JPH10327025A

JPH10327025A - 広帯域増幅器回路を含む装置

Info

Publication number: JPH10327025A
Application number: JP10123540A
Authority: JP
Inventors: Patrick Jean; パトリック、ジャン; Isabelle Rousseau; イザベル、ルーソー
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-05-07
Filing date: 1998-05-06
Publication date: 1998-12-08
Also published as: DE69826759D1; EP0877478B1; EP0877478A1; FR2763183A1; DE69826759T2; US6118991A

Abstract

(57)【要約】【課題】増幅器トランジスタおよび負荷トランジスタ
の一致度に敏感でなく、大規模に連続して製造される装
置に含むことができる可能性をもたらす等の利点を有す
る広帯域増幅器を含む装置を提供する。【解決手段】本発明による装置は、広帯域増幅器回路
を含む装置である。この増幅器回路は、増幅器として配
置された低位トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２）および負荷と
して配置された高位トランジスタ（Ｔ’１、Ｔ’２）を
有する少なくとも２つの電界効果型トランジスタ段を備
えている。第１段以外の所与の段（Ｔ２）の出力信号
（２）は、前記所与の段の前段の少なくとも前記高位ト
ランジスタ（Ｔ’１）を備えているフィードバック分岐
を介して、それ自身の入力（１）にフィードバックされ
るようにされている。利用分野は、電気通信装置の分野
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、広帯域増幅器回路
を含む装置に関する。

【０００２】本発明は、コードレスおよびコードを有す
るものの双方またはいずれか一方の電気通信の受信装置
および送信装置の双方またはいずれか一方を製造する分
野にその利用を見出す。

【０００３】

【従来の技術】広帯域増幅器は、刊行物「ＩＥＥＥジャ
ーナル・オブ・ソリッド・ステート・サーキット（IEEE
JOURNAL OF SOLID STATE CIRCUITS）」の１９８１年１
２月号の第ＳＣ−１６巻第６号（VOL. SC-16, NO.6）の
John A. ARCHER、Herbert P. WEIDLICHほかの「ＧａＡ
ｓモノリシック低雑音広帯域増幅器（GaAs Monolithic
Low-noise Broadband Amplifier）」によりすでに公知
である。

【０００４】この刊行物は、ＧａＡｓ（ガリウム砒素）
モノリシック集積回路を形成する広帯域増幅器を開示し
ている。この増幅器回路は、増幅器トランジスタおよび
負荷トランジスタをそれぞれ有する２つの段を備えてい
る。これらのトランジスタはすべて、ゲート・ソース間
バイアス電圧がない時は、通常、オン状態であるタイプ
のものである。平衡電圧は、増幅器トランジスタと負荷
トランジスタの類似度に強く依存するので、これらのト
ランジスタは、各段で同一であり、かつ、ゼロのゲート
・ソース間電圧のバイアスがかけられている。この目的
のために、一方で、増幅器トランジスタのソースは接地
され、それらのゲートは抵抗器を介して接地されてお
り、他方で、負荷トランジスタのソースおよびゲート
は、相互接続され、かつ、増幅器トランジスタのドレイ
ンに接続されている。この回路は、さらに、各段におい
てフィードバック抵抗器を含み、このフィードバック抵
抗器は、前記段の増幅器トランジスタのドレインとゲー
トとの間に接続されている。この回路では、各増幅器ト
ランジスタのドレインにおいて利用可能な電圧が、増幅
器トランジスタと負荷トランジスタの一致度にきわめて
敏感であることが見出されている。このことは、この回
路が大規模に連続して製造される場合に、これらの状況
下では、トランジスタの特性が一般にばらつくので、問
題となってくる。したがって、このリスクが製造損失と
なる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、さま
ざまな問題を解決する広帯域増幅器回路、その中でも特
に、増幅器トランジスタと負荷トランジスタの一致度に
敏感でなく、大規模に連続して製造される装置に含むこ
とができる可能性をもたらし、単純なバイアス手段によ
ってトランジスタにバイアスをかけることを可能にする
ための非常に大きな直流利得を有し、非常に平坦な周波
数応答を有する、広帯域増幅器を含む装置を提供するこ
とにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明によると、これら
の問題は、広帯域増幅器回路を含む装置であって、前記
増幅器回路が、増幅器として配置された低位トランジス
タおよび負荷として配置された高位トランジスタを有す
る少なくとも２つの電界効果型トランジスタ段を備え、
第１段以外の所与の段の出力信号が、前記所与の段の前
段の少なくとも前記高位トランジスタを備えているフィ
ードバック分岐を介してそれ自身の入力にフィードバッ
クされる装置によって解決される。

【０００７】この装置は、とりわけ、温度の関数として
の増幅器の利得の変動が、公知の増幅器に通常見られる
変動に比べると極端に小さく、かつ、製造段階における
回路素子の特性のばらつきの関数としてのその利得の変
動が、非常に小さいという利点を有する。

【０００８】本発明のこれらの特徴および他の特徴は、
以下の発明の実施の形態を参照することにより、明らか
であり、また、明らかにされる。

【０００９】

【発明の実施の形態】図１を参照すると、一例として与
えられる第１の実施の形態が示されている。この第１の
実施の形態において、増幅器回路１００は、３つの直列
接続された増幅器段を備えている。これらの３つの段
は、グラウンドと直流電圧供給源ＶＤＤとの間に接続さ
れた低位トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３および高位トラ
ンジスタＴ’１、Ｔ’２、Ｔ’３をそれぞれ備えてい
る。これらのトランジスタは、それぞれゲート電極、ソ
ース電極およびドレイン電極を有する電界効果型トラン
ジスタである。前記低位トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３
は、増幅器の機能を有し、ゲート・ソース間バイアス電
圧がない時にオフ状態であるＮ−ＯＦＦと呼ばれるタイ
プのものである。前記高位トランジスタＴ’１、Ｔ’
２、Ｔ’３は、負荷の機能を有し、ゲート・ソース間バ
イアス電圧がない時にオン状態であるＮ−ＯＮと呼ばれ
るタイプのものである。Ｎ−ＯＦＦトランジスタである
低位トランジスタとＮ−ＯＮトランジスタである高位ト
ランジスタとの相違は、本発明の重要な技術的特徴であ
る。

【００１０】図１に示す回路において、第１増幅器段
は、低位Ｎ−ＯＦＦトランジスタＴ１を備えている。ト
ランジスタＴ１のソースは、接地されている。トランジ
スタＴ１のゲートは、直流分離コンデンサＣ１を介して
接続点ＩＮＰにおいて交流入力信号を受信する。トラン
ジスタＴ１のドレインは、接続点１において高位Ｎ−Ｏ
ＮトランジスタＴ’１のソースに接続されている。負荷
として働くこの高位Ｎ−ＯＮトランジスタＴ’１は、直
流電力供給源ＶＤＤに接続されたドレインと、接続点１
において低位トランジスタＴ１のドレインに接続された
ソースとを有する。さらに、抵抗器Ｒ４、Ｒ５は、低位
トランジスタＴ１のドレイン１、ゲートおよび接地され
たソースの間に抵抗器ブリッジとして配置され、そのゲ
ートのバイアスを保証している。

【００１１】図１に示す回路において、第２増幅器段
は、低位Ｎ−ＯＦＦトランジスタＴ２を備えている。ト
ランジスタＴ２のソースは、接地されている。トランジ
スタＴ２のゲートは、第１段の交流出力信号を受信す
る。この交流出力信号は、接続点１において利用可能で
あり、自己誘導素子Ｌ１および直流分離コンデンサＣ２
を介して低位トランジスタＴ２の前記ゲートに与えられ
る。高位トランジスタＴ’２は、負荷として働き、直流
電力供給源ＶＤＤに接続されたドレインと、自己誘導素
子Ｌ２を介して低位トランジスタＴ２のドレインに接続
されたソースとを有する。自己誘導素子Ｌ２は、トラン
ジスタＴ’２のソースに接続された接続点２’とトラン
ジスタＴ２のドレインに接続された接続点２との間に配
置されている。バイアス抵抗器Ｒ６、Ｒ７は、低位トラ
ンジスタＴ２のドレイン２、ゲートおよび接地されたソ
ースの間に抵抗器ブリッジとして配置され、そのゲート
のバイアスを保証している。

【００１２】さらに、抵抗器Ｒ１は、第２段の高位トラ
ンジスタＴ’２のソース２’と第１段の高位トランジス
タＴ’１のゲートとの間に接続され、これにより、接続
点２において低位トランジスタＴ２のドレインで利用可
能な第２段の出力信号は、前記自己誘導素子Ｌ２、前記
抵抗器Ｒ１および第１段の前記高位トランジスタＴ１を
介して、接続点１において第１段の低位トランジスタＴ
１のドレインに導かれる。

【００１３】このように、第１段のこの高位トランジス
タＴ’１は、部分的に能動的な負荷機能を有し、部分的
にフィードバック機能を有する。この高位トランジスタ
Ｔ’１は、一方で、Ｌ２およびＲ１を含むフィードバッ
ク・ループの一部を形成し、他方で、低位トランジスタ
Ｔ１の負荷を形成する。この負荷は、接続点２において
利用可能な第２段の出力信号によって制御される。

【００１４】図１に示す回路において、第３段は、低位
Ｎ−ＯＦＦトランジスタＴ３を備えている。トランジス
タＴ３のソースは、接地されている。トランジスタＴ３
のゲートは、第２段の交流出力信号を受信する。この交
流出力信号は、接続点２において利用可能であり、一方
で、第２段の接続点２と２’との間に配置された前記自
己誘導素子Ｌ２を介して、他方で、直流分離コンデンサ
Ｃ３を介して、低位トランジスタＴ３の前記ゲートに与
えられる。高位トランジスタＴ’３は、直流電力供給源
ＶＤＤに接続されたドレインと、低位トランジスタＴ３
のドレインに接続されたソースとを有する。バイアス抵
抗器Ｒ１０、Ｒ９は、低位トランジスタＴ３のドレイン
３、ゲートおよび接地されたソースの間に抵抗器ブリッ
ジとして配置され、そのゲートのバイアスを保証してい
る。留意されるものとして、Ｌ１のような段間の自己誘
導素子の代わりに直列配置された自己誘導素子Ｌ２によ
って信号が第３段から引き出されるという事実によって
引き起こされる特有の現象がある。この特有の現象によ
り、増幅器のより平坦な周波数応答を得ることが可能と
なる。

【００１５】さらに、高位トランジスタＴ’３は、その
ソースに直接接続されたゲートを有し、慣用技術の意味
において、低位トランジスタＴ３の実能動負荷を形成す
る。その上、抵抗器Ｒ３は、低位トランジスタＴ３のド
レイン３と高位トランジスタＴ’２のゲートとの間に接
続されている。接続点３において低位トランジスタＴ３
のドレインで利用可能な第３段の出力信号は、前記抵抗
器Ｒ３および第２段の前記高位トランジスタＴ’２を介
して、接続点２において第２段の低位トランジスタＴ２
のドレインに返される。

【００１６】したがって、第２段のこの高位トランジス
タＴ’２は、部分的に負荷の機能を有し、部分的にフィ
ードバックの機能を有する。この高位トランジスタＴ’
２は、一方で、Ｒ３およびＬ２を含むフィードバック・
ループの一部を形成し、他方で、低位トランジスタＴ２
の負荷を形成する。この負荷は、接続点３において利用
可能な第３段の出力信号によって制御される。第３段と
第２段との間の帰還率は、電圧分割器を形成する抵抗器
ブリッジＲ３、Ｒ’３によって制御されるので、正確に
は１に等しくない。したがって、この帰還率は、増幅器
に適したカット・オフ周波数を得るために、これらの抵
抗器の値の関数として調整される。他方、第１段に対す
る第２段の帰還率は、第１段の負荷を実現することによ
って制御される。

【００１７】最終段Ｔ３は、たとえば、第３段に接続さ
れるフィードバックを提供するための第４段が存在しな
い場合には、純粋な能動負荷を有する。考察中の段の低
位トランジスタのドレイン・バイアス電圧を決定し、ま
た、他の増幅器段の低位トランジスタのドレイン・バイ
アス電圧をも決定する実能動負荷を備えた少なくとも１
つの増幅器段を有することは、この増幅器回路の処理に
とって好都合である。本発明を一般化すると、増幅器回
路は、第２段が第１段にリンクされたフィードバックを
生成する少なくとも２つの連続する増幅器段を有する。
したがって、上述した例において、２つの第１段は、フ
ィードバックの役割をも持った負荷を有する。このよう
なフィードバック・ループの機能は、所与の段のドレイ
ンにおいて利用可能な逆相の信号を、前記所与のトラン
ジスタのゲートへこの信号を再度与えることを可能にす
るために、前段のトランジスタのドレインへ導くことで
ある。したがって、第２段のトランジスタでは、ゲート
に、前記トランジスタのドレインから到来する信号であ
って、前記ゲートに通常到着する信号と比較すると逆相
になっている信号が供給される。さらに、接続点１にお
ける低位トランジスタＴ１のドレインの出力は、低位ト
ランジスタＴ２の入力であるそのゲートに送信される。
続いて、低位トランジスタＴ２の出力信号は、フォロワ
・トランジスタとして働く高位トランジスタＴ’１を介
してこの同じトランジスタＴ２の入力に再送信される。
オン・モードでは、低位トランジスタＴ１は、その入力
ＩＮＰに運ばれる信号を増幅するが、フィードバック・
モードでは動作しない。また、このフィードバックは、
第１段の出力に与えられる。２つの段Ｔ１、Ｔ’１およ
びＴ２、Ｔ’２によってそれぞれ形成されるこのような
回路は、平坦な利得の増幅器を形成する。

【００１８】増幅器回路１００のフィードバック配置で
は、高い周波数および低い周波数の異なるフィードバッ
クが提供されてもよい。この目的のために、周波数が増
加すると、静電容量と等価な入力インピーダンスが負荷
を伴うＲＣフィルタを形成するので、増幅器の利得が自
然に減少するという事実が考慮される。回路のさまざま
な素子の値が、当業者に公知の精密な方法で計算される
と、さまざまな段のフィードバック値のマトリックスが
得られる。したがって、フィードバックがＢＦにおいて
高く、ＨＦにおいて高くないような前記素子の値を提供
することが好都合である。その結果は、増幅器回路が、
より広い周波数帯域幅にわたってより平坦な利得を示す
という利点となる。ＨＦにおけるフィードバックを減少
させるために、フィードバック信号が、完全に逆相の値
として到着しないが、別のあらかじめ定められた位相差
を有する、たとえば、直角位相の値として到着する段を
構成するための素子の値を計算することが好都合であ
る。

【００１９】図１に示す回路において、第１段に対する
第２段の帰還率は、減衰の意味で１に近い。しかし、こ
の率１は、実際の率ではない。なