JPH10504099A - ひずみゲージ測定装置、その使用およびその測定装置用変調増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本明細書に開示された測定装置は、１つ以上のひずみゲージ（１５）からなり、測定センサ（１）に組み込まれたひずみゲージ素子（１０）を備えている。補助回路（２０）は同様にセンサ（１）に組み込まれ、ひずみゲージ素子（１０）からの出力信号を増幅する。このようにして製造された測定装置は、一般的な測定作業、特に電池で作動する計量装置を含む市販の家庭用秤または工業用秤に用いられる。方形波ジェネレータ形態の変調器、ＡＣ増幅器および復調器から構成される変調増幅器は、補助回路として使用できる。この復調器は、４つの電子（オン・オフ）スイッチまたは２つの電気切換スイッチによって形成されたブリッジ整流器である。

Description

【発明の詳細な説明】 ひずみゲージ測定装置、その使用およびその測定装置用変調増幅器 本発明は、１つ以上のひずみゲージからなり、測定センサに組み込まれ、しか も交流電圧源用に設計されたＤＭＳ（ひずみゲージ）素子と、ＤＭＳ素子からの 変調出力信号を増幅する補助回路とを有する測定装置に関する。本発明はさらに 、これによって得られた測定装置、特に上記の補助回路である変調増幅器の使用 方法に関する。 このような測定装置に対する実用的な関心は非常に高い。この理由として、こ れら測定装置が商業的に利用可能であり、たとえば産業上で多くの計量装置に使 用されていることが挙げられる。 ＤＭＳを測定センサに組み込んだ測定装置はすでに多数知られている。外部エ レクトロニクスは、接続線を介して測定センサに電源電圧を供給し、同じ接続線 を介して測定センサの測定信号を受け取り、これを増幅して評価する。この種類 の測定センサまたは測定装置は、原則として抵抗測定の原理で作動する。それら は、ＤＭＳの抵抗がその伸び、すなわち相対的な長さ変化に比例し、この相対的 長さ変化も測定センサに及ぼす力に比例するという効果を利用する。その際、抵 抗を正確に測定するために、ＤＭＳはしばしばブリッジ回路として接続される。 このような測定センサに特徴的な点は、出力信号もしくは測定信号が非常に小 さいことである。金属フィルムＤＭＳを用いた頻繁に使用される測定センサの場 合、出力信号はたとえばブリッジ入力電圧１ボルト当たり２ｍＶにすぎない。こ のように小さい信号は、測定および処理の前にまず増幅されなければならない。 コスト上の理由と単純性のために、通常は直流電圧源と直流電圧増幅器を採用す る。しかしながら、これらは通常の技術的制約のために、直流電圧誤差、たとえ ば熱電圧誤差または増幅器内のオフセット電圧および全回路における過度な低周 波雑音といった短所をしばしば呈する。熱電圧は、抵抗ブリッジと後段に接続さ れた増幅器との間の必要な配線の接続点において、材料および温度が一様でない 場合に発生する。 これらの誤差は、許容できる水準に保つか、測定信号をこれらの誤電圧から明 瞭に際立たせなければならない。たとえば入力電圧１ボルト当たり２ｍＶという 上記の出力信号の提供が可能となるためには、数多くの測定を行わなければなら ない。一方では、ＤＭＳ測定センサの負荷限界は、すでに定格負荷で使用された 材料の疲労限界に近くなるように設計されることが多い。その結果として、非常 に限られた過負荷の余裕しか残らない。したがって、場合に応じて、高価な過負 荷防止装置を設けなければならない。他方では、出力信号を増大するために、し ばしば非常に高い入力電圧を測定センサに印加して、測定センサをその機械的負 荷限界内に維持できるようにする。しかしながら、入力電圧が高くなると、測定 センサの抵抗、引いては測定装置全体も加熱される。さらに、高い電源電圧は、 今日の電子回路に対する低電圧の要求とは相いれない。最後に、電池で駆動され る測定装置は電力消費が多いため、ほとんど全く用いられない。 上記測定誤差、たとえば熱電作用、雑音および後段の外部増幅器内の熱作用は 、しばしば追加の交流電圧変調および交流電圧増幅技術によって低減される。こ れらの変調増幅技術は文献（たとえば“1993 Linear Applications Handbook Vo l.II，A Guide to Linear Circuit Design”第１ページおよび図２７と２８記載 のページ）によって知られているが、実際にはそれらが非常に複雑であることと コストが容認される場合のみ用いられる。補足的に、米国特許明細書第４，８６ ８，４１１号（イシハラ（ISHIHARA））、４，４６１，１８２号（ジョーンズ・ ジュニア等（JONES，JR．et al））、４，２１３，３４８号（レイナーツオン等 （Reinertson et al））、４，１５５，２６３号（フランツ（FRANTZ））、４， ０６４，４５６号（ゴーベ（GORVE））、３，９６５，２９６号（ロバート・ザ ・サード（ROBERTS，III））、３，６６５，７５６号（ラッセル（RUSSELL）） 、３，６５７，６６０号（フェルシュ（PFERSCH））、３，６１７，８７８号（ セノール（SENOUR））、３，３５４，７０３号（ラッセル・ジュニア等（RUSSEL L， JR．et al））および３，２２４，２５６号（ヘイスティング（HASTINGS））を 参照されたい。 欧州特許第０３１９１７６号（トレド スケールズ（TOLEDO SCALES））によ り、ＤＭＳ測定装置の誤差（非直線性）、測定ブリッジの熱作用、後段の増幅器 の零点および増幅係数に影響する熱作用、ならびにこの増幅係数のドリフトを精 巧なデジタル手段によって修正することが知られている。この目的のために、測 定センサには次の要素、すなわちＤＭＳブリッジ、ＤＭＳブリッジの後段に接続 された増幅器、アナログ・デジタルコンバータ、メモリを有するマイクロプロセ ッサ、ブリッジ入力電圧をオン・オフする電子スイッチからなるユニットが組み 込まれている。ここでは、電子スイッチを介してＤＭＳブリッジに入力電圧が印 加され、増幅器を経てさらにアナログ・デジタルコンバータに送られ、デジタル 化されたコンバータの出力信号がマイクロプロセッサに送られ、これをマイクロ プロセッサは、記憶されたアルゴリズムにより経験的に見いだされた修正計算式 とリスト化された修正値を用いて修正する。こうして得られたデジタル信号は、 測定センサに組み込まれたユニットから、さらに外部の制御処理装置に送られる 。この測定装置は、非常に複雑な集積回路および一緒に組み込まれたマイクロプ ロセッサのために、非常に高価な計量装置またはこれに類するものにしか使用す ることができない。