けをしてＲＡＫＥ合成を行う。
【００６８】（重み係数の決定）図７を用いて、重み係
数決定の例を説明する。ここでは、実施形態１，実施形
態２のように、重み係数制御に制約を設けない場合につ
いて示している。
【００６９】図７のグラフに示すように、Ｌ個のタイミ
ングにおける重み係数が算出されたとする。このとき、
オーバ・サンプリング数ｓ＝４、既に重み係数を決定さ
れたマルチパスに対して重み係数を０とするタイミング
の数ｋ＝ｓ／２＝２とする。
【００７０】図７中のｐ点におけるタイミングがマルチ
パスのタイミングとして検出されたとする。このとき、
次に重み係数の大きなタイミングはｐ＋１であるが、こ
の点はｐ点に対して±ｋの範囲にあるｐ−２，ｐ−１，
ｐ＋１，ｐ＋２の４点における重み係数は全て０とな
る。すると、次のｐ＋４点が次のマルチパスのタイミン
グとして検出され、±ｋ点にあるｐ＋３，ｐ＋５，ｐ＋
６点における重み係数が新たに０となる。このようにし
て、検出されたマルチパスの前後のタイミングにおける
重み係数を０としてＲＡＫＥ合成しないようにする。
【００７１】（実施形態１を用いた受信装置の構成）図
８に本発明の実施形態１（図１参照）を用いた受信部構
成の実施例を示す。
【００７２】図８において、受信した拡散変調信号は低
雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数
変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によってフェー
ジングに起因する振幅変動を補償され、直交検波され
る。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ
変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換されるデ
ィジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇマッチト・
フィルタ１３１により逆拡散される。ｓをチップ当りの
オーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個の
タイミングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個のタ
イミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は、重み
係数制御部２０５の出力のそれぞれのタイミングに対す
る重み係数と乗算される。Ｌ個のタイミングにおけるそ
れぞれの重み付けされたマッチト・フィルタ１３１の出
力は復調されて、加算器１１８でＲＡＫＥ合成される。
ＲＡＫＥ合成された信号はデインタリーブ回路１２２に
より誤りをランダム化されビタビ復号器１２３により復
号され、データ再生部１２４において受信データが再生
される。また、ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判定部
２０３によりデータ判定される。誤差信号生成部２０４
ではＲＡＫＥ合成された信号と判定データとの差を算出
し誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。
【００７３】重み係数制御部２０５では誤差信号とマッ
チト・フィルタ１３１からのＬ個のタイミングにおける
逆拡散信号を用いて、誤差信号が最小となるような制御
（ＭＭＳＥ）により、Ｌ個のタイミングに対する重み係
数を決定する。さらに、Ｌ個の重み係数における最も大
きな重み係数のタイミングを検出し、検出されたタイミ
ングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対す
る重み係数は０として次に大きな重み係数のタイミング
を順次検出し全てのタイミングにおける重み係数を決定
する。 決定された重み係数が重み係数制御部２０５の
出力となる。
【００７４】図８に示したＲＡＫＥ受信機では、マッチ
ト・フィルタを用いて逆拡散された全てのタイミングに
おける信号に対してＭＭＳＥ制御された重み係数により
重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。そのため、遅延プ
ロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場合で
も、有効なパスを効果的に合成することができる。
【００７５】（実施形態２を用いた受信装置の構成）図
９に、本発明の実施形態２（図２参照）を用いた受信部
構成の実施例を示す。
【００７６】受信した拡散変調信号は低雑音増幅器１０
３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数変換される。そ
して、ＡＧＣ増幅器１０７によってフェージングに起因
する振幅変動を補償され、直交検波される。直交検波器
１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１１２，
１１３でディジタル信号に変換される。ディジタル値に
変換された信号はタップ数ｐｇマッチト・フィルタ１３
１により逆拡散される。ｓをチップ当りのオーバ・サン
プリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングに
おける逆拡散信号が出力される。Ｌ個のタイミングにお
けるそれぞれの逆拡散された信号に対してパイロット・
シンボルを用いた絶対同期検波復調が行われる。Ｌ個の
タイミングにおける復調された出力の信号は重み係数制
御部２０５の出力のそれぞれのタイミングに対する重み
係数と乗算される。 Ｌ個のタイミングにおけるそれぞ
れの重み付けされ、復調された出力は加算器１１８によ
り合成される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成された信
号はデインターリーブ回路１２２により誤りをランダム
化され、ビタビ復号器１２３により復号され、データ再
生部１２４において受信データが再生される。
【００７７】また、ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判
定部２０３によりデータ判定される。誤差信号生成部２
０４ではＲＡＫＥ合成された信号と判定データとの差を
算出し誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制御部
２０５では誤差信号とマッチト・フィルタ１３１からの
Ｌ個のタイミングにおける逆拡散信号を用いて、誤差信
号が最小となるような制御（ＭＭＳＥ）により、Ｌ個の
タイミングに対する重み係数を決定する。さらに、Ｌ個
の重み係数における最も大きな重み係数のタイミングを
検出し、検出されたタイミングに対して±ｋ（ｋは自然
数）個のタイミングに対する重み係数は０として次に大
きな重み係数のタイミングを順次検出し全てのタイミン
グにおける重み係数を決定する。決定された重み係数が
重み係数制御部２０５の出力となる。
【００７８】図９に示したＲＡＫＥ受信機では、図８で
示した受信機と同様に、マッチト・フィルタを用いて逆
拡散された全てのタイミングにおける信号に対してＭＭ
ＳＥ制御された重み係数により重み付けをした後ＲＡＫ
Ｅ合成する。そのため、遅延プロファイルの変動により
マルチパス数が変化した場合でも、有効なパスを効果的
に合成することができる。
【００７９】（実施形態１および３を用いた受信装置の
構成）図１０に本発明の実施形態１および実施形態３を
用いた受信部構成の実施例を示す。
【００８０】図１０において、受信した拡散変調信号は
低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によってフェ
ージングに起因する振動変動を補償され、直交検波され
る。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ
変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換される。
ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇマッチト
・フィルタ１３１により逆変換される。ｓをチップ当り
のオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個
のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。
【００８１】平均受信電力測定部１３４においてＬ個の
タイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測定さ
れ、最小電力検出部１４１では、Ｌ個のタイミングにお
ける最小信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１４
４では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号
を合成することを防ぐためのしきい値である。
【００８２】パス選択タイミング検出部１４６では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａとを
比較し、平均受信電力がしきい値Ａ以上となるＸ個のタ
イミングを検出する。検出されたＸ個のタイミングにお
けるマッチト・フィルタ１３１の出力が合成パス選択部
１３３で選択され、選択されたＸ個のマッチト・フィル
タ１３１の出力は重み係数制御部２０５の出力のそれぞ
れのタイミングに対する重み係数と乗算される。選択さ
れ、重み係数と乗算されたマッチト・フィルタ１３１の
出力は、パイロット・シンボルを用いた絶対同期検波復
調が行われ、加算器１１８より合成される（ＲＡＫＥ合
成）。ＲＡＫＥ合成された信号はデインターリーブ回路
１２２により誤りをランダム化されビタビ復号器１２３
により復号され、データ再生部１２４において受信デー
タが再生される。また、ＲＡＫＥ合成された信号はデー
タ判定部２０３によりデータ判定される。
【００８３】誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成
された信号と判定データとの差を算出し誤差信号（ＭＳ
Ｅ）を生成する。重み係数制御部２０５では、誤差信号
とパス選択タイミング検出部１４６において、検出され
たＸ個のタイミングにおけるマッチト・フィルタ１３１
からの逆拡散信号を用いてＭＭＳＥ制御を行うことによ
り、検出されたタイミングに対する重み係数を決定す
る。さらに、Ｘ個の重み係数における最も大きな重み係
数のタイミングを検出し、検出されたタイミングに対し
て±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対する重み係数
は０として次に大きな重み係数のタイミングを順次検出
し全てのタイミングにおける重み係数を決定する。決定
された重み係数が重み係数制御部２０５の出力となる。
【００８４】図１０に示したＲＡＫＥ受信機では、マッ
チト・フィルタを用いて逆拡散された信号に対して、Ｍ
ＭＳＥ制御された重み係数により重み付けをした後ＲＡ
ＫＥ合成する。そのため、遅延プロファイルの変動によ
りマルチパス数が変化した場合でも、有効なパスを効果
的に合成することができる。
【００８５】また、全てのタイミングにおける逆拡散信
号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい値を設
定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成することによ
り、雑音や干渉による影響をより低減することが可能と
なる。
【００８６】（実施形態２および３を用いた受信装置の
構成）図１１に、本発明の実施形態２および３を用いた
受信部構成の実施例を示す。
【００８７】受信した拡散変調信号は低雑音増幅器１０
３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数変換される。そ
してＡＧＣ増幅器１０７によってフェージングに起因す
る振動変動を補償され、直交検波される。直交検波器１
０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１１２，１
