JP2978248B2 - ひずみゲージ測定装置、その使用およびその測定装置用変調増幅器 - Google Patents
ひずみゲージ測定装置、その使用およびその測定装置用変調増幅器Info
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、１つ以上のひずみゲージからなり、測定セ
ンサに組み込まれ、しかも交流電圧源用に設計されたDM
S（ひずみゲージ）素子と、DMS素子からの変調出力信号
を増幅する補助回路とを有する測定装置に関する。本発
明はさらに、これによって得られた測定装置、特に上記
の補助回路である変調増幅器の使用方法に関する。
ンサに組み込まれ、しかも交流電圧源用に設計されたDM
S（ひずみゲージ）素子と、DMS素子からの変調出力信号
を増幅する補助回路とを有する測定装置に関する。本発
明はさらに、これによって得られた測定装置、特に上記
の補助回路である変調増幅器の使用方法に関する。
このような測定装置に対する実用的な関心は非常に高
い。この理由として、これら測定装置が商業的に利用可
能であり、たとえば産業上で多くの計量装置に使用され
ていることが挙げられる。
い。この理由として、これら測定装置が商業的に利用可
能であり、たとえば産業上で多くの計量装置に使用され
ていることが挙げられる。
DMSを測定センサに組み込んだ測定装置はすでに多数
知られている。外部エレクトロニクスは、接続線を介し
て測定センサに電源電圧を供給し、同じ接続線を介して
測定センサの測定信号を受け取り、これを増幅して評価
する。この種類の測定センサまたは測定装置は、原則と
して抵抗測定の原理で作動する。それらは、DMSの抵抗
がその伸び、すなわち相対的な長さ変化に比例し、この
相対的長さ変化も測定センサに及ぼす力に比例するとい
う効果を利用する。その際、抵抗を正確に測定するため
に、DMSはしばしばブリッジ回路として接続される。
知られている。外部エレクトロニクスは、接続線を介し
て測定センサに電源電圧を供給し、同じ接続線を介して
測定センサの測定信号を受け取り、これを増幅して評価
する。この種類の測定センサまたは測定装置は、原則と
して抵抗測定の原理で作動する。それらは、DMSの抵抗
がその伸び、すなわち相対的な長さ変化に比例し、この
相対的長さ変化も測定センサに及ぼす力に比例するとい
う効果を利用する。その際、抵抗を正確に測定するため
に、DMSはしばしばブリッジ回路として接続される。
このような測定センサに特徴的な点は、出力信号もし
くは測定信号が非常に小さいことである。金属フィルム
DMSを用いた頻繁に使用される測定センサの場合、出力
信号はたとえばブリッジ入力電圧１ボルト当たり2mVに
すぎない。このように小さい信号は、測定および処理の
前にまず増幅されなければならない。コスト上の理由と
単純性のために、通常は直流電圧源と直流電圧増幅器を
採用する。しかしながら、これらは通常の技術的制約の
ために、直流電圧誤差、たとえば熱電圧誤差または増幅
器内のオフセット電圧および全回路における過度な低周
波雑音といった短所をしばしば呈する。熱電圧は、抵抗
ブリッジと後段に接続された増幅器との間の必要な配線
の接続点において、材料および温度が一様でない場合に
発生する。
くは測定信号が非常に小さいことである。金属フィルム
DMSを用いた頻繁に使用される測定センサの場合、出力
信号はたとえばブリッジ入力電圧１ボルト当たり2mVに
すぎない。このように小さい信号は、測定および処理の
前にまず増幅されなければならない。コスト上の理由と
単純性のために、通常は直流電圧源と直流電圧増幅器を
採用する。しかしながら、これらは通常の技術的制約の
ために、直流電圧誤差、たとえば熱電圧誤差または増幅
器内のオフセット電圧および全回路における過度な低周
波雑音といった短所をしばしば呈する。熱電圧は、抵抗
ブリッジと後段に接続された増幅器との間の必要な配線
の接続点において、材料および温度が一様でない場合に
発生する。
これらの誤差は、許容できる水準に保つか、測定信号
をこれらの誤電圧から明瞭に際立たせなければならな
い。たとえば入力電圧１ボルト当たり2mVという上記の
出力信号の提供が可能となるためには、数多くの測定を
行わなければならない。一方では、DMS測定センサの負
荷限界は、すでに定格負荷で使用された材料の疲労限界
に近くなるように設計されることが多い。その結果とし
て、非常に限られた過負荷の余裕しか残らない。したが
って、場合に応じて、高価な過負荷防止装置を設けなけ
ればならない。他方では、出力信号を増大するために、
しばしば非常に高い入力電圧を測定センサに印加して、
測定センサをその機械的負荷限界内に維持できるように
する。しかしながら、入力電圧が高くなると、測定セン
サの抵抗、引いては測定装置全体も加熱される。さら
に、高い電源電圧は、今日の電子回路に対する低電圧の
要求とは相いれない。最後に、電池で駆動される測定装
置は電力消費が多いため、ほとんど全く用いられない。
をこれらの誤電圧から明瞭に際立たせなければならな
い。たとえば入力電圧１ボルト当たり2mVという上記の
出力信号の提供が可能となるためには、数多くの測定を
行わなければならない。一方では、DMS測定センサの負
荷限界は、すでに定格負荷で使用された材料の疲労限界
に近くなるように設計されることが多い。その結果とし
て、非常に限られた過負荷の余裕しか残らない。したが
って、場合に応じて、高価な過負荷防止装置を設けなけ
ればならない。他方では、出力信号を増大するために、
しばしば非常に高い入力電圧を測定センサに印加して、
測定センサをその機械的負荷限界内に維持できるように
する。しかしながら、入力電圧が高くなると、測定セン
サの抵抗、引いては測定装置全体も加熱される。さら
に、高い電源電圧は、今日の電子回路に対する低電圧の
要求とは相いれない。最後に、電池で駆動される測定装
置は電力消費が多いため、ほとんど全く用いられない。
上記測定誤差、たとえば熱電作用、雑音および後段の
外部増幅器内の熱作用は、しばしば追加の交流電圧変調
および交流電圧増幅技術によって低減される。これらの
変調増幅技術は文献（たとえば“1993 Linear Applicat
ions Handbook Vol.II,A Guide to Linear Circuit Des
ign"第１ページおよび図27と28記載のページ）によって
知られているが、実際にはそれらが非常に複雑であるこ
ととコストが容認される場合のみ用いられる。補足的
に、米国特許明細書第4,868,411号（イシハラ（ISHIHAR
A））,4,461,182号（ジョーンズ・ジュニア等（JONES,J
R.et al））、4,213,348号（レイナーツオン等（Reiner
tson et al））、4,155,263号（フランツ（FRANT
Z））、4,064,456号（ゴーベ（GORVE））、3,965,296号
（ロバート・ザ・サード（ROBERTS,III））、3,665,756
号（ラッセル（RUSSELL））、3,657,660号（フェルシュ
（PFERSCH））,3,617,878号（セノール（SENOUR））、
3,354,703号（ラッセル・ジュニア等（RUSSELL,JR.et a
l））および3,224,256号（ヘイスティング（HASTING
S））を参照されたい。
外部増幅器内の熱作用は、しばしば追加の交流電圧変調
および交流電圧増幅技術によって低減される。これらの
変調増幅技術は文献（たとえば“1993 Linear Applicat
ions Handbook Vol.II,A Guide to Linear Circuit Des
ign"第１ページおよび図27と28記載のページ）によって
知られているが、実際にはそれらが非常に複雑であるこ
ととコストが容認される場合のみ用いられる。補足的
に、米国特許明細書第4,868,411号（イシハラ（ISHIHAR
A））,4,461,182号（ジョーンズ・ジュニア等（JONES,J
R.et al））、4,213,348号（レイナーツオン等（Reiner
tson et al））、4,155,263号（フランツ（FRANT
Z））、4,064,456号（ゴーベ（GORVE））、3,965,296号
（ロバート・ザ・サード（ROBERTS,III））、3,665,756
号（ラッセル（RUSSELL））、3,657,660号（フェルシュ
（PFERSCH））,3,617,878号（セノール（SENOUR））、
3,354,703号（ラッセル・ジュニア等（RUSSELL,JR.et a
l））および3,224,256号（ヘイスティング（HASTING
S））を参照されたい。
欧州特許第0319176号（トレド スケールズ（TOLEDO
SCALES））により、DMS測定装置の誤差（非直線性）、
測定ブリッジの熱作用、後段の増幅器の零点および増幅
係数に影響する熱作用、ならびにこの増幅係数のドリフ