補足的に文献「技術的測定ｔｍ」第５３巻、６／１９８６号 、２３６−２４１ページ（コワルスキー（KOWALSKI））の参照を求める。 さらに、文献（例えば「電気測定技術」イー・シュリューファー（E.Schrufer ）著、ハンサー出版（Hanser Ｖｅｒｌａｇ）、１９９２年、特に２４０−２４ ３ページ）により、搬送周波数ブリッジおよび搬送周波数測定増幅器が公知であ る。ここでは、搬送周波数ゼネレータが交流電圧信号を生み出し、これがＤＭＳ ブリッジもしくは抵抗ブリッジに印加される。ブリッジ出力信号は増幅器ならび に前段および後段に接続された変圧器（信号処理のカーブを描くために用いられ る）を経て、さらに復調器に送られる。復調器は、切換スイッチとして構成され ており、搬送周波数ジェネレータによって制御される。その際、変圧器 は中性線として用いられる中央タップと、その他の２つのタップを介して、まず オリジナル増幅交流電圧信号を生み出し、次にこれと正負符号が反対の交流電圧 信号を生成する。この２つの信号は、復調器の切換スイッチから交互に、中央タ ップの零点信号と一緒に回路出力端に送られる。 交流電圧増幅器として、後段に減算器を接続した対称差動増幅器がしばしば用 いられる（Schruferの上掲文献の図３．２０に対応する添付図５参照）。電圧測 定装置は「熱い」入力端と測定ゼロ（しばしば測定装置のハウジング）を持って いるので、本来の信号が２つの電圧Ｕ１とＵ２の差（図５参照）である抵抗ブリ ッジに対する増幅器は、２つの入力端を有する。この場合、２つの入力端におけ る電圧は同じ「測定ゼロ」を基準とする。差動増幅器の後段に接続された減算器 Ｖ３は出力信号Ｕａとして、この２つの電圧の差を生み出す。それによって、こ の差動増幅器の出力端には「測定ゼロ」を基準とした出力電圧が、入力端におけ る差動電圧の増幅された形で生じる。 この出力信号Ｕａでは、増幅係数−１を有するインバータを介して第２の反転 出力信号−Ｕａを導くことができる。次に、この２つの信号は、上述のように「 測定ゼロ」を基準とする電圧で作動する復調器に送ることができる。その際、図 ５でＵｏｓ３で表した減算器の誤電圧は不都合な係数として生じるが、これは抑 制しなければならない。さらに、このインバータは高い精度で作動しなければな らないが、これは高価な回路によってのみ達成できる。 以上述べた回路技術は、更なる測定信号の円滑な処理を保証するので、今日広 く用いられている。つまり、得られた出力電圧は、「測定ゼロ」に対して単極で 再び利用でき、したがって、通常の測定装置またはその他の電子回路によって処 理できるのである。 しかしながら、この増幅器回路は、差動信号の特性を変えるので、たとえば工 業的計量装置で慣用であり、かつ、ＤＭＳブリッジの差動信号に合わせて調整さ れた外部測定装置の前段に、変更なしでは接続できないという短所がある。 補足的に、さらに米国特許明細書第２，６２５，０３６号（コウルズ （COWLES））および５，０８８，３３０号（タルマッジ（TALMADGE））を参照さ れたい。 本発明は、従来の技術を前提として、比較的単純で安価な測定装置、その長所 を伴う使用、および特にこの測定装置のために利用できる単純な変調増幅器を提 供することを目的とする。 この目的は、請求項１、２３及び２４によって達成される。 請求項１は、１つ以上のＤＭＳからなり、交流電圧が供給されるべく設計され たＤＭＳ素子と、ＤＭＳ素子の変調出力信号を増幅する補助回路とを有し、ＤＭ Ｓ素子も補助回路も１つの測定センサに組み込まれた測定装置を提供する。 この場合、ＤＭＳ素子および補助回路の誤差は、測定センサを組み立てるとき に直接測定センサ内の適当な場所で簡単に修正できる。その後、これらの誤差は 恒常的に抑制される。ＤＭＳ素子と補助回路を測定センサに組み込むことによっ て線接続を短くでき、導線が長い場合の負の影響が回避される。 この場合に、ＤＭＳがブリッジ回路として接続されていることが好都合である 。しかし、このブリッジはＤＭＳと他の抵抗からなることもできる（請求項２） 。この方策により測定感度の良好なＤＭＳの回路が得られる。 第１の好適な実施形態では、補助回路は平衡差動増幅器として実質的に構成さ れている（請求項３）。この場合、変調器は測定装置の外部、たとえば外部電圧 源装置内に配置できる。変調電源信号は接続線を介して測定装置に送られ、ここ でＤＭＳブリッジに入力電圧として供給される。ＤＭＳブリッジの出力信号は、 平衡差動増幅器によって増幅され、測定装置の出力端に印加される。この場合の 長所は、特に接続線の影響を低減する点である。なぜならば、この増幅器は高抵 抗の受動的測定ブリッジ出力信号よりはるかに小さい出力抵抗を有しているから である。さらに、すべての誤差は量産電子部品を通して補償できるので、万一誤 差修正が行われる場合でも平衡差動増幅器によってその修正が簡単になる。それ によって、測定信号の全修正は非常に安価となる。このため、測定装置は量産部 品にも適している。したがって、この第１の実施形態は、測定装置の特に安価な 形態をなすものである。 第１の実施形態が外部交流電圧が供給されるべく設計されていることが好都合 である（請求項１５）。その際、補助回路が、外部交流電圧源と連結可能で、か つ、平衡差動増幅器に直流電圧を供給する整流器も有していることが好ましい（ 請求項１６）。そうすることによって、増幅器の電源電圧に対する独立の接続点 の必要がなくなる。 第１の実施形態の個々のモジュールの好ましい接続において、測定センサの電 圧源入力端が交流電圧入力端として構成され、かつ、ＤＭＳブリッジの入力端お よび整流器の入力端とそれぞれ連結されている。ＤＭＳブリッジの出力端は、平 衡差動増幅器の信号入力端と連結され、整流器の出力端は、平衡差動増幅器の電 圧源入力端と連結しされている。差動増幅器の出力端は、測定センサの信号出力 端と連結しされ、測定センサの入力端および出力端は、それぞれ２つの接続点を 有している（請求項１７）。このように個々のモジュールの接続が特に簡単であ ることによって、誤差を小さく押さえ、測定ブリッジ信号の差動特性を維持し、 測定センサを簡単に外部の電源回路および評価回路に接続し得る。 第２の好適な実施形態において、補助回路は、実質的に変調器と交流電圧増幅 器と復調器とからなる変調増幅器である（請求項４）。この補助回路は、変調信 号が直接測定センサ内で生み出され、そこで再び直流電圧に復調されるという長 所を提供する。それによって、接続線を介して測定センサから外部電源回路へ、 あるいはその逆に送られる交流電圧信号が、接続線の容量特性および誘導特性に よって影響されることが回避される。さらに、ＤＭＳ接続の直流電圧誤差は、変 調増幅器の使用によって効果的に抑制できる。 