１３でディジタル信号に変換される。ディジタル値に変
換された信号はタップ数ｐｇマッチト・フィルタ１３１
により逆変換される。ｓをチップ当りのオーバ・サンプ
リング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングにお
ける逆拡散信号が出力される。
【００８８】平均受信電力測定部１３４においてＬ個の
タイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測定さ
れ、最小電力検出部１４１では、Ｌ個のタイミングにお
ける最小信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１４
４では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号
を合成することを防ぐためのしきい値である。パス選択
タイミング検出部１４６では、Ｌ個のタイミングにおけ
る平均信号電力としきい値Ａとを比較し、平均受信電力
がしきい値Ａ以上となるＸ個のタイミングを検出する。
検出されたＸ個のタイミングにおけるマッチト・フィル
タ１３１の出力が合成パス選択部１３３で選択され、選
択されたマッチト・フィルタ１３１の出力はパイロット
・シンボルを用いた絶対同期検波復調が行われ、復調さ
れた後、重み係数制御部２０５の出力のそれぞれのタイ
ミングに対する重み係数と乗算される。
【００８９】選択され、復調され、重み付けされたマッ
チト・フィルタ１３１の出力は、加算器１１８より合成
される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成された信号は、
デインターリーブ回路１２２により誤りをランダム化さ
れ、ビタビ復号器１２３により復号され、データ再生部
１２４において受信データが再生される。また、ＲＡＫ
Ｅ合成された信号はデータ判定部２０３によりデータ判
定される。誤差信号生成部２０４ではＲＡＫＥ合成され
た信号と判定データとの差を算出し誤差信号（ＭＳＥ）
を生成する。
【００９０】重み係数制御部２０５では、誤差信号とパ
ス選択タイミング検出部１４６において検出されたＸ個
のタイミングにおけるマッチト・フィルタ１３１からの
逆拡散信号を用いてＭＭＳＥ制御を行うことにより、検
出されたタイミングに対する重み係数を決定する。さら
に、Ｘ個の重み係数における最も大きな重み係数のタイ
ミングを検出し、検出されたタイミングに対して±ｋ
（ｋは自然数）個のタイミングに対する重み係数は０と
して次に大きな重み係数のタイミングを順次検出し全て
のタイミングにおける重み係数を決定する。決定された
重み係数が重み係数制御部２０５の出力となる。
【００９１】図１１に示したＲＡＫＥ受信機では、図１
０に示したＲＡＫＥ受信機と同様に、マッチト・フィル
タを用いて逆拡散された信号に対して、ＭＭＳＥ制御さ
れた重み係数により重み付けをした後ＲＡＫＥ合成す
る。そのため、遅延プロファイルの変動によりマルチパ
ス数が変化した場合でも、有効なパスを効果的に合成す
ることができる。また、全てのタイミングにおける逆拡
散信号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい値
を設定して、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成するこ
とにより、雑音や干渉による影響をより低減することが
可能となる。
【００９２】（実施形態１および４を用いた受信装置の
構成）図１２に、本発明の実施形態１および実施形態４
を用いた受信部構成の実施例を示す。
【００９３】図１２において、受信した拡散変調信号は
低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によってフェ
ージングに起因する振動変動を補償され、直交検波され
る。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ
変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換される。
ディジタル値に変換された信号は、タップ数ｐｇのマッ
チト・フィルタ１３１により逆変換される。ｓをチップ
当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×
ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。
Ｌ個のタイミングにおけるマッチト・フィルタ１３１の
出力は、重み係数制御部２０５の出力のそれぞれのタイ
ミングに対する重み係数と乗算される。重み係数と乗算
されたマッチト・フィルタ１３１の出力に対して、パイ
ロット・シンボルを用いた絶対同期検波復調が行われ、
加算器１１８より合成される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫ
Ｅ合成された信号は、デインターリーブ回路１２２によ
り誤りをランダム化されビタビ復号器１２３により復号
され、データ再生部１２４において受信データが再生さ
れる。
【００９４】また、ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判
定部２０３によりデータ判定される。誤差信号生成部２
０４では、ＲＡＫＥ合成された信号と判定データとの差
を算出し、誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制
御部２０５では、誤差信号とＬ個のタイミングにおける
マッチト・フィルタ１３１からの逆散信号を用いて、Ｍ
ＭＳＥ制御によりＬ個のタイミングに対する重み係数を
決定する。さらに、Ｌ個の重み係数における最も大きな
重み係数のタイミングを検出し、検出されたタイミング
に対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対する重
み係数は０として、次に大きな重み係数のタイミングを
順次検出し、全てのタイミングにおける重み係数を決定
する。決定された重み係数が重み係数制御部２０５の出
力となる。