トを精巧なデジタル手段によって修正することが知られ
ている。この目的のために、測定センサには次の要素、
すなわちDMSブリッジ、DMSブリッジの後段に接続された
増幅器、アナログ・デジタルコンバータ、メモリを有す
るマイクロプロセッサ、ブリッジ入力電圧をオン・オフ
する電子スイッチからなるユニットが組み込まれてい
る。ここでは、電子スイッチを介してDMSブリッジに入
力電圧が印加され、増幅器を経てさらにアナログ・デジ
タルコンバータに送られ、デジタル化されたコンバータ
の出力信号がマイクロプロセッサに送られ、これをマイ
クロプロセッサは、記憶されたアルゴリズムにより経験
的に見いだされた修正計算式とリスト化された修正値を
用いて修正する。こうして得られたデジタル信号は、測
定センサに組み込まれたユニットから、さらに外部の制
御処理装置に送られる。この測定装置は、非常に複雑な
集積回路および一緒に組み込まれたマイクロプロセッサ
のために、非常に高価な計量装置またはこれに類するも
のにしか使用することができない。補足的に文献「技術
的測定tm」第53巻、6/1986号、236−241ページ（コワル
スキー（KOWALSKI））の参照を求める。
SCALES））により、DMS測定装置の誤差（非直線性）、
測定ブリッジの熱作用、後段の増幅器の零点および増幅
係数に影響する熱作用、ならびにこの増幅係数のドリフ
トを精巧なデジタル手段によって修正することが知られ
ている。この目的のために、測定センサには次の要素、
すなわちDMSブリッジ、DMSブリッジの後段に接続された
増幅器、アナログ・デジタルコンバータ、メモリを有す
るマイクロプロセッサ、ブリッジ入力電圧をオン・オフ
する電子スイッチからなるユニットが組み込まれてい
る。ここでは、電子スイッチを介してDMSブリッジに入
力電圧が印加され、増幅器を経てさらにアナログ・デジ
タルコンバータに送られ、デジタル化されたコンバータ
の出力信号がマイクロプロセッサに送られ、これをマイ
クロプロセッサは、記憶されたアルゴリズムにより経験
的に見いだされた修正計算式とリスト化された修正値を
用いて修正する。こうして得られたデジタル信号は、測
定センサに組み込まれたユニットから、さらに外部の制
御処理装置に送られる。この測定装置は、非常に複雑な
集積回路および一緒に組み込まれたマイクロプロセッサ
のために、非常に高価な計量装置またはこれに類するも
のにしか使用することができない。補足的に文献「技術
的測定tm」第53巻、6/1986号、236−241ページ（コワル
スキー（KOWALSKI））の参照を求める。
さらに、文献（例えば「電気測定技術」イー・シュリ
ューファー（E.Schrufer）著、ハンサー出版（Hanser
Verlag）、1992年、特に240−243ページ）により、搬送
周波数ブリッジおよび搬送周波数測定増幅器が公知であ
る。ここでは、搬送周波数ゼネレータが交流電圧信号を
生み出し、これがDMSブリッジもしくは抵抗ブリッジに
印加される。ブリッジ出力信号は増幅器ならびに前段お
よび後段に接続された変圧器（信号処理のカーブを描く
ために用いられる）を経て、さらに復調器に送られる。
復調器は、切換スイッチとして構成されており、搬送周
波数ジェネレータによって制御される。その際、変圧器
は中性線として用いられる中央タップと、その他の２つ
のタップを介して、まずオリジナル増幅交流電圧信号を
生み出し、次にこれと正負符号が反対の交流電圧信号を
生成する。この２つの信号は、復調器の切換スイッチか
ら交互に、中央タップの零点信号と一緒に回路出力端に
送られる。
ューファー（E.Schrufer）著、ハンサー出版（Hanser
Verlag）、1992年、特に240−243ページ）により、搬送
周波数ブリッジおよび搬送周波数測定増幅器が公知であ
る。ここでは、搬送周波数ゼネレータが交流電圧信号を
生み出し、これがDMSブリッジもしくは抵抗ブリッジに
印加される。ブリッジ出力信号は増幅器ならびに前段お
よび後段に接続された変圧器（信号処理のカーブを描く
ために用いられる）を経て、さらに復調器に送られる。
復調器は、切換スイッチとして構成されており、搬送周
波数ジェネレータによって制御される。その際、変圧器
は中性線として用いられる中央タップと、その他の２つ
のタップを介して、まずオリジナル増幅交流電圧信号を
生み出し、次にこれと正負符号が反対の交流電圧信号を
生成する。この２つの信号は、復調器の切換スイッチか
ら交互に、中央タップの零点信号と一緒に回路出力端に
送られる。
交流電圧増幅器として、後段に減算器を接続した対称
差動増幅器がしばしば用いられる（Schruferの上掲文献
の図3.20に対応する添付図５参照）。電圧測定装置は
「熱い」入力端と測定ゼロ（しばしば測定装置のハウジ
ング）を持っているので、本来の信号が２つの電圧U1と
U2の差（図５参照）である抵抗ブリッジに対する増幅器
は、２つの入力端を有する。この場合、２つの入力端に
おける電圧は同じ「測定ゼロ」を基準とする。差動増幅
器の後段に接続された減算器V3は出力信号Uaとして、こ
の２つの電圧の差を生み出す。それによって、この差動
増幅器の出力端には「測定ゼロ」を基準とした出力電圧
が、入力端における差動電圧の増幅された形で生じる。
差動増幅器がしばしば用いられる（Schruferの上掲文献
の図3.20に対応する添付図５参照）。電圧測定装置は
「熱い」入力端と測定ゼロ（しばしば測定装置のハウジ
ング）を持っているので、本来の信号が２つの電圧U1と
U2の差（図５参照）である抵抗ブリッジに対する増幅器
は、２つの入力端を有する。この場合、２つの入力端に
おける電圧は同じ「測定ゼロ」を基準とする。差動増幅
器の後段に接続された減算器V3は出力信号Uaとして、こ
の２つの電圧の差を生み出す。それによって、この差動
増幅器の出力端には「測定ゼロ」を基準とした出力電圧
が、入力端における差動電圧の増幅された形で生じる。
この出力信号Uaでは、増幅係数−１を有するインバー
タを介して第２の反転出力信号−Uaを導くことができ
る。次に、この２つの信号は、上述のように「測定ゼ
ロ」を基準とする電圧で作動する復調器に送ることがで
きる。その際、図５でUos3で表した減算器の誤電圧は不
都合な係数として生じるが、これは抑制しなければなら
ない。さらに、このインバータは高い精度で作動しなけ
ればならないが、これは高価な回路によってのみ達成で
きる。
タを介して第２の反転出力信号−Uaを導くことができ
る。次に、この２つの信号は、上述のように「測定ゼ
ロ」を基準とする電圧で作動する復調器に送ることがで
きる。その際、図５でUos3で表した減算器の誤電圧は不
都合な係数として生じるが、これは抑制しなければなら
ない。さらに、このインバータは高い精度で作動しなけ
ればならないが、これは高価な回路によってのみ達成で
きる。
以上述べた回路技術は、更なる測定信号の円滑な処理
を保証するので、今日広く用いられている。つまり、得
られた出力電圧は、「測定ゼロ」に対して単極で再び利
用でき、したがって、通常の測定装置またはその他の電
子回路によって処理できるのである。
を保証するので、今日広く用いられている。つまり、得
られた出力電圧は、「測定ゼロ」に対して単極で再び利
用でき、したがって、通常の測定装置またはその他の電
子回路によって処理できるのである。
しかしながら、この増幅器回路は、差動信号の特性を
変えるので、たとえば工業的計量装置で慣用であり、か
つ、DMSブリッジの差動信号に合わせて調整された外部
測定装置の前段に、変更なしでは接続できないという短
所がある。
変えるので、たとえば工業的計量装置で慣用であり、か
つ、DMSブリッジの差動信号に合わせて調整された外部
測定装置の前段に、変更なしでは接続できないという短
所がある。
補足的に、さらに米国特許明細書第2,625,036号（コ
ウルズ（COWLES））および5,088,330号（タルマッジ（T
ALMADGE））を参照されたい。
ウルズ（COWLES））および5,088,330号（タルマッジ（T
ALMADGE））を参照されたい。
本発明は、従来の技術を前提として、比較的単純で安
価な測定装置、その長所を伴う使用、および特にこの測
定装置のために利用できる単純な変調増幅器を提供する
ことを目的とする。
価な測定装置、その長所を伴う使用、および特にこの測
定装置のために利用できる単純な変調増幅器を提供する
ことを目的とする。
本発明は、１つ以上のDMSからなり、交流電圧が供給
されるべく設計されたDMS素子と、DMS素子の変調出力信
号を増幅する補助回路とを有し、DMS素子も補助回路も
１つの測定センサに組み込まれた測定装置を提供する。
されるべく設計されたDMS素子と、DMS素子の変調出力信
号を増幅する補助回路とを有し、DMS素子も補助回路も
１つの測定センサに組み込まれた測定装置を提供する。
この場合、DMS素子および補助回路の誤差は、測定セ