その際、変調器はＤＭＳ素子の前段に電圧源として接続されており、特に方形 波ジェネレータとして構成されている（請求項９）。この実施形態の長所は、方 形波ジェネレータを電圧源として用いることである。この方形波ジェネレータは 、たとえば、正弦波電源電圧に対する通常のジェネレータに比べてはるかに正確 に 振幅を調整できる入力電圧もしくは電源電圧を供給することができる。正弦波信 号は、長い接続線を通る間に形状にひずみが生じることはなく、位相がずれるだ けであろうが、正確な調節が可能な安定した振幅を生み出すために複雑で高価な 装置を用意しなければならないという短所がある。 第２の実施形態の交流電圧増幅器も、実質的には平衡差動増幅器である（請求 項１０）。一方では、差動増幅器は、ＤＭＳ測定ブリッジの出力端における差動 信号の特性を維持する。他方では、電子部品の対称的配置は、これらの部品に万 一理想的ではない特性があったとしてもこれをほぼ抑制する。総じて、交流電圧 増幅器の増幅出力信号には、オフセット電圧などによる直流電圧が実質的に重畳 されない。 復調器は実質的に４つの電子オン／オフスイッチまたは２つの電子切換スイッ チから構成されたブリッジ整流器である（請求項１１）。この復調器は、まさに 変調器としての方形波ジェネレータと組み合わせて、変調信号の特に円滑で簡単 な復調を提供する。そうすることによって、直流電圧が供給され、そして直流出 力信号を供給する従来のＤＭＳブリッジの差動特性が、特に効果的に維持される 。 変調器の方形波信号が復調器の４つの電子オン／オフスイッチまたは２つの電 子切換スイッチが周期的に切り換えられるように、復調器が変調器と接続されて いることが好都合である（請求項１２）。それにより、特に簡単に円滑な復調が 保証され、交流電圧測定信号から直流電圧測定信号が生成される。この信号は、 直流電圧が供給される受動的測定ブリッジの出力信号を正確に模造して、増幅す る。したがって、増幅を除けば、外側に対しては受動的測定センサとの違いはな い。 測定センサ内の補助回路とＤＭＳ素子の個々のモジュールの好ましい接続は、 測定センサの電源電圧入力端が、変調器、増幅器および復調器の電源電圧入力端 と連結されている。変調器の出力端は、ＤＭＳブリッジの入力端と連結され、Ｄ ＭＳブリッジの出力端は、交流電圧増幅器の入力端と連結され、交流電圧増幅器 の出力端は復調器の入力端と連結されている。さらに復調器の出力端は、測定セ ンサの信号出力端と連結されている。その際、電源電圧入力端と測定センサの信 号出力端が、それぞれ２つの接続点を有している（請求項１３）。このように個 々のモジュールの接続が特に簡単であることによって、誤差を小さく押さえ、測 定ブリッジ信号の差動特性が維持される。 変調増幅器の好適な実施態様において、復調器の後段にＲＣ低域フィルタが接 続されている（請求項１４）。このフィルタは、スイッチおよび増幅器の理想的 でない特性から生じることがある高周波電圧を除去する。しかし、ＲＣ低域フィ ルタは、外部回路で提供できる。さらに、場合によっては、測定装置を外部評価 装置と連結している接続線を、その誘導特性および容量特性に基づきフィルタと して用いることができる。 ２つの実施態様において、平衡差動増幅器の前段および／または後段に、ＤＭ Ｓブリッジと増幅器の測定誤差を補償するために温度に依存した、および／また は温度に依存しない抵抗が接続されている（請求項１８）。このことによって、 調整された測定センサを得るために通常用いられる方策とは異なり、調整プロセ スが著しく簡単になる。通常、温度依存抵抗が、ＤＭＳブリッジの電源電圧入力 端の前段にも接続される。この慣用の方法によっては、信頼できる誤差補償が保 証されない。その上、数種類の測定センサを同調させることは複雑である。上記 の方策においては、このような問題は発生しない。 誤差補償のためには、平衡差動増幅器の２つの反転入力端の前段に、４つのブ リッジ分岐から構成されたブリッジ回路が接続されており、このブリッジ回路に おいて、２つのブリッジ分岐が、１つの標準抵抗と、直列に接続された温度依存 し抵抗とからそれぞれ構成されている。さらに、差動増幅器の反転入力端と抵抗 ブリッジとの間には、１つの抵抗がそれぞれ接続されている。最後に、抵抗ブリ ッジはＤＭＳブリッジに対して平行に配置されている（請求項１９）。これらの 抵抗ブリッジを並列に接続することにより、ＤＭＳブリッジの零点とその熱作用 は特に効果的に補償される。 ２つの実施態様における誤差補償のための別の好適な回路形態は、平衡差動増 幅器の２つの増幅器出力端には、（通常の抵抗に加えて）さらに温度依存抵抗も 接続されている（請求項２０）。こうすることによって、ＤＭＳブリッジ出力信 号の温度変動が補償され、増幅係数のドリフトを簡単に抑制できる。このドリフ トは、増幅係数を規定するその他の抵抗が種々の温度下で変動することによって しばしば発生する。 ２つの実施態様において、ＤＭＳブリッジの２つの電源電圧入力端の前段に、 １つの抵抗がそれぞれ接続されている（請求項２１）。それによって、ＤＭＳブ リッジ内の電力消費を調節できる。したがって、必要があれば、測定装置全体を 市販の好ましくは電池で長期間十分に駆動できるように、消費量を低減すること ができる。この方策により、特に低価格の測定装置に対する大きい市場が開かれ る。 ２つの実施態様において、測定センサと補助回路とは空間的に互いに近接して 配置されていることが好ましい（請求項５）。それにより、２つの実施態様は、 補助回路と外部保護回路から独立しているＤＭＳブリッジで万一誤差が発生して もそれを補償できるという長所を提供する。つまり、零点の通常の調節と測定セ ンサの温度誤差の修正を１回で行うことができ、零点と増幅係数の温度変動およ びそのオフセットドリフトを補償できる。このために、測定装置の出力端におけ る誤差が測定され、ＤＭＳブリッジと補助回路の双方について１回で除去もしく は補償される。 ＤＭＳ素子と補助回路とを備えた測定センサが、受動的測定センサを模擬する ことが好ましい（請求項６）。その際、測定センサは４つの電気的接続点、すな わち入力電圧に対する２つの電気的接続点と出力信号に対する２つの電気的接続 点とを有する（請求項７）。それによって、この測定装置は、外にさらに４つの 接続点を有し、そのうち２つはＤＭＳブリッジおよび補助回路の電圧源を受け取 り、他の２つは（事前の）増幅出力信号を供給する。つまり、この測定センサの 利用者は、自分が手にしているのが受動的測定センサ、すなわち後段に接続して 組み込まれた（前置）増幅器のない測定センサであるか、それとも本発明の測定 センサであるかは外から識別できない。