【００９５】ＭＭＳＥ制御を開始する際の重み係数の初
期値は、次のように決定する。まず、平均受信電力測定
部１３４においてＬ個のタイミングにおけるそれぞれの
平均信号電力が測定され、最小電力検出部１４１および
最大電力検出部１４２では、Ｌ個のタイミングにおける
最小信号電力および最大信号電力が検出される。しきい
値制御部Ａ１４４では検出された最小信号電力を用いて
しきい値Ａを求める。また、しきい値制御部Ｂ１４５で
は検出された最大信号電力を用いてしきい値Ｂを求め
る。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号を
合成することを防ぐためのしきい値であり、しきい値Ｂ
は十分な信号電力を有する信号を選択するためのしきい
値である。有効パス・タイミング検出部２２２では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値を比較
し、平均受信電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以上
となるＹ個のタイミングを検出する。初期重み係数設定
部２２４では、有効パス・タイミング検出部２２２で検
出されたＹ個のタイミングにおける重み係数の初期値を
１とし、それ以外のＬ−Ｙ個のタイミングにおける重み
係数の初期値を０と決定する。
【００９６】図１２に示したＲＡＫＥ受信機では、マッ
チト・フィルタを用いて逆拡散された全てのタイミング
における信号に対してＭＭＳＥ制御された重み係数によ
り重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。そのため、遅延
プロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場合
でも、有効なパスを効果的に合成することができる。
【００９７】また、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初期
値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低減でき
る。
【００９８】（実施形態２および４を用いた受信装置の
構成）図１３に本発明の実施形態２および実施形態４を
用いた受信部構成の実施例を示す。
【００９９】図１３において、受信した拡散変調信号は
低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器１０７によってフ
ェージングに起因する振動変動を補償され、直交検波さ
れる。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号は、Ａ
／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換され
る。ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇマッ
チト・フィルタ１３１により逆変換される。ｓをチップ
当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×
ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。
Ｌ個のマッチト・フィルタ１３１の出力は復調部で復調
された後、重み係数制御部２０５の出力のそれぞれのタ
イミングに対する重み係数と乗算される。重み付けされ
た重み係数制御部２０５の出力は復調部でパイロット・
シンボルを用いた絶対同期検波復調が行われ、加算器１
１８より合成される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成さ
れた信号はデインターリーブ回路１２２により誤りをラ
ンダム化されビタビ復号器１２３により復号され、デー
タ再生部１２４において受信データが再生される。ま
た、ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判定部２０３によ
りデータ判定される。誤差信号生成部２０４ではＲＡＫ
Ｅ合成された信号と判定データとの差を算出し誤差信号
（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制御部２０５では誤差
信号とＬ個のタイミングにおけるマッチト・フィルタ１
３１からの逆拡散信号を用いてＭＭＳＥ制御によりＬ個
のタイミングに対する重み係数を決定する。
【０１００】さらに、Ｌ個の重み係数における最も大き
な重み係数のタイミングを検出し、検出されたタイミン
グに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対する
重み係数は０として次に大きな重み係数のタイミングを
順次検出し全てのタイミングにおける重み係数を決定す
る。
【０１０１】決定された重み係数が重み係数制御部２０
５の出力となる。ＭＭＳＥ制御を開始する際の重み係数
の初期値は、次のように決定する。まず、平均受信電力
測定部においてＬ個のタイミングにおけるそれぞれの平
均信号電力が測定され、最小電力検出部および最大電力
検出部では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電力お
よび最大信号電力が検出される。しきい値制御部Ａでは
検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求める。
また、しきい値制御部Ｂでは検出された最大信号電力を
用いてしきい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ａは雑音
や干渉成分のみの信号を合成することを防ぐためのしき
い値で、しきい値Ｂは十分な信号電力を有する信号を選
択するためのしきい値である。有効パス・タイミング検
出部では、Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力とし
きい値を比較し、平均受信電力がしきい値Ａ以上かつし
きい値Ｂ以上となるＹ個のタイミングを検出する。
【０１０２】初期重み係数設定部では有効パス・タイミ
ング検出部で検出されたＹ個のタイミングにおける重み