ンサを組み立てるときに直接測定センサ内の適当な場所
で簡単に修正できる。その後、これらの誤差は恒常的に
抑制される。DMS素子と補助回路を測定センサに組み込
むことによって線接続を短くでき、導線が長い場合の負
の影響が回避される。
ンサを組み立てるときに直接測定センサ内の適当な場所
で簡単に修正できる。その後、これらの誤差は恒常的に
抑制される。DMS素子と補助回路を測定センサに組み込
むことによって線接続を短くでき、導線が長い場合の負
の影響が回避される。
この場合に、DMSがブリッジ回路として接続されてい
ることが好都合である。しかし、このブリッジはDMSと
他の抵抗からなることもできる。この方策により測定感
度の良好なDMSの回路が得られる。
ることが好都合である。しかし、このブリッジはDMSと
他の抵抗からなることもできる。この方策により測定感
度の良好なDMSの回路が得られる。
第１の好適な実施形態では、補助回路は平衡差動増幅
器として実質的に構成されている。この場合、変調器は
測定装置の外部、たとえば外部電圧源装置内に配置でき
る。変調電源信号は接続線を介して測定装置に送られ、
ここでDMSブリッジに入力電圧として供給される。DMSブ
リッジの出力信号は、平衡差動増幅器によって増幅さ
れ、測定装置の出力端に印加される。この場合の長所
は、特に接続線の影響を低減する点である。なぜなら
ば、この増幅器は高抵抗の受動的測定ブリッジ出力信号
よりはるかに小さい出力抵抗を有しているからである。
さらに、すべての誤差は量産電子部品を通して補償でき
るので、万一誤差修正が行われる場合でも平衡差動増幅
器によってその修正が簡単になる。それによって、測定
信号の全修正は非常に安価となる。このため、測定装置
は量産部品にも適している。したがって、この第１の実
施形態は、測定装置の特に安価な形態をなすものであ
る。
器として実質的に構成されている。この場合、変調器は
測定装置の外部、たとえば外部電圧源装置内に配置でき
る。変調電源信号は接続線を介して測定装置に送られ、
ここでDMSブリッジに入力電圧として供給される。DMSブ
リッジの出力信号は、平衡差動増幅器によって増幅さ
れ、測定装置の出力端に印加される。この場合の長所
は、特に接続線の影響を低減する点である。なぜなら
ば、この増幅器は高抵抗の受動的測定ブリッジ出力信号
よりはるかに小さい出力抵抗を有しているからである。
さらに、すべての誤差は量産電子部品を通して補償でき
るので、万一誤差修正が行われる場合でも平衡差動増幅
器によってその修正が簡単になる。それによって、測定
信号の全修正は非常に安価となる。このため、測定装置
は量産部品にも適している。したがって、この第１の実
施形態は、測定装置の特に安価な形態をなすものであ
る。
第１の実施形態が外部交流電圧が供給されるべく設計
されていることが好都合である。その際、補助回路が、
外部交流電圧源と連結可能で、かつ、平衡差動増幅器に
直流電圧を供給する整流器も有していることが好まし
い。そうすることによって、増幅器の電源電圧に対する
独立の接続点の必要がなくなる。
されていることが好都合である。その際、補助回路が、
外部交流電圧源と連結可能で、かつ、平衡差動増幅器に
直流電圧を供給する整流器も有していることが好まし
い。そうすることによって、増幅器の電源電圧に対する
独立の接続点の必要がなくなる。
第１の実施形態の個々のモジュールの好ましい接続に
おいて、測定センサの電圧源入力端が交流電圧入力端と
して構成され、かつ、DMSブリッジの入力端および整流
器の入力端とそれぞれ連結されている。DMSブリッジの
出力端は、平衡差動増幅器の信号入力端と連結され、整
流器の出力端は、平衡差動増幅器の電圧源入力端と連結
しされている。差動増幅器の出力端は、測定センサの信
号出力端と連結しされ、測定センサの入力端および出力
端は、それぞれ２つの接続点を有している。このように
個々のモジュールの接続が特に簡単であることによっ
て、誤差を小さく押さえ、測定ブリッジ信号の差動特性
を維持し、測定センサを簡単に外部の電源回路および評
価回路に接続し得る。
おいて、測定センサの電圧源入力端が交流電圧入力端と
して構成され、かつ、DMSブリッジの入力端および整流
器の入力端とそれぞれ連結されている。DMSブリッジの
出力端は、平衡差動増幅器の信号入力端と連結され、整
流器の出力端は、平衡差動増幅器の電圧源入力端と連結
しされている。差動増幅器の出力端は、測定センサの信
号出力端と連結しされ、測定センサの入力端および出力
端は、それぞれ２つの接続点を有している。このように
個々のモジュールの接続が特に簡単であることによっ
て、誤差を小さく押さえ、測定ブリッジ信号の差動特性
を維持し、測定センサを簡単に外部の電源回路および評
価回路に接続し得る。
第２の好適な実施形態において、補助回路は、実質的
に変調器と交流電圧増幅器と復調器とからなる変調増幅
器である。この補助回路は、変調信号が直接測定センサ
内で生み出され、そこで再び直流電圧に復調されるとい
う長所を提供する。それによって、接続線を介して測定
センサから外部電源回路へ、あるいはその逆に送られる
交流電圧信号が、接続線の容量特性および誘導特性によ
って影響されることが回避される。さらに、DMS接続の
直流電圧誤差は、変調増幅器の使用によって効果的に抑
制できる。
に変調器と交流電圧増幅器と復調器とからなる変調増幅
器である。この補助回路は、変調信号が直接測定センサ
内で生み出され、そこで再び直流電圧に復調されるとい
う長所を提供する。それによって、接続線を介して測定
センサから外部電源回路へ、あるいはその逆に送られる
交流電圧信号が、接続線の容量特性および誘導特性によ
って影響されることが回避される。さらに、DMS接続の
直流電圧誤差は、変調増幅器の使用によって効果的に抑
制できる。
その際、変調器はDMS素子の前段に電圧源として接続
されており、特に方形波ジェネレータとして構成されて
いる。この実施形態の長所は、方形波ジェネレータを電
圧源として用いることである。この方形波ジェネレータ
は、たとえば、正弦波電源電圧に対する通常のジェネレ
ータに比べてはるかに正確に振幅を調整できる入力電圧
もしくは電源電圧を供給することができる。正弦波信号
は、長い接続線を通る間に形状にひずみが生じることは
なく、位相がずれるだけであろうが、正確な調節が可能
な安定した振幅を生み出すために複雑で高価な装置を用
意しなければならないという短所がある。
されており、特に方形波ジェネレータとして構成されて
いる。この実施形態の長所は、方形波ジェネレータを電
圧源として用いることである。この方形波ジェネレータ
は、たとえば、正弦波電源電圧に対する通常のジェネレ
ータに比べてはるかに正確に振幅を調整できる入力電圧
もしくは電源電圧を供給することができる。正弦波信号
は、長い接続線を通る間に形状にひずみが生じることは
なく、位相がずれるだけであろうが、正確な調節が可能
な安定した振幅を生み出すために複雑で高価な装置を用
意しなければならないという短所がある。
第２の実施形態の交流電圧増幅器も、実質的には平衡
差動増幅器である。一方では、差動増幅器は、DMS測定
ブリッジの出力端における差動信号の特性を維持する。
他方では、電子部品の対称的配置は、これらの部品に万
一理想的ではない特性があったとしてもこれをほぼ抑制
する。総じて、交流電圧増幅器の増幅出力信号には、オ
フセット電圧などによる直流電圧が実質的に重畳されな
い。
差動増幅器である。一方では、差動増幅器は、DMS測定
ブリッジの出力端における差動信号の特性を維持する。
他方では、電子部品の対称的配置は、これらの部品に万
一理想的ではない特性があったとしてもこれをほぼ抑制
する。総じて、交流電圧増幅器の増幅出力信号には、オ
フセット電圧などによる直流電圧が実質的に重畳されな
い。
復調器は実質的に４つの電子オン／オフスイッチまた
は２つの電子切換スイッチから構成されたブリッジ整流
器である。この復調器は、まさに変調器としての方形波
ジェネレータと組み合わせて、変調信号の特に円滑で簡
単な復調を提供する。そうすることによって、直流電圧
が供給され、そして直流出力信号を供給する従来のDMS
ブリッジの差動特性が、特に効果的に維持される。
は２つの電子切換スイッチから構成されたブリッジ整流
器である。この復調器は、まさに変調器としての方形波
ジェネレータと組み合わせて、変調信号の特に円滑で簡
単な復調を提供する。そうすることによって、直流電圧
が供給され、そして直流出力信号を供給する従来のDMS
ブリッジの差動特性が、特に効果的に維持される。
変調器の方形波信号が復調器の４つの電子オン／オフ
スイッチまたは２つの電子切換スイッチが周期的に切り
換えられるように、復調器が変調器と接続されているこ
とが好都合である。それにより、特に簡単に円滑な復調
が保証され、交流電圧測定信号から直流電圧測定信号が
生成される。この信号は、直流電圧が供給される受動的
測定ブリッジの出力信号を正確に模造して、増幅する。