つまり、本発明の測定センサには、すベ ての外部処理装置を従来どおり接続できる。ただし、このときはこれらの処理装 置には、増幅信号が供給される。 補助回路がハイブリッド構造として熱伝導の良好なセラミック上に構成されて いることが好都合である（請求項８）。それにより、こうして得られたユニット は、ＤＭＳ素子が搭載されているのと同じ測定センサの金属上に搭載できる。そ うすることによって、ＤＭＳブリッジと補助回路は、熱作用補償において特別好 ましい等温状態にある。 ２つの実施態様の測定装置に、アナログ・デジタルコンバータおよび/または マイクロプロセッサを接続できることが好ましい（請求項２２）。アナログ・デ ジタルコンバータはデジタル評価装置との接続性を改善するのに用いられる。こ の場合、コンバータは単独で、またはマイクロプロセッサと組み合わせて、デジ タル通信プロトコルまたは信号の前処理を提供できる。 請求項２３によれば、２つの測定装置を、一般的な測定作業、特に市販の家庭 用秤または工業用秤に用いる。補助回路の構造が単純であるため、測定装置全体 は少数の電子部品で済む。そのため、これらの測定装置は、電圧源が市販の電池 によって供給される計量装置などに使用するのに適している。第１の実施態様は 、特に交流電圧がＤＭＳブリッジへの電圧源として供給される電気装置に使用さ れる。 請求項２４は、特に測定装置の上記の２つの実施態様に適し、実質的に次の部 材、すなわち方形波ジェネレータとして構成された変調器、交流電圧増幅器、さ らに４つの電子（オン／オフ）スイッチまたは２つの電気切換スイッチから構成 されたブリッジ整流器としての復調器、を有するブリッジ回路用変調増幅器を提 供する。安価で、簡単に同調でき、安定し、実質的に温度に依存せず、さらにブ リッジ出力信号の差動特性を維持する増幅器を提供することが重要な場合は、こ の変調増幅器は構造が単純であるため、考えられるすべてのブリッジ回路のため の（前置）増幅器回路として適している。この変調増幅器は、変調増幅器技術も しくは搬送周波数変調の長所を提供するだけでなく、すでにある単純な直流電圧 源、およびそれに伴う後続の増幅方法または処理方法を同時に利用することを可 能にする。 本発明のその他の長所および構成は、好適な実施例に関する以下の説明から明 らかである。この説明では、添付の図面を参照する。 図１は、ＤＭＳブリッジおよび補助回路を有し、外部電子電圧源とデータ処理 を備えた測定センサの接続を示す図である。 図２は、変調増幅器を有するＤＭＳブリッジの回路図である。 図３は、外部交流電圧供給を伴う平衡差動増幅器を有するＤＭＳブリッジの回 路図である。 図４は、増幅段と誤差修正素子を有する変調増幅器の部分を示す図である。 図５は、従来の技術による減算器が後段に接続された平衡差動増幅器を示す図 である。 以下において、すべての図面で機能が等しい部材には同じ参照符号を使用して いる。 図１は、本発明の測定センサ（測定ピックアップ）１と慣用の外部電子電源お よび処理回路２との接続を示す。回路２は２つの接続点４ａおよび４ｂを介して 測定センサ１に直流電圧または交流電圧を供給する。同時に、回路２は２つの接 続点８ａおよび８ｂを介して測定センサ１の出力信号を受け取り、その出力信号 を処理する。測定センサ１内には、ＤＭＳ（ひずみゲージ）ブリッジ１０と補助 回路２０が組み込まれている。実質的にブリッジ入力端１４ａおよび１４ｂ、ブ リッジ出力端１８ａおよび１８ｂ、ならびにブリッジ分岐として接続されたＤＭ Ｓ抵抗１５からなるＤＭＳブリッジ１０の構造、およびこれを測定センサ１に組 み込むことは公知である。したがって、ここでは詳細に説明しない。補助回路２ ０は、実質的に変調増幅器（図２）または平衡差動増幅器（図３）から構成され る。この種類の増幅器も基本的に公知であるが、これを測定センサ１に組み込む ことによって、ＤＭＳブリッジ１０と補助回路２０とが空間的に著しく接近でき ることは知られていない。これに応じて、本発明の測定センサ１は、慣用の受動 的ＤＭＳ測定センサ、すなわちＤＭＳブリッジのみを有する測定センサとは、そ の補助回路２０によって異なる。 外部回路２は、測定センサ１の接続点４ａおよび４ｂを介して補助回路２０に 直流電圧および交流電圧を供給する。補助回路２０はまたＤＭＳブリッジ１０の ２つの接続点２４ａおよび２４ｂに交流電圧を供給する。同時に、補助回路２０ は２つの接続点２８ａおよび２８ｂで測定信号を受け取る。補助回路２０は測定 信号を処理し、測定センサ１の２つの接続点８ａおよび８ｂを介してその測定信 号を外部回路２に送る。ここで、測定信号は最初に増幅器９によって従来の仕様 で増幅された後に処理される。測定センサ１と外部回路２との間の全信号交換は 、導線５を介して行われる。 本発明の測定センサ１は、慣用の受動的測定センサと全く同様の仕様で、（慣 用の）外部電源電圧および信号評価回路２に接続可能である。したがって、利用 者側では受動的測定センサと本発明の測定センサを交換する際に改造の必要は全 くない。外見上の違いも識別されない。しかしながら、補助回路２０は測定セン サ１の２つの接続点８ａおよび８ｂに増幅信号を供給する。これは接続点２８ａ および２８ｂにおけるＤＭＳブリッジ１０の出力信号よりも、たとえば１０倍大 きい。つまり、この例では、測定センサ１は１０分の１の電源電流、１０倍良好 な変位解像度あるいは１０倍の過負荷容量を有するのである。 図２は、変調増幅器として構成された補助回路２０に対する好ましい回路図を 示す。変調増幅器は実質的に変調器３０、交流電圧増幅器４０および復調器５０ からなる。復調器５０と信号出力接続点８ａおよび８ｂとの間には、低域フィル タ６０が接続されている。 接続点４ａおよび４ｂを介して供給される電源電圧（破線参照）は、ここでは 直流電圧である。この直流電圧は、分岐線３６ａと３６ｂ、４６ａと４６ｂおよ び５６ａと５６ｂを介して、それぞれ変調器３０、交流電圧増幅器４０および復 調器５０に印加される。変調器３０は実質的に、電源電圧から位相が１８０度ず れた交流電圧列を生成する方形波ジェネレータ３２を包含する。１つの交流電圧 列は入力電圧としてＤＭＳブリッジ１０の入力端１４ａに、抵抗３５ａおよび補 助回路出力端２４ａを介して供給される。別の交流電圧列は、抵抗３５ｂと他の 補助回路出力端２４ｂを介して、ＤＭＳブリッジ１０の別の入力端１４ｂに供給 される。 ＤＭＳブリッジ１０の２つの出力端１８ａおよび１８ｂは、２つの補助回路入 力端２８ａおよび２８ｂを介して、交流電圧増幅器４０の２つの信号入力端４４ ａおよび４４ｂと連結されている。