係数の初期値を１とし、それ以外のＬ−Ｙ個のタイミン
グにおける重み係数の初期値を０と決定する。
【０１０３】図１３に示したＲＡＫＥ受信機では、図１
２に示したＲＡＫＥ受信機と同様に、マッチト・フィル
タを用いて逆拡散された全てのタイミングにおける信号
に対してＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付けを
した後ＲＡＫＥ合成する。そのため、遅延プロファイル
の変動によりマルチパス数が変化した場合でも、有効な
パスを効果的に合成することができる。
【０１０４】また、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初期
値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低減でき
る。
【０１０５】（実施形態１および５を用いた受信装置の
構成）図１４に実施形態１および５を用いた受信部構成
の実施例を示す。
【０１０６】図１４において、受信した拡散変調信号は
低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器１０７によってフ
ェージングに起因する振動変動を補償され、直交検波さ
れる。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／
Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換され
る。ディジタル値に変換された信号は、タップ数ｐｇマ
ッチト・フィルタ１３１により逆変換される。ｓをチッ
プ当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×
ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。
【０１０７】平均受信電力測定部１３４においてＬ個の
タイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測定さ
れ、最小電力検出部１４１では、Ｌ個のタイミングにお
ける最小信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１４
４では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号
を合成することを防ぐためのしきい値である。パス選択
タイミング検出部１４６では、Ｌ個のタイミングにおけ
る平均信号電力としきい値Ａとを比較し、平均受信電力
がしきい値Ａ以上となるＸ個のタイミングを検出する。
検出されたＸ個のタイミングにおけるマッチト・フィル
タ１３１の出力は、重み係数制御部２０５の出力のそれ
ぞれのタイミングに対する重み係数と乗算される。選択
されたマッチト・フィルタ１３１の出力は、パイロット
・シンボルを用いた絶対同期検波復調が行われ、加算器
１１８より合成される（ＲＡＫＥ合成）。ＲＡＫＥ合成
された信号はデインターリーブ回路１２２により誤りを
ランダム化されビタビ復号器１２３により復号され、デ
ータ再生部１２４において受信データが再生される。
【０１０８】また、ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判
定部２０３によりデータ判定される。誤差信号生成部２
０４ではＲＡＫＥ合成された信号と判定データとの差を
算出し誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制御部
２０５では、誤差信号とＸ個のタイミングにおけるマッ
チト・フィルタ１３１からの逆拡散信号を用いてＭＭＳ
Ｅ制御によりＸ個のタイミングに対する重み係数を決定
する。さらに、Ｘ個の重み係数における最も大きな重み
係数のタイミングを検出し、検出されたタイミングに対
して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対する重み係
数は０として、次に大きな重み係数のタイミングを順次
検出し、全てのタイミングにおける重み係数を決定す
る。決定された重み係数が重み係数制御部２０５の出力
となる。ＭＭＳＥ制御を開始する際の重み係数の初期値
は、次のように決定する。まず、平均受信電力測定部に
おいてＬ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号電
力が測定され、最小電力検出部および最大電力検出部で
は、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電力および最大
信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１４４では検
出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求める。ま
た、しきい値制御部Ｂ１４５では検出された最大信号電
力を用いてしきい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ａは
雑音や干渉成分のみの信号を合成することを防ぐための
しきい値であり、しきい値Ｂは十分な信号電力を有する
信号を選択するためのしきい値である。
【０１０９】有効パス・タイミング検出部２２２では、
Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力としきい値を比
較し、平均受信電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以
上となるＹ個のタイミングを検出する。初期重み係数設
定部２２４では有効パス・タイミング検出部２２２で検
出されたＹ個のタイミングにおける重み係数の初期値を
１とし、それ以外のＬ−Ｙ個のタイミングにおける重み
係数の初期値を０と決定する。
【０１１０】図１４に示された受信装置においては、マ
ッチト・フィルタを用いて逆拡散された信号に対して、
ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付けをした後Ｒ