したがって、増幅を除けば、外側に対しては受動的測定
センサとの違いはない。
スイッチまたは２つの電子切換スイッチが周期的に切り
換えられるように、復調器が変調器と接続されているこ
とが好都合である。それにより、特に簡単に円滑な復調
が保証され、交流電圧測定信号から直流電圧測定信号が
生成される。この信号は、直流電圧が供給される受動的
測定ブリッジの出力信号を正確に模造して、増幅する。
したがって、増幅を除けば、外側に対しては受動的測定
センサとの違いはない。
測定センサ内の補助回路とDMS素子の個々のモジュー
ルの好ましい接続は、測定センサの電源電圧入力端が、
変調器、増幅器および復調器の電源電圧入力端と連結さ
れている。変調器の出力端は、DMSブリッジの入力端と
連結され、DMSブリッジの出力端は、交流電圧増幅器の
入力端と連結され、交流電圧増幅器の出力端は復調器の
入力端と連結されている。さらに復調器の出力端は、測
定センサの信号出力端と連結されている。その際、電源
電圧入力端と測定センサの信号出力端が、それぞれ２つ
の接続点を有している。このように個々のモジュールの
接続が特に簡単であることによって、誤差を小さく押さ
え、測定ブリッジ信号の差動特性が維持される。
ルの好ましい接続は、測定センサの電源電圧入力端が、
変調器、増幅器および復調器の電源電圧入力端と連結さ
れている。変調器の出力端は、DMSブリッジの入力端と
連結され、DMSブリッジの出力端は、交流電圧増幅器の
入力端と連結され、交流電圧増幅器の出力端は復調器の
入力端と連結されている。さらに復調器の出力端は、測
定センサの信号出力端と連結されている。その際、電源
電圧入力端と測定センサの信号出力端が、それぞれ２つ
の接続点を有している。このように個々のモジュールの
接続が特に簡単であることによって、誤差を小さく押さ
え、測定ブリッジ信号の差動特性が維持される。
変調増幅器の好適な実施態様において、復調器の後段
にRC低域フィルタが接続されている。このフィルタは、
スイッチおよび増幅器の理想的でない特性から生じるこ
とがある高周波電圧を除去する。しかし、RC低域フィル
タは、外部回路で提供できる。さらに、場合によって
は、測定装置を外部評価装置と連結している接続線を、
その誘導特性および容量特性に基づきフィルタとして用
いることができる。
にRC低域フィルタが接続されている。このフィルタは、
スイッチおよび増幅器の理想的でない特性から生じるこ
とがある高周波電圧を除去する。しかし、RC低域フィル
タは、外部回路で提供できる。さらに、場合によって
は、測定装置を外部評価装置と連結している接続線を、
その誘導特性および容量特性に基づきフィルタとして用
いることができる。
２つの実施態様において、平衡差動増幅器の前段およ
び／または後段に、DMSブリッジと増幅器の測定誤差を
補償するために温度に依存した、および／または温度に
依存しない抵抗が接続されている。このことによって、
調整された測定センサを得るために通常用いられる方策
とは異なり、調整プロセスが著しく簡単になる。通常、
温度依存抵抗が、DMSブリッジの電源電圧入力端の前段
にも接続される。この慣用の方法によっては、信頼でき
る誤差補償が保証されない。その上、数種類の測定セン
サを同調させることは複雑である。上記の方策において
は、このような問題は発生しない。
び／または後段に、DMSブリッジと増幅器の測定誤差を
補償するために温度に依存した、および／または温度に
依存しない抵抗が接続されている。このことによって、
調整された測定センサを得るために通常用いられる方策
とは異なり、調整プロセスが著しく簡単になる。通常、
温度依存抵抗が、DMSブリッジの電源電圧入力端の前段
にも接続される。この慣用の方法によっては、信頼でき
る誤差補償が保証されない。その上、数種類の測定セン
サを同調させることは複雑である。上記の方策において
は、このような問題は発生しない。
誤差補償のためには、平衡差動増幅器の２つの反転入
力端の前段に、４つのブリッジ分岐から構成されたブリ
ッジ回路が接続されており、このブリッジ回路におい
て、２つのブリッジ分岐が、１つの標準抵抗と、直列に
接続された温度依存し抵抗とからそれぞれ構成されてい
る。さらに、差動増幅器の反転入力端と抵抗ブリッジと
の間には、１つの抵抗がそれぞれ接続されている。最後
に、抵抗ブリッジはDMSブリッジに対して平行に配置さ
れている。これらの抵抗ブリッジを並列に接続すること
により、DMSブリッジの零点とその熱作用は特に効果的
に補償される。
力端の前段に、４つのブリッジ分岐から構成されたブリ
ッジ回路が接続されており、このブリッジ回路におい
て、２つのブリッジ分岐が、１つの標準抵抗と、直列に
接続された温度依存し抵抗とからそれぞれ構成されてい
る。さらに、差動増幅器の反転入力端と抵抗ブリッジと
の間には、１つの抵抗がそれぞれ接続されている。最後
に、抵抗ブリッジはDMSブリッジに対して平行に配置さ
れている。これらの抵抗ブリッジを並列に接続すること
により、DMSブリッジの零点とその熱作用は特に効果的
に補償される。
２つの実施態様における誤差補償のための別の好適な
回路形態は、平衡差動増幅器の２つの増幅器出力端に
は、（通常の抵抗に加えて）さらに温度依存抵抗も接続
されている。こうすることによって、DMSブリッジ出力
信号の温度変動が補償され、増幅係数のドリフトを簡単
に抑制できる。このドリフトは、増幅係数を規定するそ
の他の抵抗が種々の温度下で変動することによってしば
しば発生する。
回路形態は、平衡差動増幅器の２つの増幅器出力端に
は、（通常の抵抗に加えて）さらに温度依存抵抗も接続
されている。こうすることによって、DMSブリッジ出力
信号の温度変動が補償され、増幅係数のドリフトを簡単
に抑制できる。このドリフトは、増幅係数を規定するそ
の他の抵抗が種々の温度下で変動することによってしば
しば発生する。
２つの実施態様において、DMSブリッジの２つの電源
電圧入力端の前段に、１つの抵抗がそれぞれ接続されて
いる。それによって、DMSブリッジ内の電力消費を調節
できる。したがって、必要があれば、測定装置全体を市
販の好ましくは電池で長期間十分に駆動できるように、
消費量を低減することができる。この方策により、特に
低価格の測定装置に対する大きい市場が開かれる。
電圧入力端の前段に、１つの抵抗がそれぞれ接続されて
いる。それによって、DMSブリッジ内の電力消費を調節
できる。したがって、必要があれば、測定装置全体を市
販の好ましくは電池で長期間十分に駆動できるように、
消費量を低減することができる。この方策により、特に
低価格の測定装置に対する大きい市場が開かれる。
２つの実施態様において、測定センサと補助回路とは
空間的に互いに近接して配置されていることが好まし
い。それにより、２つの実施態様は、補助回路と外部保
護回路から独立しているDMSブリッジで万一誤差が発生
してもそれを補償できるという長所を提供する。つま
り、零点の通常の調節と測定センサの温度誤差の修正を
１回で行うことができ、零点と増幅係数の温度変動およ
びそのオフセットドリフトを補償できる。このために、
測定装置の出力端における誤差が測定され、DMSブリッ
ジと補助回路の双方について１回で除去もしくは補償さ
れる。
空間的に互いに近接して配置されていることが好まし
い。それにより、２つの実施態様は、補助回路と外部保
護回路から独立しているDMSブリッジで万一誤差が発生
してもそれを補償できるという長所を提供する。つま
り、零点の通常の調節と測定センサの温度誤差の修正を
１回で行うことができ、零点と増幅係数の温度変動およ
びそのオフセットドリフトを補償できる。このために、
測定装置の出力端における誤差が測定され、DMSブリッ
ジと補助回路の双方について１回で除去もしくは補償さ
れる。
DMS素子と補助回路とを備えた測定センサが、受動的
測定センサを模擬することが好ましい。その際、測定セ
ンサは４つの電気的接続点、すなわち入力電圧に対する
２つの電気的接続点と出力信号に対する２つの電気的接
続点とを有する。それによって、この測定装置は、外に
さらに４つの接続点を有し、そのうち２つはDMSブリッ
ジおよび補助回路の電圧源を受け取り、他の２つは（事
前の）増幅出力信号を供給する。つまり、この測定セン
サの利用者は、自分が手にしているのが受動的測定セン
サ、すなわち後段に接続して組み込まれた（前置）増幅
器のない測定センサであるか、それとも本発明の測定セ
ンサであるかは外から識別できない。つまり、本発明の
測定センサには、すべての外部処理装置を従来どおり接
続できる。ただし、このときはこれらの処理装置には、
増幅信号が供給される。
測定センサを模擬することが好ましい。その際、測定セ
ンサは４つの電気的接続点、すなわち入力電圧に対する
２つの電気的接続点と出力信号に対する２つの電気的接
続点とを有する。それによって、この測定装置は、外に