交流電圧増幅器４０は実質的に平衡差動増幅 器として構成されており、抵抗Ｒ２に対して対称的に配置された実質的に２つの 演算増幅器４２ａおよび４２ｂを包含する。この２つの演算増幅器４２ａおよび ４２ｂの（非反転）入力端４４ａおよび４４ｂは、交流電圧増幅器４０の信号入 力端を形成する。演算増幅器４２ａおよび４２ｂの２つの出力端４８ａおよび４ ８ｂは、それぞれ抵抗Ｒ１を介して演算増幅器の反転入力端４５ａおよび４５ｂ に帰還され、抵抗Ｒ１−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ１の直列接続により互いに連結されて いる。したがって、この平衡差動増幅器の増幅係数はＧ＝１＋２＊Ｒ１／Ｒ２で 計算され、抵抗Ｒ１およびＲ２を介して調整可能である。演算増幅器４２ａおよ び４２ｂの２つの出力端４８ａおよび４８ｂは、交流電圧増幅器４０の出力端を 形成する。これらの出力端では、増幅差動信号が、周波数および位相がＤＭＳブ リッジ１０の合成された入力電圧に等しい交流電圧として生じている。この差動 信号は復調器５０に供給される。 このために、２つの増幅器出力端４８ａおよび４８ｂは、復調器５０の２つの 入力端５４ａおよび５４ｂと連結している。図２によれば、復調器５０は、実質 的に４つのアナログスイッチ５２ａ、５２ｂおよび５３ａ、５３ｂからなり、こ れらのスイッチは復調器５０の各々の入力端５４ａおよび５４ｂが各々の出力端 ５８ａおよび５８ｂと交互に連結されるように、２つの入力端５４ａおよび５４ ｂと２つの出力端５８ａおよび５８ｂとが連結されている。このために、最初に 各々の復調器出力端５８ａおよび５８ｂが、４つのスイッチ５２ａ、ｂおよび５ ３ａ、ｂの２つから形成された１組のスイッチ５２ａおよび５３ａもしくは５２ ｂおよび５３ｂと連結している。すなわち、出力端５８ａはスイッチ５２ａおよ び５３ａと連結され、出力端５８ｂはスイッチ５２ｂおよび５３ｂと連結されて いる。さらに、各々の復調器入力端５４ａおよび５４ｂは、異なる組のスイッチ に接続された２つの分岐線に分かれており、しかも４本の分岐線と４つのスイッ チ５２ａ、ｂおよび５３ａ、ｂは互いに反転可能に一義的に配置されている。４ つのスイッチ５２ａ、ｂおよび５３ａ、ｂの切り換えもしくはオンオフは、変調 器３０の２つの方形波出力信号、すなわち入力電圧としてＤＭＳブリッジ１０に も送られる信号によって制御される。このために、２つの変調器出力信号の各々 は、同時に２組のスイッチ５２ａ、５３ａおよび５２ｂ、５３ｂの各々において 正確に１つのスイッチを周期的に操作して、同じ信号によって周期的に操作され る２つのスイッチ５２ａ、５３ｂまたは５３ａ、５２ｂが交互に開閉して、その 際に常に互いに相補的な開閉状態を取るようにする。その結果として、復調器５ ０は、入力と出力との接続が変調周波数のタイミングで周期的に入れ替わるブリ ッジ整流器を構成する。そうすることによって、復調器５０の出力端５８ａおよ び５８ｂには、振幅が交流電圧増幅器４０の出力端４８ａおよび４８ｂにおける 交流電圧と一致した「差動」直流電圧が生じる。 したがって、この回路は、交流電圧信号の直流電圧出力信号への位相判別的な 復調が可能となる。 図２によれば、復調器出力端５８ａおよび５８ｂは、単純なＲＣ低域フィルタ ６０を介して測定センサ１の出力端８ａおよび８ｂと連結されている。低域フィ ルタ６０は、不完全なスイッチと増幅回路によって発生することがある高周波電 圧を抑制する。低域フィルタ６０は、直列に接続された２つの抵抗６２ａおよび ６２ｂと、それらの間に配置されたコンデンサ６５とからなる。低域フィルタ６ ０の出力は、コンデンサ６５によって引き出される。低域フィルタタップと連結 されている測定センサ１の出力端８ａおよび８ｂに生じる電圧は、冒頭に記載し た慣用の受動的測定センサ、すなわち実質的に接続点１４ａ、ｂおよび１８ａ、 ｂもしくは２４ａ、ｂおよび２８ａ、ｂを具備したＤＭＳブリッジのみ有する測 定センサが生み出す直流電圧が、正確な形で増幅されたものである。この比較に おいてさらに考慮すべきは、２つの抵抗６２ａおよび６２ｂには、受動的測定セ ンサの出力抵抗の値の２分の１が正確に与えられねばならないであろうという点 である。 基本的に、低域フィルタ６０も省略して、容量特性および誘導特性を有する（ 外部回路２と測定センサ１とを連結する）導線５を低域フィルタとして用いるか 、あるいは外部回路２に低域フィルタを設けることができる。 図３は、外部から交流電圧を供給されて、測定信号として交流電圧を出力する 測定センサ１の回路図を示している。このために、測定センサ１は２つの電源接 続点４ａおよび４ｂと測定信号接続点８ａおよび８ｂを有している。測定センサ １は実質的には、補助回路２０を有するＤＭＳブリッジ１０から同様に構成され るが、ここでは補助回路２０は追加のブリッジ整流器７０を有する平衡差動増幅 器４０として構成されている。したがって、図２の補助回路と比較すると、ここ では変調器３０、復調器４０および低域フィルタ６０が省略されているが、その 代わりにブリッジ整流器７０が追加されている。接続点４ａおよび４ｂに供給さ れた変調電源電圧入力は、ＤＭＳブリッジ１０にはその入力端１４ａおよび１４ ｂを介して、また整流器７０にはその入力端７４ａおよび７４ｂを介して内部的 に供給される。整流器７０は４つのダイオード７２から構成されている。整流器 ７０は入力端接続点７４ａおよび７４ｂを介して得られた交流電圧信号から直流 電圧を形成し、この直流電圧は２つの出力接続点７８ａおよび７８ｂから平衡差 動増幅器４０の電圧源分岐線４６ａおよび４６ｂに印加される。整流器７０の２ つの出力接続点７８ａおよび７８ｂには、電源電圧を平滑にするためのコンデン サ７５が並列に接続されている。 ＤＭＳブリッジ１０の２つの出力端１８ａおよび１８ｂは、２つの補助回路入 力端２８ａおよび２８ｂを介して、平衡差動増幅器４０の２つの信号入力端４４ ａおよび４４ｂと連結されている。交流電圧増幅器４０の２つの出力端４８ａお よび４８ｂに生じている増幅差動信号は、先行実施例におけるように、ＤＭＳブ リッジ１０の合成された入力電圧と同じ周波数と位相を有する交流電圧である。 この出力信号は、２つの出力端接続点８ａおよび８ｂを介して測定センサの出力 端に供給される。 したがって、任意に形成される交流電圧信号が外部から外部回路２により測定 センサ１に印加される。その際、増幅測定信号が測定センサ１の出力端から外部 回路２に帰還される。 平衡差動増幅器４０に対する電源電圧として欠けている直流電圧が、整流器７ ０によって生成される。整流器７０は、ＤＭＳブリッジ１０に供給するために印 加される、交流電圧増幅器４０に対する変調交流電圧を整流する。 本発明によれば、図２および図３の２つの実施例において、平衡差動増幅器４ ０が採用される。この場合、少なくとも３つの長所が提供される。第１に、図２ および図３で個々の構成要素を平衡に配置したことから分かるように、ＤＭＳブ リッジ１０の差動特性を簡単に再生できる。第２に、回路全体の一貫して平衡的 な差動構造により、たとえば不完全な電子部品に由来する誤り（たとえばスイッ チ５２ａ、ｂおよび５３ａ、ｂの出力に対する制御信号のクロストーク）はほぼ 抑制される。第３に、復調信号には、差動形成により誤電圧としての直流電圧が 重畳されない。 ２つの実施形態において、受動的測定ブリッジ誤差の独立した補償は、追加補 償抵抗によって達成できる。図４は、平衡差動増幅器４０に追加される抵抗ネッ トワークを示している。この抵抗ネットワークは、実質的に抵抗ブリッジ８０と ３つの補助抵抗Ｒ３ｃ、Ｒ４ｃおよび８７からなる。抵抗ブリッジ８０は、２つ のブリッジ入力端８４ａおよび８４ｂと、２つのブリッジ出力端８８ａおよび８ ８ｂを有する。ブリッジ入力端８４ａおよび８４ｂは、ＤＭＳブリッジ１０の入 力端１４ａおよび１４ｂと並列に接続されている。ブリッジ出力端８８ａは抵抗 Ｒ４ｃを介して演算増幅器４２ａの反転入力端４５ａにつながり、ブリッジ出力 端８８ｂは抵抗Ｒ３ｃを介して演算増幅器４２ｂの反転入力端４５ｂに接続され ている。抵抗ブリッジ８０は、抵抗Ｒ３ａ、ｂおよびＲ４ａ、ｂと温度依存抵抗 ８５ａ、ｂから構成されており、抵抗Ｒ４ａは第１のブリッジ分岐を形成し、抵 抗Ｒ４ｂと温度依存抵抗８５ｂは第２のブリッジ分岐、抵抗Ｒ３ｂは第３のブリ ッジ分岐、抵抗Ｒ３ａと温度依存抵抗８５ａは第４のブリッジ分岐を形成してい る。その際、抵抗ブリッジ８０のブリッジ出力端８８ａは、第１のブリッジ分岐 と第２のブリッジ分岐との間にタップを有し、ブリッジ出力端８８ｂは、第３の ブリッジ分岐と第４のブリッジ分岐との間にタップを有している。温度依存抵抗 ８７は抵抗Ｒ２と直列に接続されており、抵抗Ｒ１およびＲ２と共に平衡差動増 幅器４０の増幅係数を決定する。 そのようにして、抵抗Ｒ３ａ、ｂ、ｃおよびＲ４ａ、ｂ、ｃは温度依存抵抗８ ５ａ、ｂと共に、ＤＭＳブリッジ１０の零点を補償する。その際、さらに温度依 存抵抗８５ａ、ｂは、ＤＭＳブリッジ１０と平衡差動増幅器４０の温度に依存し た零点ずれを補償し、温度依存抵抗８７はＤＭＳブリッジ出力信号と平衡差動増 幅器４０の増幅係数の温度変動を補償する。この補償は、交流電圧源または直流 電圧源および交流電圧増幅または直流電圧増幅に対するのと同一である。

【手続補正書】特許法第１８４条の８ 【提出日】１９９６年４月１１日 【補正内容】 請求の範囲 １． ａ）１つ以上のＤＭＳ（ひずみゲージ）によって構成されたＤＭＳ素子と 、 ｂ）前記ＤＭＳ素子の後段に接続されたＤＭＳ素子の出力信号を増幅する増幅 器（４０）を有する補助回路（２０）とが組み込まれたひずみゲージセンサ（１ ）において、 ｃ）前記ひずみゲージセンサ（１）は直流電圧が供給されるべく設計されてお り、 ｄ）前記補助回路（２０）は、前記ＤＭＳ素子の前段に交流電圧源として接続 された変調器（３０）を包含していることを特徴とするひずみゲージセンサ。 ２． 前記補助回路（２０）が、実質的に変調器（３０）と交流電圧増幅器（４ ０）と復調器（５０）とからなる変調増幅器として構成されていることを特徴と する、請求項１に記載のひずみゲージセンサ。 ３． ａ）前記変調器（３０）は方形波ジェネレータであり、 ｂ）前記復調器（５０）は、４つの電子オン／オフスイッチ（５２ａ、ｂ；５ ３ａ、ｂ）または２つの電子切換スイッチから実質的に構成されたブリッジ整流 器であり、 ｃ）前記変調器（３０）の方形波信号により前記復調器（５０）の４つの電子 オン／オフスイッチ（５２ａ，ｂ；５３ａ，ｂ）または２つの電子切換スイッチ が周期的に切り換えられるように、前記復調器（５０）と前記変調器（３０）が 互いに接続されていることを特徴とする、請求項２に記載のひずみゲージセンサ 。 ４． 前記補助回路（２０）が前記復調器（５０）の後段に接続されたＲＣ低域 フィルタ（６０）を有することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記 載のひずみゲージセンサ。 ５． 前記ＤＭＳ素子はいくつかのＤＭＳが互いに接続されたＤＭＳブリッジ（ １０）を有することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載のひずみ ゲージセンサ。 ６． 前記増幅器（４０）が実質的に平衡差動増幅器であることを特徴とする、 請求項１〜５のいずれか１項に記載のひずみゲージセンサ。 ７． 前記平衡差動増幅器（４０）の２つの増幅器（４２ａ、ｂ）の出力端（４ ８ａ、ｂ）には、ＤＭＳ出力信号と増幅係数の温度変動の誤差補償のために温度 依存抵抗（８７）が接続されていることを特徴とする、請求項６に記載のひずみ ゲージセンサ。 ８． 前記ＤＭＳブリッジ（１０）の２つの電源電圧入力端（１４ａ、ｂ）の前 段に、１つの抵抗（３５ａ、ｂ）がそれぞれ接続されていることを特徴とする、 請求項５〜７のいずれか１項に記載のひずみゲージセンサ。 ９． 前記ＤＭＳ素子と前記補助回路（２０）とを具備したひずみゲージセンサ （１）が、受動的ひずみゲージセンサを摸擬していることを特徴とする、請求項 １〜８のいずれか１項に記載のひずみゲージセンサ。 １０． ４つの電気的接続点、すなわち電源電圧に対する２つの電気的接続点（ ４ａ、４ｂ）と出力信号に対する２つの電気的接続点（８ａ、８ｂ）とを有する ことを特徴とする、請求項９に記載のひずみゲージセンサ。 １１． 前記補助回路（２０）がハイブリッド構造としてセラミック上に構成さ れていることを特徴とする、請求項１〜１０のいずれか１項に記載のひずみゲー ジセンサ。 １２． 前記ひずみゲージセンサ（１）の後段に、アナログ・デジタルコンバー タおよび／またはマイクロプロセッサが接続されていることを特徴とする、請求 項１〜１１のいずれか１項に記載のひずみゲージセンサ。 １３． ａ）方形波ジェネレータ（３２）として構成された変調器（３０）と、 ｂ）交流電圧増幅器（４０）と、 ｃ）スイッチを有する復調器（５０）とからなる、ブリッジ回路、特に請求項 １〜１３のいずれか１項に記載のひずみゲージセンサ（１）用変調増幅器であっ て、 ｄ）前記復調器は、４つの電子オン／オフスイッチ（５２ａ、ｂ；５３ａ、ｂ ）または２つの電気切換スイッチから構成されたブリッジ整流器として構成され ており、前記ブリッジ回路出力信号の差動信号特性が維持されるように制御され ることを特徴とするひずみゲージセンサ用変調増幅器。 