ＡＫＥ合成する。そのため、遅延プロファイルの変動に
よりマルチパス数が変化した場合でも、有効なパスを効
果的に合成することができる。
【０１１１】また、全てのタイミングにおける逆拡散信
号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい値を設
定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成することによ
り、雑音や干渉による影響をより低減することができ
る。
【０１１２】その上、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初
期値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低減で
きる。
【０１１３】（実施形態２および５を用いた受信装置の
構成）図１５に、本発明の実施形態２および５を用いた
受信部構成の実施例を示す。
【０１１４】図１５において、受信した拡散変調信号は
低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波
数変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によってフェ
ージングに起因する振動変動を補償され、直交検波され
る。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ
変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換される。
ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇマッチト
・フィルタ１３１により逆変換される。ｓをチップ当り
のオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個
のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。
【０１１５】平均受信電力測定部１３４においてＬ個の
タイミングにおけるそれぞれの平均信号電力が測定さ
れ、最小電力検出部１４１では、Ｌ個のタイミングにお
ける最小信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ１４
４では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号
を合成することを防ぐためのしきい値である。
【０１１６】パス選択タイミング検出部では、Ｌ個のタ
イミングにおける平均信号電力としきい値Ａとを比較
し、平均受信電力がしきい値Ａ以上となるＸ個のタイミ
ングを検出する。検出されたＸ個のタイミングにおける
マッチト・フィルタ１３１の出力が合成パス選択部で選
択され、選択されたマッチト・フィルタ１３１の出力は
復調部で復調された後、重み係数制御部２０５の出力の
それぞれのタイミングに対する重み係数と乗算される。
重み付けされた重み係数制御部２０５の出力は復調部で
パイロット・シンボルを用いた絶対同期検波復調が行わ
れ、加算器１１８より合成される（ＲＡＫＥ合成）。Ｒ
ＡＫＥ合成された信号はデインターリーブ回路１２２に
より誤りをランダム化されビタビ復号器１２３により復
号され、データ再生部１２４において受信データが再生
される。
【０１１７】また、ＲＡＫＥ合成された信号はデータ判
定部２０３によりデータ判定される。誤差信号生成部２
０４ではＲＡＫＥ合成された信号と判定データとの差を
算出し誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制御部
２０５では誤差信号とＸ個のタイミングにおけるマッチ
ト・フィルタ１３１からの逆拡散信号を用いてＭＭＳＥ
制御によりＸ個のタイミングに対する重み係数を決定す
る。さらに、Ｘ個の重み係数における最も大きな重み係
数のタイミングを検出し、検出されたタイミングに対し
て±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対する重み係数
は０として次に大きな重み係数のタイミングを順次検出
し全てのタイミングにおける重み係数を決定する。決定
された重み係数が重み係数制御部２０５の出力となる。
【０１１８】ＭＭＳＥ制御を開始する際の重み係数の初
期値は、次のように決定する。まず、平均受信電力測定
部１３４においてＬ個のタイミングにおけるそれぞれの
平均信号電力が測定され、最小電力検出部１４１および
最大電力検出部１４２では、Ｌ個のタイミングにおける
最小信号電力および最大信号電力が検出される。しきい
値制御部Ａ１４４では検出された最小信号電力を用いて
しきい値Ａを求める。また、しきい値制御部Ｂ１４５で
は検出された最大信号電力を用いてしきい値Ｂを求め
る。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号を
合成することを防ぐためのしきい値で、しきい値Ｂは十
分な信号電力を有する信号を選択するためのしきい値で
ある。有効パス・タイミング検出部２２２では、Ｌ個の
タイミングにおける平均信号電力としきい値Ａとを比較
し、平均受信電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以上
となるＹ個のタイミングを検出する。初期重み係数設定
部２２４では有効パス・タイミング検出部で検出された
Ｙ個のタイミングにおける重み係数の初期値を１とし、
それ以外のＬ−Ｙ個のタイミングにおける重み係数の初
期値を０と決定する。
【０１１９】図１５に示された受信装置においては、図
１４に示された受信装置と同様に、マッチト・フィルタ
を用いて逆拡散された信号に対して、ＭＭＳＥ制御され
た重み係数により重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。
そのため、遅延プロファイルの変動によりマルチパス数
が変化した場合でも、有効なパスを効果的に合成するこ
とができる。
【０１２０】また、全てのタイミングにおける逆拡散信
号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい値を設