さらに４つの接続点を有し、そのうち２つはDMSブリッ
ジおよび補助回路の電圧源を受け取り、他の２つは（事
前の）増幅出力信号を供給する。つまり、この測定セン
サの利用者は、自分が手にしているのが受動的測定セン
サ、すなわち後段に接続して組み込まれた（前置）増幅
器のない測定センサであるか、それとも本発明の測定セ
ンサであるかは外から識別できない。つまり、本発明の
測定センサには、すべての外部処理装置を従来どおり接
続できる。ただし、このときはこれらの処理装置には、
増幅信号が供給される。
補助回路がハイブリッド構造として熱伝導の良好なセ
ラミック上に構成されていることが好都合である。それ
により、こうして得られたユニットは、DMS素子が搭載
されているのと同じ測定センサの金属上に搭載できる。
そうすることによって、DMSブリッジと補助回路は、熱
作用補償において特別好ましい等温状態にある。
ラミック上に構成されていることが好都合である。それ
により、こうして得られたユニットは、DMS素子が搭載
されているのと同じ測定センサの金属上に搭載できる。
そうすることによって、DMSブリッジと補助回路は、熱
作用補償において特別好ましい等温状態にある。
２つの実施態様の測定装置に、アナログ・デジタルコ
ンバータおよび／またはマイクロプロセッサを接続でき
ることが好ましい。アナログ・デジタルコンバータはデ
ジタル評価装置との接続性を改善するのに用いられる。
この場合、コンバータは単独で、またはマイクロプロセ
ッサと組み合わせて、デジタル通信プロトコルまたは信
号の前処理を提供できる。
ンバータおよび／またはマイクロプロセッサを接続でき
ることが好ましい。アナログ・デジタルコンバータはデ
ジタル評価装置との接続性を改善するのに用いられる。
この場合、コンバータは単独で、またはマイクロプロセ
ッサと組み合わせて、デジタル通信プロトコルまたは信
号の前処理を提供できる。
本発明によれば、２つの測定装置を、一般的な測定作
業、特に市販の家庭用秤または工業用秤に用いる。補助
回路の構造が単純であるため、測定装置全体は少数の電
子部品で済む。そのため、これらの測定装置は、電圧源
が市販の電池によって供給される計量装置などに使用す
るのに適している。第１の実施態様は、特に交流電圧が
DMSブリッジへの電圧源として供給される電気装置に使
用される。
業、特に市販の家庭用秤または工業用秤に用いる。補助
回路の構造が単純であるため、測定装置全体は少数の電
子部品で済む。そのため、これらの測定装置は、電圧源
が市販の電池によって供給される計量装置などに使用す
るのに適している。第１の実施態様は、特に交流電圧が
DMSブリッジへの電圧源として供給される電気装置に使
用される。
本発明は、特に測定装置の上記の２つの実施態様に適
し、実質的に次の部材、すなわち方形波ジェネレータと
して構成された変調器、交流電圧増幅器、さらに４つの
電子（オン／オフ）スイッチまたは２つの電気切換スイ
ッチから構成されたブリッジ整流器としての復調器、を
有するブリッジ回路用変調増幅器を提供する。安価で、
簡単に同調でき、安定し、実質的に温度に依存せず、さ
らにブリッジ出力信号の差動特性を維持する増幅器を提
供することが重要な場合は、この変調増幅器は構造が単
純であるため、考えられるすべてのブリッジ回路のため
の（前置）増幅器回路として適している。この変調増幅
器は、変調増幅器技術もしくは搬送周波数変調の長所を
提供するだけでなく、すでにある単純な直流電圧源、お
よびそれに伴う後続の増幅方法または処理方法を同時に
利用することを可能にする。
し、実質的に次の部材、すなわち方形波ジェネレータと
して構成された変調器、交流電圧増幅器、さらに４つの
電子（オン／オフ）スイッチまたは２つの電気切換スイ
ッチから構成されたブリッジ整流器としての復調器、を
有するブリッジ回路用変調増幅器を提供する。安価で、
簡単に同調でき、安定し、実質的に温度に依存せず、さ
らにブリッジ出力信号の差動特性を維持する増幅器を提
供することが重要な場合は、この変調増幅器は構造が単
純であるため、考えられるすべてのブリッジ回路のため
の（前置）増幅器回路として適している。この変調増幅
器は、変調増幅器技術もしくは搬送周波数変調の長所を
提供するだけでなく、すでにある単純な直流電圧源、お
よびそれに伴う後続の増幅方法または処理方法を同時に
利用することを可能にする。
本発明のその他の長所および構成は、好適な実施例に
関する以下の説明から明らかである。この説明では、添
付の図面を参照する。
関する以下の説明から明らかである。この説明では、添
付の図面を参照する。
図１は、DMSブリッジおよび補助回路を有し、外部電
子電圧源とデータ処理を備えた測定センサの接続を示す
図である。
子電圧源とデータ処理を備えた測定センサの接続を示す
図である。
図２は、変調増幅器を有するDMSブリッジの回路図で
ある。
ある。
図３は、外部交流電圧供給を伴う平衡差動増幅器を有
するDMSブリッジの回路図である。
するDMSブリッジの回路図である。
図４は、増幅段と誤差修正素子を有する変調増幅器の
部分を示す図である。
部分を示す図である。
図５は、従来の技術による減算器が後段に接続された
平衡差動増幅器を示す図である。
平衡差動増幅器を示す図である。
以下において、すべての図面で機能が等しい部材には
同じ参照符号を使用している。
同じ参照符号を使用している。
図１は、本発明の測定センサ（測定ピックアップ）１
と慣用の外部電子電源および処理回路２との接続を示
す。回路２は２つの接続点4aおよび4bを介して測定セン
サ１に直流電圧または交流電圧を供給する。同時に、回
路２は２つの接続点8aおよび8bを介して測定センサ１の
出力信号を受け取り、その出力信号を処理する。測定セ
ンサ１内には、DMS（ひずみゲージ）ブリッジ10と補助
回路20が組み込まれている。実質的にブリッジ入力端14
aおよび14b、ブリッジ出力端18aおよび18b、ならびにブ
リッジ分岐として接続されたDMS抵抗15からなるDMSブリ
ッジ10の構造、およびこれを測定センサ１に組み込むこ
とは公知である。したがって、ここでは詳細に設明しな
い。補助回路20は、実質的に変調増幅器（図２）または
平衡差動増幅器（図３）から構成される。この種類の増
幅器も基本的に公知であるが、これを測定センサ１に組
み込むことによって、DMSブリッジ10と補助回路20とが
空間的に著しく接近できることは知られていない。これ
に応じて、本発明の測定センサ１は、慣用の受動的DMS
測定センサ、すなわちDMSブリッジのみを有する測定セ
ンサとは、その補助回路20によって異なる。
と慣用の外部電子電源および処理回路２との接続を示
す。回路２は２つの接続点4aおよび4bを介して測定セン
サ１に直流電圧または交流電圧を供給する。同時に、回
路２は２つの接続点8aおよび8bを介して測定センサ１の
出力信号を受け取り、その出力信号を処理する。測定セ
ンサ１内には、DMS（ひずみゲージ）ブリッジ10と補助
回路20が組み込まれている。実質的にブリッジ入力端14
aおよび14b、ブリッジ出力端18aおよび18b、ならびにブ
リッジ分岐として接続されたDMS抵抗15からなるDMSブリ
ッジ10の構造、およびこれを測定センサ１に組み込むこ
とは公知である。したがって、ここでは詳細に設明しな
い。補助回路20は、実質的に変調増幅器（図２）または
平衡差動増幅器（図３）から構成される。この種類の増
幅器も基本的に公知であるが、これを測定センサ１に組
み込むことによって、DMSブリッジ10と補助回路20とが
空間的に著しく接近できることは知られていない。これ
に応じて、本発明の測定センサ１は、慣用の受動的DMS
測定センサ、すなわちDMSブリッジのみを有する測定セ
ンサとは、その補助回路20によって異なる。
外部回路２は、測定センサ１の接続点4aおよび4bを介
して補助回路20に直流電圧および交流電圧を供給する。
補助回路20はまたDMSブリッジ10の２つの接続点24aおよ
び24bに交流電圧を供給する。同時に、補助回路20は２
つの接続点28aおよび28bで測定信号を受け取る。補助回
路20は測定信号を処理し、測定センサ１の２つの接続点
8aおよび8bを介してその測定信号を外部回路２に送る。
ここで、測定信号は最初に増幅器９によって従来の仕様
で増幅された後に処理される。測定センサ１と外部回路
２との間の全信号交換は、導線５を介して行われる。
して補助回路20に直流電圧および交流電圧を供給する。
補助回路20はまたDMSブリッジ10の２つの接続点24aおよ
び24bに交流電圧を供給する。同時に、補助回路20は２
つの接続点28aおよび28bで測定信号を受け取る。補助回
路20は測定信号を処理し、測定センサ１の２つの接続点
8aおよび8bを介してその測定信号を外部回路２に送る。
ここで、測定信号は最初に増幅器９によって従来の仕様
で増幅された後に処理される。測定センサ１と外部回路
２との間の全信号交換は、導線５を介して行われる。