【手続補正書】 【提出日】１９９７年６月３日 【補正内容】 請求の範囲 １． ユニット式ひずみゲージセンサ装置であって、 ａ）前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）を外部直流電流源に接続す るための手段（４ａ、４ｂ）と、 ｂ）前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）の一部を構成する少なくと も１つのひずみゲージ（１５）を含むひずみゲージ部と、 ｃ）前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）の一部を構成する補助回路 （２０）と、前記補助回路は、前記ひずみゲージ部の出力（１８ａ、１８ｂ）に 電気的に接続され、前記ひずみゲージ部の出力を増幅するための増幅器（４０） と、前記ひずみゲージ部の入力（１４ａ、１４ｂ）に電気的に接続され、前記ひ ずみゲージ部に交流電圧を供給するための変調器（３０）とを包含していること と、を備えるユニット式ひずみゲージセンサ装置。 ２． 前記ひずみゲージ部は、相互に接続された複数のひずみゲージを有するひ ずみゲージブリッジ（１０）を備える請求項１に記載のユニット式ひずみゲージ センサ装置。 ３． 前記補助回路（２０）は、復調器（５０）を更に包含する請求項１又は２ に記載のユニット式ひずみゲージセンサ装置。 ４． ａ）前記変調器（３０）は方形波ジェネレータ（３２）を含み、 ｂ）前記復調器（５０）は、４つの電子オン／オフスイッチ（５２ａ、５２ｂ 、５３ａ、５３ｂ）、又は２つの電子切換スイッチのいずれかを有するブリッジ 整流器を含み、 ｃ）前記復調器（５０）は、前記変調器（３０）と電気的に接 続され、前記変調器（３０）の方形波信号に応答して前記復調器（５０）の対応 する４つの電子オン／オフスイッチ（５２ａ，５２ｂ、５３ａ，５３ｂ）又は２ つの電子切換スイッチを周期的に動作させる請求項３に記載のユニット式ひずみ ゲージセンサ装置。 ５． 前記補助回路（２０）は、前記復調器（５０）の出力（５８ａ、５８ｂ） に接続されたＲＣ低域フィルタ（６０）を含む請求項１〜４のいずれか１項に記 載のユニット式ひずみゲージセンサ装置。 ６． 前記増幅器（４０）は、平衡差動増幅器を含む請求項１〜５のいずれか１ 項に記載のユニット式ひずみゲージセンサ装置。 ７． 前記平衡差動増幅器（４０）は、出力（４８ａ、４８ｂ）に接続された２ つの増幅器（４２ａ、４２ｂ）と、前記出力（４８ａ、４８ｂ）に接続され、温 度に起因する増幅係数の変動とひずみゲージの出力信号の誤差とを補償するため の温度依存抵抗（８７）とを含む請求項６に記載のユニット式ひずみゲージセン サ装置。 ８． 前記ひずみゲージブリッジ（１０）は、２つの電源電圧入力（１４ａ、１ ４ｂ）を有しており、前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置は、前記ひずみゲ ージブリッジ（１０）の各々の電源電圧入力（１４ａ、１４ｂ）と、各々の電源 電圧との間に接続された抵抗（３５ａ、３５ｂ）を更に備えている請求項５〜７ のいずれか１項に記載のユニット式ひずみゲージセンサ装置。 ９． 前記ひずみゲージ部（１０）と前記補助回路（２０）との組み合わせによ って、受動的ひずみゲージセンサが模擬される請求項１〜８のいずれか１項に記 載のひずみゲージセンサ。 １０． 前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）を外部直流電流源に接続 するための手段は、２つの電気的接続点（４ａ、４ｂ）を含み、前記ユニット式 ひずみゲージセンサ装置（１）の出力信号は、２つの付加的な電気的接続点（８ ａ、８ｂ）に存在している請求項９に記載のユニット式ひずみゲージセンサ装置 。 １１． 前記補助回路（２０）は、ハイブリッド構造としてセラミックベース上 に構成されている請求項１〜１０のいずれか１項に記載のユニット式ひずみゲー ジセンサ装置。 １２． 前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）の出力に、アナログ・デ ジタルコンバータ及びマイクロプロセッサのいずれか一つ又は両方が電気的に接 続されている請求項１〜１１のいずれか１項に記載のユニット式ひずみゲージセ ンサ装置。 １３． ブリッジ回路用の変調増幅器、特に、請求項１〜１２のいずれか１項に 記載のユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）用の変調増幅器であって、 ａ）方形波ジェネレータ（３２）として構成された変調器（３０）と、 ｂ）交流電圧増幅器（４０）と、 ｃ）復調器（５０）とを備え、 ｄ）前記復調器は、ブリッジ整流器として構成されており、前記ブリッジ回路 の出力信号の差動信号特性が維持されるように周期的に動作される、４つの電子 オン／オフスイッチ（５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂ）又は２つの電気切換ス イッチのいずれかを有していることを特徴とする変調増幅器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＣＡ，ＣＮ， ＦＩ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＰ，ＫＲ，ＬＫ，ＭＧ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＮＯ，ＰＬ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＵＳ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． ａ）１つ以上のＤＭＳ（ひずみゲージ）からなり、測定センサ（１）に組 み込まれ、更に、交流電圧源用に設計されたＤＭＳ素子と、 ｂ）前記ＤＭＳ素子の変調出力信号を増幅する補助回路（２０）とを有する測定 装置において、 ｃ）前記補助回路（２０）も前記測定センサ（１）に組み込まれていることを特 徴とする測定装置。 ２． 前記ＤＭＳ素子は、いくつかのＤＭＳが互いに接続されたＤＭＳブリッジ （１０）を有することを特徴とする、請求項１に記載の測定装置。 ３． 前記補助回路（２０）が平衡差動増幅器（４０）として実質的に構成され ていることを特徴とする、請求項１または２に記載の測定装置。 ４． 前記補助回路（２０）が、実質的に変調器（３０）と交流電圧増幅器（４ ０）と復調器（５０）とからなる変調増幅器として構成されていることを特徴と する、請求項１または２に記載の測定装置。 ５． 前記測定センサ（１）と前記補助回路（２０）とが空間的に互いに近接し て配置されていることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の測定 装置。 ６． 前記ＤＭＳ素子と前記補助回路（２０）とを具備した測定センサ（１）が 、受動的測定センサを模擬していることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか １項に記載の測定装置。 ７． 前記測定センサ（１）が４つの電気的接続点、すなわち入力電圧に対する ２つの電気的接続点（４ａ、４ｂ）と出力信号に対する２つの電気的接続点（８ ａ、８ｂ）とを有することを特徴とする、請求項６に記載の測定装置。 ８． 前記補助回路（２０）がハイブリッド構造としてセラミック上に構成され ていることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか１項に記載の測定装置。 ９． 前記変調器（３０）がＤＭＳ素子の前段に電圧源として接続されており、 特に方形波ジェネレータ（３２）として構成されていることを特徴とする、請求 項４〜８のいずれか１項に記載の測定装置。 １０． 前記交流電圧増幅器（４０）が実質的に平衡差動増幅器であることを特 徴とする、請求項４〜９のいずれか１項に記載の測定装置。 １１． 前記復調器（５０）が実質的に４つの電子オン／オフスイッチ（５２ａ 、ｂ；５３ａ、ｂ）または２つの電子切換スイッチから構成されたブリッジ整流 器であることを特徴とする、請求項４〜１０のいずれか１項に記載の測定装置。 １２． 前記変調器（３０）の方形波信号によって前記復調器（５０）の４つの 電子オン／オフスイッチ（５２ａ，ｂ；５３ａ，ｂ）または２つの電子切換スイ ッチが周期的に切り換えられるように、前記復調器（５０）が前記変調器（３０ ）と接続されていることを特徴とする、請求項９および１１に記載の測定装置。 １３． ａ）前記測定センサ（１）の電源電圧入力端（４ａ、ｂ）が前記変調器 （３０）、前記増幅器（４０）および前記復調器（５０）の電源電圧入力端と連 結され、 ｂ）前記変調器（３０）の出力端（３８ａ、ｂ）が前記ＤＭＳブリッジ（１ ０）の入力端（１４ａ、ｂ）と連結され、前記ＤＭＳブリッジ（１０）の出力端 （１８ａ、ｂ）が前記交流電圧増幅器（４０）の入力端（４４ａ、ｂ）と連結さ れ、前記交流電圧増幅器（４０）の出力端（４８ａ、ｂ）が前記復調器（５０） の入力端（５４ａ、ｂ）と連結され、さらに前記復調器（５０）の出力端（５８ ａ、ｂ）が前記測定センサ（１）の信号出力端（８ａ、ｂ）と連結され、 ｃ）前記電源電圧入力端（４ａ、ｂ）と前記測定センサ（１）の信号出力端（ ８ａ、ｂ）が、それぞれ２つの接続点を有することを特徴とする、請求項２また は４〜１２のいずれか１項に記載の測定装置。 １４． 前記変調増幅器は前記復調器（５０）の後段に接続されたＲＣ低域フィ ルタ（６０）を有することを特徴とする、請求項４〜１３のいずれか１項に記載 の測定装置。 １５． 外部交流電圧が供給されるべく設計されていることを特徴とする、請求 項３に記載の測定装置。 １６． 前記補助回路（２０）が前記平衡差動増幅器（４０）に加えて、さらに 外部交流電圧源と連結可能で、前記平衡差動増幅器（４０）に直流電圧を供給す るための整流器（７０）をも有することを特徴とする、請求項１５に記載の測定 装置。 １７． ａ）前記測定センサ（１）の電圧源入力端（４ａ、ｂ）が交流電圧入力 端として構成され、かつ、前記ＤＭＳブリッジ（１０）の入力端（１４ａ、ｂ） および前記整流器（７０）の入力端（７４ａ、ｂ）とそれぞれ連結され、 ｂ）前記ＤＭＳブリッジ（１０）の出力端（１８ａ、ｂ）が前記平衡差動増幅 器（４０）の信号入力端（４４ａ、ｂ）と連結され、前記整流器（７０）の出力 端（７８ａ、ｂ）が平衡差動増幅器（４０）の電圧源入力端（４６ａ、ｂ）と連 結され、 ｃ）前記差動増幅器（４０）の出力端（４８ａ、ｂ）が前記測定センサ（１） の信号出力端（８ａ、ｂ）と連結され、前記測定センサの入力端および出力端（ ４ａ、ｂ；８ａ、ｂ）がそれぞれ２つの接続点を有することを特徴とする、請求 項１６に記載の測定装置。 １８． 前記平衡差動増幅器（４０）の前段および/または後段に、前記ＤＭＳ ブリッジ（１０）と前記増幅器（４０）の測定誤差の補償のために温度に依存し た、および/または温度に依存しない抵抗が接続されていることを特徴とする、 請求項３〜１７のいずれか１項に記載の測定装置。 １９． ａ）前記平衡差動増幅器（４０）の２つの反転入力端（４５ａ、ｂ）の 前段に、４つのブリッジ分岐から構成されたブリッジ回路（８０）が接続され、 ｂ）前記抵抗ブリッジ（８０）において、２つのブリッジ分岐が、１つの標準 抵抗（Ｒ３ａ；Ｒ４ｂ）と、直列に接続された温度依存抵抗（８５ａ；８５ｂ） とからそれぞれ構成され、 ｃ）前記抵抗ブリッジ（８０）が前記ＤＭＳブリッジ（１０）に対して平行に 接続され、 ｄ）前記差動増幅器（４０）の反転入力端（４５ａ、ｂ）と前記抵抗ブリッジ （８０）との間に、１つの抵抗（Ｒ３ｃ；Ｒ４ｃ）がそれぞれ接続されているこ とを特徴とする、請求項１８に記載の測定装置。 ２０． 前記平衡差動増幅器（４０）の２つの増幅器（４２ａ、ｂ）の出力端（ ４８ａ、ｂ）には、ＤＭＳ出力信号と増幅係数の温度変動の誤差補償のための温 度依存抵抗（８７）も接続されていることを特徴とする、請求項１８または１９ に記載の測定装置。 ２１． 前記ＤＭＳブリッジ（１０）の２つの電源電圧入力端（１４ａ、ｂ）の 前段に、１つの抵抗（３５ａ、ｂ）がそれぞれ接続されていることを特徴とする 、請求項１〜２０のいずれか１項に記載の測定装置。 ２２． 前記測定センサ（１）の出力端（８ａ、ｂ）の後段に、アナログ・デジ タルコンバータおよび／またはマイクロプロセッサ（２）が接続されていること を特徴とする、請求項１〜２１のいずれか１項に記載の測定装置。 ２３． 請求項１〜２２のいずれか１項に記載の測定装置の、一般的な測定作業 、特に市販の電池で駆動される計量装置を含む市販の家庭用秤または工業用秤へ の使用方法。 ２４． ブリッジ回路、特に請求項１〜２３のいずれか１項に記載の測定装置用 変調増幅器であって、 ａ）方形波ジェネレータ（３２）として構成された変調器（３０）と、 ｂ）交流電圧増幅器（４０）と、 ｃ）４つの電子（オン／オフ）スイッチ（５２ａ、ｂ；５３ａ、ｂ）または２ つの電気切換スイッチから構成されたブリッジ整流器である復調器（５０）とか ら実質的に構成される変調増幅器。