定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成することによ
り、雑音や干渉による影響をより低減することができ
る。
【０１２１】その上、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初
期値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低減で
きる。
【０１２２】なお、上述の受信装置の構成は例示であ
り、いろいろな実施形態の組合せ等がある。
【０１２３】
【発明の効果】以上、本発明のＲＡＫＥ受信機では、マ
ッチト・フィルタを用いて逆拡散された全てのタイミン
グにおける信号に対してＭＭＳＥ制御された重み係数に
より重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。そのため、遅
延プロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場
合でも、有効なパスを効果的に合成することができる。
【０１２４】また、全てのタイミングにおける逆拡散信
号の平均受信電力を測定し、その最小値からしきい値を
決定し、しきい値以上の逆拡散信号のみをＲＡＫＥ合成
の候補としている。このため、雑音や干渉成分のみの信
号を合成することによる影響を低減することができる。
【０１２５】そして、全てのタイミングにおける平均受
信電力の最小値および最大値からしきい値を決定し、受
信電力が２つのしきい値以上のタイミングに対する重み
係数の初期値を１としている。そのため、ＭＭＳＥの収
束時間を短縮することができる。
【０１２６】これらの構成は、特にチップレートが高速
な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改善を
実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の構成を示すブロック図で
ある。
【図２】本発明の実施形態２の構成を示すブロック図で
ある。
【図３】本発明の実施形態３の構成を示すブロック図で
ある。
【図４】本発明の実施形態４の構成を示すブロック図で
ある。
【図５】本発明の実施形態５の構成を示すブロック図で
ある。
【図６】本発明の重み係数制御の例を示す図である。
【図７】本発明の他の重み係数制御の例を示す図であ
る。
【図８】本発明の実施形態１を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受
信機の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施形態２を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受
信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態１および３を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施形態２および３を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態１および４を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施形態２および４を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施形態１および５を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施形態２および５用いたＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のスライディング相関器を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１７】従来のマッチト・フィルタを用いたＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１８】従来のマッチト・フィルタを用いたＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図１９】フレーム構成の例を示す図である。
【符号の説明】 １０１ アンテナ １０２，１０６ バンドバス・フィルタ １０３ 低雑音増幅器 １０４ 混合器 １０５ 発振器 １０７ 自動利得制御増幅器（ＡＧＣ増幅器） １０８ 包絡線検波器 １０９ 直交検波器 １１０，１１１ ローパス・フィルタ １１２，１１３ Ａ／Ｄ変換器 １１６ チャネル推定部 １１７ 乗算器 １１８ 加算器（ＲＡＫＥ合成器） １２２ デインタリーブ回路 １２３ ビタビ復号器 １２４ データ再生部 １３１ マッチト・フィルタ １３２ 拡散符号レプリカ生成部 １３３ 合成パス選択部 １３４ 平均信号電力測定部 １４１ 最小電力検出部 １４２ 最大電力検出部 １４４ しきい値制御部Ａ １４５ しきい値制御部Ｂ ２０１ 乗算器 ２０２ 復調部 ２０３ データ判定部 ２０４ 誤差信号生成部 ２０５ 重み係数制御部 ２１０ 重み係数乗算および復調部 ２２２ 有効パス・タイミング検出部 ２２４ 初期重み係数制御部

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 情報データを拡散符号で広帯域の信号に
    拡散して多元接続伝送を行う直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式
    におけるＲＡＫＥ受信機において、 拡散符号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成部
    と、 前記拡散符号レプリカ生成部出力を用いて受信拡散変調
    信号を逆拡散する複数のタップを有するマッチト・フィ
    ルタと、 前記マッチト・フィルタ出力それぞれの逆拡散された信
    号と誤差信号生成部の出力を用いて前記マッチト・フィ
    ルタ出力に対応する重み係数を、前記誤差信号生成部出