本発明の測定センサ１は、慣用の受動的測定センサと
全く同様の仕様で、（慣用の）外部電源電圧および信号
評価回路２に接続可能である。したがって、利用者側で
は受動的測定センサと本発明の測定センサを交換する際
に改造の必要は全くない。外見上の違いも識別されな
い。しかしながら、補助回路20は測定センサ１の２つの
接続点8aおよび8bに増幅信号を供給する。これは接続点
28aおよび28bにおけるDMSブリッジ10の出力信号より
も、たとえば10倍大きい。つまり、この例では、測定セ
ンサ１は10分の１の電源電流、10倍良好な変位解像度あ
るいは10倍の過負荷容量を有するのである。
全く同様の仕様で、（慣用の）外部電源電圧および信号
評価回路２に接続可能である。したがって、利用者側で
は受動的測定センサと本発明の測定センサを交換する際
に改造の必要は全くない。外見上の違いも識別されな
い。しかしながら、補助回路20は測定センサ１の２つの
接続点8aおよび8bに増幅信号を供給する。これは接続点
28aおよび28bにおけるDMSブリッジ10の出力信号より
も、たとえば10倍大きい。つまり、この例では、測定セ
ンサ１は10分の１の電源電流、10倍良好な変位解像度あ
るいは10倍の過負荷容量を有するのである。
図２は、変調増幅器として構成された補助回路20に対
する好ましい回路図を示す。変調増幅器は実質的に変調
器30、交流電圧増幅器40および復調器50からなる。復調
器50と信号出力接続点8aおよび8bとの間には、低域フィ
ルタ60が接続されている。
する好ましい回路図を示す。変調増幅器は実質的に変調
器30、交流電圧増幅器40および復調器50からなる。復調
器50と信号出力接続点8aおよび8bとの間には、低域フィ
ルタ60が接続されている。
接続点4aおよび4bを介して供給される電源電圧（破線
参照）は、ここでは直流電圧である。この直流電圧は、
分岐線36aと36b、46aと46bおよび56aと56bを介して、そ
れぞれ変調器30、交流電圧増幅器40および復調器50に印
加される。変調器30は実質的に、電源電圧から位相が18
0度ずれた交流電圧列を生成する方形波ジェネレータ32
を包含する。１つの交流電圧列は入力電圧としてDMSブ
リッジ10の入力端14aに、抵抗35aおよび補助回路出力端
24aを介して供給される。別の交流電圧列は、抵抗35bと
他の補助回路出力端24bを介して、DMSブリッジ10の別の
入力端14bに供給される。
参照）は、ここでは直流電圧である。この直流電圧は、
分岐線36aと36b、46aと46bおよび56aと56bを介して、そ
れぞれ変調器30、交流電圧増幅器40および復調器50に印
加される。変調器30は実質的に、電源電圧から位相が18
0度ずれた交流電圧列を生成する方形波ジェネレータ32
を包含する。１つの交流電圧列は入力電圧としてDMSブ
リッジ10の入力端14aに、抵抗35aおよび補助回路出力端
24aを介して供給される。別の交流電圧列は、抵抗35bと
他の補助回路出力端24bを介して、DMSブリッジ10の別の
入力端14bに供給される。
DMSブリッジ10の２つの出力端18aおよび18bは、２つ
の補助回路入力端28aおよび28bを介して、交流電圧増幅
器40の２つの信号入力端44aおよび44bと連結されてい
る。交流電圧増幅器40は実質的に平衡差動増幅器として
構成されており、抵抗R2に対して対称的に配置された実
質的に２つの演算増幅器42aおよび42bを包含する。この
２つに演算増幅器42aおよび42bの（非反転）入力端44a
および44bは、交流電圧増幅器40の信号入力端を形成す
る。演算増幅器42aおよび42bの２つの出力端48aおよび4
8bは、それぞれ抵抗R1を介して演算増幅器の反転入力端
45aおよび45bに帰還され、抵抗R1−抵抗R2−抵抗R1の直
列接続により互いに連結されている。したがって、この
平衡差動増幅器の増幅係数はＧ＝１＋２＊R1/R2で計算
され、抵抗R1およびR2を介して調整可能である。演算増
幅器42aおよび42bの２つの出力端48aおよび48bは、交流
電圧増幅器40の出力端を形成する。これらの出力端で
は、増幅差動信号が、周波数および位相がDMSブリッジ1
0の合成された入力電圧に等しい交流電圧として生じて
いる。この差動信号は復調器50に供給される。
の補助回路入力端28aおよび28bを介して、交流電圧増幅
器40の２つの信号入力端44aおよび44bと連結されてい
る。交流電圧増幅器40は実質的に平衡差動増幅器として
構成されており、抵抗R2に対して対称的に配置された実
質的に２つの演算増幅器42aおよび42bを包含する。この
２つに演算増幅器42aおよび42bの（非反転）入力端44a
および44bは、交流電圧増幅器40の信号入力端を形成す
る。演算増幅器42aおよび42bの２つの出力端48aおよび4
8bは、それぞれ抵抗R1を介して演算増幅器の反転入力端
45aおよび45bに帰還され、抵抗R1−抵抗R2−抵抗R1の直
列接続により互いに連結されている。したがって、この
平衡差動増幅器の増幅係数はＧ＝１＋２＊R1/R2で計算
され、抵抗R1およびR2を介して調整可能である。演算増
幅器42aおよび42bの２つの出力端48aおよび48bは、交流
電圧増幅器40の出力端を形成する。これらの出力端で
は、増幅差動信号が、周波数および位相がDMSブリッジ1
0の合成された入力電圧に等しい交流電圧として生じて
いる。この差動信号は復調器50に供給される。
このために、２つの増幅器出力端48aおよび48bは、復
調器50の２つの入力端54aおよび54bと連結している。図
２によれば、復調器50は、実質的に４つのアナログスイ
ッチ52a、52bおよび53a、53bからなり、これらのスイッ
チは復調器50の各々の入力端54aおよび54bが各々の出力
端58aおよび58bと交互に連結されるように、２つの入力
端54aおよび54bと２つの出力端58aおよび58bとが連結さ
れている。このために、最初に各々の復調器出力端58a
および58bが、４つのスイッチ52a、ｂおよび53a、ｂの
２つから形成された１組のスイッチ52aおよび53aもしく
は52bおよび53bと連結している。すなわち、出力端58a
はスイッチ52aおよび53aと連結され、出力端58bはスイ
ッチ52bおよび53bと連結されている。さらに、各々の復
調器入力端54aおよび54bは、異なる組のスイッチに接続
された２つの分岐線に分かれており、しかも４本の分岐
線と４つのスイッチ52a、ｂおよび53a、ｂは互いに反転
可能に一義的に配置されている。４つのスイッチ52a、
ｂおよび53a、ｂの切り換えもしくはオンオフは、変調
器30の２つの方形波出力信号、すなわち入力電圧として
DMSブリッジ10にも送られる信号によって制御される。
このために、２つの変調器出力信号の各々は、同時に２
組のスイッチ52a、53aおよび52b、53bの各々において正
確に１つのスイッチを周期的に操作して、同じ信号によ
って周期的に操作される２つのスイッチ52a、53bまたは
53a、52bが交互に開閉して、その際に常に互いに相補的
な開閉状態を取るようにする。その結果として、復調器
50は、入力と出力との接続が変調周波数のタイミングで
周期的に入れ替わるブリッジ整流器を構成する。そうす
ることによって、復調器50の出力端58aおよび58bには、
振幅が交流電圧増幅器40の出力端48aおよび48bにおける
交流電圧と一致した「差動」直流電圧が生じる。
調器50の２つの入力端54aおよび54bと連結している。図
２によれば、復調器50は、実質的に４つのアナログスイ
ッチ52a、52bおよび53a、53bからなり、これらのスイッ
チは復調器50の各々の入力端54aおよび54bが各々の出力
端58aおよび58bと交互に連結されるように、２つの入力
端54aおよび54bと２つの出力端58aおよび58bとが連結さ
れている。このために、最初に各々の復調器出力端58a
および58bが、４つのスイッチ52a、ｂおよび53a、ｂの
２つから形成された１組のスイッチ52aおよび53aもしく
は52bおよび53bと連結している。すなわち、出力端58a
はスイッチ52aおよび53aと連結され、出力端58bはスイ
ッチ52bおよび53bと連結されている。さらに、各々の復
調器入力端54aおよび54bは、異なる組のスイッチに接続
された２つの分岐線に分かれており、しかも４本の分岐
線と４つのスイッチ52a、ｂおよび53a、ｂは互いに反転
可能に一義的に配置されている。４つのスイッチ52a、
ｂおよび53a、ｂの切り換えもしくはオンオフは、変調
器30の２つの方形波出力信号、すなわち入力電圧として
DMSブリッジ10にも送られる信号によって制御される。
このために、２つの変調器出力信号の各々は、同時に２
組のスイッチ52a、53aおよび52b、53bの各々において正
確に１つのスイッチを周期的に操作して、同じ信号によ