    力が最小となるように制御する重み係数制御部と、 前記マッチト・フィルタ出力それぞれの逆拡散された信
    号と前記重み制御部出力の対応する重み係数を乗算する
    乗算器と、 前記乗算器出力それぞれの信号を復調する復調部と、 前記復調部出力の信号を合成する加算器と、 前記加算器出力に対するデータ判定を行うデータ判定部
    と、 前記加算器出力と前記データ判定部出力との差を算出し
    て誤差信号を生成する誤差信号生成部とを備えることを
    特徴とするＲＡＫＥ受信機。
  2. 【請求項２】 情報データを拡散符号で広帯域の信号に
    拡散して多元接続伝送を行う直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式
    におけるＲＡＫＥ受信機において、 拡散符号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成部
    と、 前記拡散符号レプリカ生成部出力を用いて受信拡散変調
    信号を逆拡散する複数タップを有するマッチト・フィル
    タと、 前記マッチト・フィルタ出力のそれぞれの逆拡散された
    信号を復調する復調部と、 前記復調部出力のそれぞれに対応する重み係数を前記誤
    差信号生成部出力が最小となるように制御する重み係数
    制御部と、 前記復調部出力のそれぞれの復調された信号と前記重み
    制御部出力のそれぞれに対応する重み係数を乗算する乗
    算器と、 前記乗算器出力を合成する加算器と、 前記加算器出力に対するデータ判定を行うデータ判定部
    と、 前記加算器出力と前記データ判定部出力との差を算出し
    て誤差信号を生成する誤差信号生成部とを備えることを
    特徴とするＲＡＫＥ受信機。
  3. 【請求項３】 請求項１または請求項２記載のＲＡＫＥ
    受信機において、 前記マッチト・フィルタ出力それぞれの平均受信信号電
    力を測定する信号電力測定部と、 前記平均信号電力測定部出力から最小信号電力を検出す
    る最小電力検出部と、 前記最小電力検出部出力から加算器において合成する信
    号を選択するためのしきい値Ａを求めて出力するしきい
    値制御部Ａと、 前記平均信号電力測定部出力としきい値制御部出力を比
    較し、受信電力がしきい値Ａ以上となる信号を検出する
    パス選択検出部と、 前記パス選択検出部で検出した信号に対応する信号を、
    前記マッチト・フィルタ出力の逆拡散の信号から選択す
    る合成パス選択部とを備えることを特徴とするＲＡＫＥ
    受信機。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載のＲＡＫＥ受信機におい
    て、重み係数制御部において重み係数を決定する際に、
    前記パス選択タイミング検出部で検出された信号に対応
    する重み係数のみを制御することを特徴とするＲＡＫＥ
    受信機。
  5. 【請求項５】 請求項１または請求項２記載のＲＡＫＥ
    受信機において、 前記マッチト・フィルタ出力それぞれの平均受信信号電
    力を測定する信号電力測定部と、 前記平均信号電力測定部出力から最小信号電力を検出す
    る最小電力検出部と、 前記平均信号電力測定部出力から最大信号電力を検出す
    る最大電力検出部と、 前記最小電力検出部出力から重み制御部の初期値を設定
    するためのしきい値Ａを求めて出力するしきい値制御部
    Ａと、 前記最大電力検出部出力から重み制御部の初期値を設定
    するためのしきい値Ｂを求めて出力するしきい値制御部
    Ｂと、 前記平均信号電力測定部出力と前記しきい値制御部Ａの
    出力および前記しきい値制御部Ｂの出力を比較し、信号
    電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以上となる信号を
    検出する有効パス検出部と、 前記有効パス検出部出力で検出した信号に対応する重み
    係数の初期値をα（１≧α＞０）とし、他の信号に対応
    する重み係数の初期値を０とする初期重み係数設定部と
    を備えることを特徴とするＲＡＫＥ受信機。
  6. 【請求項６】 請求項３または請求項４記載のＲＡＫＥ
    受信機において、 前記平均信号電力測定部出力から最大信号電力を検出す
    る最大電力検出部と、 前記最大電力検出部出力から重み制御部の初期値を設定
    するためのしきい値Ｂを求めて出力するしきい値制御部
    Ｂと、 前記平均信号電力測定部出力と前記しきい値制御部Ａの
    出力および前記しきい値制御部Ｂの出力とを比較し、信
    号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以上となる信号
    を検出する有効パス検出部と、前記有効パス検出部出力
    で検出した信号に対応した重み係数の初期値をα（１≧
    α＞０）とし、他の信号に対応する重み係数の初期値を
    ０とする初期重み係数設定部とを備えることを特徴とす
    るＲＡＫＥ受信機。
  7. 【請求項７】 請求項５または請求項６記載のＲＡＫＥ
    受信機において、 重み係数制御部は、重み係数の初期値を設定する際に、
    各信号に対応する重み係数の初期値は前記初期重み係数
    設定部で決定された値を設定することを特徴とするＲＡ
    ＫＥ受信機。
  8. 【請求項８】 請求項１から請求項７いずれか記載のＲ
    ＡＫＥ受信機において、 前記重み係数制御部は、重み係数を制御する際に、最も
    重み係数の大きい前記マッチト・フィルタからのタイミ
    ングに対して前後±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに
    おける重み係数を無条件に０として、次に大きな重み係
    数のタイミングを検出し順次重み係数を決定することを
    特徴とするＲＡＫＥ受信機。
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