って周期的に操作される２つのスイッチ52a、53bまたは
53a、52bが交互に開閉して、その際に常に互いに相補的
な開閉状態を取るようにする。その結果として、復調器
50は、入力と出力との接続が変調周波数のタイミングで
周期的に入れ替わるブリッジ整流器を構成する。そうす
ることによって、復調器50の出力端58aおよび58bには、
振幅が交流電圧増幅器40の出力端48aおよび48bにおける
交流電圧と一致した「差動」直流電圧が生じる。
したがって、この回路は、交流電圧信号の直流電圧出
力信号への位相判別的な復調が可能となる。
力信号への位相判別的な復調が可能となる。
図２によれば、復調器出力端58aおよび58bは、単純な
RC低域フィルタ60を介して測定センサ１の出力端8aおよ
び8bと連結されている。低域フィルタ60は、不完全なス
イッチと増幅回路によって発生することがある高周波電
圧を抑制する。低域フィルタ60は、直列に接続された２
つの抵抗62aおよび62bと、それらの間に配置されたコン
デンサ65とからなる。低域フィルタ60の出力は、コンデ
ンサ65によって引き出される。低域フィルタタップと連
結されている測定センサ１の出力端8aおよび8bに生じる
電圧は、冒頭に記載した慣用の受動的測定センサ、すな
わち実質的に接続点14a、ｂおよび18a、ｂもしくは24
a、ｂおよび28a、ｂを具備したDMSブリッジのみ有する
測定センサが生み出す直流電圧が、正確な形で増幅され
たものである。この比較においてさらに考慮すべきは、
２つの抵抗62aおよび62bには、受動的測定センサの出力
抵抗の値の２分の１が正確に与えられねばならないであ
ろうという点である。
RC低域フィルタ60を介して測定センサ１の出力端8aおよ
び8bと連結されている。低域フィルタ60は、不完全なス
イッチと増幅回路によって発生することがある高周波電
圧を抑制する。低域フィルタ60は、直列に接続された２
つの抵抗62aおよび62bと、それらの間に配置されたコン
デンサ65とからなる。低域フィルタ60の出力は、コンデ
ンサ65によって引き出される。低域フィルタタップと連
結されている測定センサ１の出力端8aおよび8bに生じる
電圧は、冒頭に記載した慣用の受動的測定センサ、すな
わち実質的に接続点14a、ｂおよび18a、ｂもしくは24
a、ｂおよび28a、ｂを具備したDMSブリッジのみ有する
測定センサが生み出す直流電圧が、正確な形で増幅され
たものである。この比較においてさらに考慮すべきは、
２つの抵抗62aおよび62bには、受動的測定センサの出力
抵抗の値の２分の１が正確に与えられねばならないであ
ろうという点である。
基本的に、低域フィルタ60も省略して、容量特性およ
び誘導特性を有する（外部回路２と測定センサ１とを連
結する）導線５を低域フィルタとして用いるか、あるい
は外部回路２に低域フィルタを設けることができる。
び誘導特性を有する（外部回路２と測定センサ１とを連
結する）導線５を低域フィルタとして用いるか、あるい
は外部回路２に低域フィルタを設けることができる。
図３は、外部から交流電圧を供給されて、測定信号と
して交流電圧を出力する測定センサ１の回路図を示して
いる。このために、測定センサ１は２つの電源接続点4a
および4bと測定信号接続点8aおよび8bを有している。測
定センサ１は実質的には、補助回路20を有するDMSブリ
ッジ10から同様に構成されるが、ここでは補助回路20は
追加のブリッジ整流器70を有する平衡差動増幅器40とし
て構成されている。したがって、図２の補助回路と比較
すると、ここでは変調器30、復調器40および低域フィル
タ60が省略されているが、その代わりにブリッジ整流器
70が追加されている。接続点4aおよび4bに供給された変
調電源電圧入力は、DMSブリッジ10にはその入力端14aお
よび14bを介して、また整流器70にはその入力端74aおよ
び74bを介して内部的に供給される。整流器70は４つの
ダイオード72から構成されている。整流器70は入力端接
続点74aおよび74bを介して得られた交流電圧信号から直
流電圧を形成し、この直流電圧は２つの出力接続点78a
および78bから平衡差動増幅器40の電圧源分岐線46aおよ
び46bに印加される。整流器70の２つの出力接続点78aお
よび78bには、電源電圧を平滑にするためのコンデンサ7
5が並列に接続されている。
して交流電圧を出力する測定センサ１の回路図を示して
いる。このために、測定センサ１は２つの電源接続点4a
および4bと測定信号接続点8aおよび8bを有している。測
定センサ１は実質的には、補助回路20を有するDMSブリ
ッジ10から同様に構成されるが、ここでは補助回路20は
追加のブリッジ整流器70を有する平衡差動増幅器40とし
て構成されている。したがって、図２の補助回路と比較
すると、ここでは変調器30、復調器40および低域フィル
タ60が省略されているが、その代わりにブリッジ整流器
70が追加されている。接続点4aおよび4bに供給された変
調電源電圧入力は、DMSブリッジ10にはその入力端14aお
よび14bを介して、また整流器70にはその入力端74aおよ
び74bを介して内部的に供給される。整流器70は４つの
ダイオード72から構成されている。整流器70は入力端接
続点74aおよび74bを介して得られた交流電圧信号から直
流電圧を形成し、この直流電圧は２つの出力接続点78a
および78bから平衡差動増幅器40の電圧源分岐線46aおよ
び46bに印加される。整流器70の２つの出力接続点78aお
よび78bには、電源電圧を平滑にするためのコンデンサ7
5が並列に接続されている。
DMSブリッジ10の２つの出力端18aおよび18bは、２つ
の補助回路入力端28aおよび28bを介して、平衡差動増幅
器40の２つの信号入力端44aおよび44bと連結されてい
る。交流電圧増幅器40の２つの出力端48aおよび48bに生
じている増幅差動信号は、先行実施例におけるように、
DMSブリッジ10の合成された入力電圧と同じ周波数と位
相を有する交流電圧である。この出力信号は、２つの出
力端接続点8aおよび8bを介して測定センサの出力端に供
給される。
の補助回路入力端28aおよび28bを介して、平衡差動増幅
器40の２つの信号入力端44aおよび44bと連結されてい
る。交流電圧増幅器40の２つの出力端48aおよび48bに生
じている増幅差動信号は、先行実施例におけるように、
DMSブリッジ10の合成された入力電圧と同じ周波数と位
相を有する交流電圧である。この出力信号は、２つの出
力端接続点8aおよび8bを介して測定センサの出力端に供
給される。
したがって、任意に形成される交流電圧信号が外部か
ら外部回路２により測定センサ１に印加される。その
際、増幅測定信号が測定センサ１の出力端から外部回路
２に帰還される。
ら外部回路２により測定センサ１に印加される。その
際、増幅測定信号が測定センサ１の出力端から外部回路
２に帰還される。
平衡差動増幅器40に対する電源電圧として欠けている
直流電圧が、整流器70によって生成される。整流器70
は、DMSブリッジ10に供給するために印加される、交流
電圧増幅器40に対する変調交流電圧を整流する。
直流電圧が、整流器70によって生成される。整流器70
は、DMSブリッジ10に供給するために印加される、交流
電圧増幅器40に対する変調交流電圧を整流する。
本発明によれば、図２および図３の２つの実施例にお
いて、平衡差動増幅器40が採用される。この場合、少な
くとも３つの長所が提供される。第１に、図２および図
３で個々の構成要素を平衡に配置したことから分かるよ
うに、DMSブリッジ10の差動特性を簡単に再生できる。
第２に、回路全体の一貫して平衡的な差動構造により、
たとえば不完全な電子部品に由来する誤り（たとえばス
イッチ52a、ｂおよび53a、ｂの出力に対する制御信号の
クロストーク）はほぼ制御される。第３に、復調信号に
は、差動形成により誤電圧としての直流電圧が重畳され
ない。
いて、平衡差動増幅器40が採用される。この場合、少な
くとも３つの長所が提供される。第１に、図２および図
３で個々の構成要素を平衡に配置したことから分かるよ
うに、DMSブリッジ10の差動特性を簡単に再生できる。
第２に、回路全体の一貫して平衡的な差動構造により、
たとえば不完全な電子部品に由来する誤り（たとえばス
イッチ52a、ｂおよび53a、ｂの出力に対する制御信号の
クロストーク）はほぼ制御される。第３に、復調信号に
は、差動形成により誤電圧としての直流電圧が重畳され
ない。
２つの実施形態において、受動的測定ブリッジ誤差の
独立した補償は、追加補償抵抗によって達成できる。図
４は、平衡差動増幅器40に追加される抵抗ネットワーク
を示している。この抵抗ネットワークは、実質的に抵抗
ブリッジ80と３つの補助抵抗R3c、R4cおよび87からな
る。抵抗ブリッジ80は、２つのブリッジ入力端84aおよ
び84bと、２つのブリッジ出力端88aおよび88bを有す
る。ブリッジ入力端84aおよび84bは、DMSブリッジ10の
入力端14aおよび14bと並列に接続されている。ブリッジ
出力端88aは抵抗R4cを介して演算増幅器42aの反転入力
端45aにつながり、ブリッジ出力端88bは抵抗R3cを介し
て演算増幅器42bの反転入力端45bに接続されている。抵
抗ブリッジ80は、抵抗R3a、ｂおよびR4a、ｂと温度依存
抵抗85a、ｂから構成されており、抵抗R4aは第１のブリ
ッジ分岐を形成し、抵抗R4bと温度依存抵抗85bは第２の
ブリッジ分岐、抵抗R3bは第３のブリッジ分岐、抵抗R3a
と温度依存抵抗85aは第４のブリッジ分岐を形成してい
る。その際、抵抗ブリッジ80のブリッジ出力端88aは、
第１のブリッジ分岐と第２のブリッジ分岐との間にタッ
プを有し、ブリッジ出力端88bは、第３のブリッジ分岐
と第４のブリッジ分岐との間にタップを有している。温
度依存抵抗87は抵抗２と直列に接続されており、抵抗R1
およびR2と共に平衡差動増幅器40の増幅係数を決定す
る。
独立した補償は、追加補償抵抗によって達成できる。図
４は、平衡差動増幅器40に追加される抵抗ネットワーク
を示している。この抵抗ネットワークは、実質的に抵抗
ブリッジ80と３つの補助抵抗R3c、R4cおよび87からな
る。抵抗ブリッジ80は、２つのブリッジ入力端84aおよ
び84bと、２つのブリッジ出力端88aおよび88bを有す
る。ブリッジ入力端84aおよび84bは、DMSブリッジ10の
入力端14aおよび14bと並列に接続されている。ブリッジ
出力端88aは抵抗R4cを介して演算増幅器42aの反転入力
端45aにつながり、ブリッジ出力端88bは抵抗R3cを介し
て演算増幅器42bの反転入力端45bに接続されている。抵
抗ブリッジ80は、抵抗R3a、ｂおよびR4a、ｂと温度依存
抵抗85a、ｂから構成されており、抵抗R4aは第１のブリ
ッジ分岐を形成し、抵抗R4bと温度依存抵抗85bは第２の
ブリッジ分岐、抵抗R3bは第３のブリッジ分岐、抵抗R3a
と温度依存抵抗85aは第４のブリッジ分岐を形成してい
る。その際、抵抗ブリッジ80のブリッジ出力端88aは、
第１のブリッジ分岐と第２のブリッジ分岐との間にタッ
プを有し、ブリッジ出力端88bは、第３のブリッジ分岐
と第４のブリッジ分岐との間にタップを有している。温
度依存抵抗87は抵抗２と直列に接続されており、抵抗R1
およびR2と共に平衡差動増幅器40の増幅係数を決定す
る。
そのようにして、抵抗R3a、ｂ、ｃおよびR4a、ｂ、ｃ
は温度依存抵抗85a、ｂと共に、DMSブリッジ10の零点を
補償する。その際、さらに温度依存抵抗85a、ｂは、DMS
ブリッジ10と平衡差動増幅器40の温度に依存した零点ず
れを補償し、温度依存抵抗87はDMSブリッジ出力信号と
平衡差動増幅器40の増幅係数の温度変動を補償する。こ
の補償は、交流電圧源または直流電圧源および交流電圧
増幅または直流電圧増幅に対するのと同一である。
は温度依存抵抗85a、ｂと共に、DMSブリッジ10の零点を
補償する。その際、さらに温度依存抵抗85a、ｂは、DMS
ブリッジ10と平衡差動増幅器40の温度に依存した零点ず
れを補償し、温度依存抵抗87はDMSブリッジ出力信号と
平衡差動増幅器40の増幅係数の温度変動を補償する。こ
の補償は、交流電圧源または直流電圧源および交流電圧
増幅または直流電圧増幅に対するのと同一である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−65592（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−270929（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−210443（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−372829（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−165987（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−209103（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−106458（ＪＰ，Ｕ) 特表 平８−502126（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01L 1/22 G01G 3/142 G01B 7/18
Claims (10)
- 【請求項１】ユニット式ひずみゲージセンサ装置であっ
て、 ａ）前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）を外
部直流電流源に接続するための手段（4a、4b）と、 ｂ）前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）の一
部を構成する少なくとも１つのひずみゲージ（15）を含
むひずみゲージ部と、 ｃ）前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置（１）の一
部を構成する補助回路（20）と、前記補助回路は、前記
ひずみゲージ部の出力（18a、18b）に電気的に接続さ
れ、前記ひずみゲージ部の出力を増幅するための増幅器
（40）と、前記ひずみゲージ部の入力（14a、14b）に電
気的に接続され、前記ひずみゲージ部に交流電圧を供給
するための変調器（30）と、前記増幅器により増幅され
たひずみゲージ部の出力を復調して直流電圧を生成する
復調器（50）とを包含していることと、 前記変調器（30）は方形波ジェネレータ（32）を含み、 前記復調器（50）は、４つの電子オン／オフスイッチ
（52a、52b、53a、53b）、又は２つの電子切換スイッチ
のいずれかを有するブリッジ整流器を含み、 前記復調器（50）は、前記変調器（30）と電気的に接続
され、前記変調器（30）の方形波信号に応答して前記復
調器（50）の対応する４つの電子オン／オフスイッチ
（52a,52b、53a,53b）又は２つの電子切換スイッチを周
期的に動作させることとを備えるユニット式ひずみゲー
ジセンサ装置。 - 【請求項２】前記ひずみゲージ部は、相互に接続された
複数のひずみゲージを有するひずみゲージブリッジ（1
0）を備える請求項１に記載のユニット式ひずみゲージ
センサ装置。 - 【請求項３】前記補助回路（20）は、前記復調器（50）
の出力（58a、58b）に接続されたRC低域フィルタ（60）
を含む請求項１又は２に記載のユニット式ひずみゲージ
センサ装置。 - 【請求項４】前記増幅器（40）は、平衡差動増幅器を含
む請求項１〜３のいずれか１項に記載のユニット式ひず
みゲージセンサ装置。 - 【請求項５】前記平衡差動増幅器（40）は、出力（48
a、48b）に接続された２つの増幅器（42a、42b）と、前
記出力（48a、48b）に接続され、温度に起因する増幅係
数の変動とひずみゲージの出力信号の誤差とを補償する
ための温度依存抵抗（87）とを含む請求項４に記載のユ
ニット式ひずみゲージセンサ装置。 - 【請求項６】前記ひずみゲージブリッジ（10）は、２つ
の電源電圧入力（14a、14b）を有しており、前記ユニッ
ト式ひずみゲージセンサ装置は、前記ひずみゲージブリ
ッジ（10）の各々の電源電圧入力（14a、14b）と、各々
の電源電圧との間に接続された抵抗（35a、35b）を更に
備えている請求項３〜５のいずれか１項に記載のユニッ
ト式ひずみゲージセンサ装置。 - 【請求項７】前記ひずみゲージ部（10）と前記補助回路
（20）との組み合わせによって、受動的ひずみゲージセ
ンサが模擬される請求項１〜６のいずれか１項に記載の
ひずみゲージセンサ装置。 - 【請求項８】前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置
（１）を外部直流電流源に接続するための手段は、２つ
の電気的接続点（4a、4b）を含み、前記ユニット式ひず
みゲージセンサ装置（１）の出力信号は、２つの付加的
な電気的接続点（8a、8b）に存在している請求項７に記
載のユニット式ひずみゲージセンサ装置。 - 【請求項９】前記補助回路（20）は、ハイブリッド構造
としてセラミックベース上に構成されている請求項１〜
８のいずれか１項に記載のユニット式ひずみゲージセン
サ装置。 - 【請求項１０】前記ユニット式ひずみゲージセンサ装置
（１）の出力に、アナログ・デジタルコンバータ及びマ
イクロプロセッサのいずれか一つ又は両方が電気的に接
続されている請求項１〜９のいずれか１項に記載のユニ
ット式ひずみゲージセンサ装置。
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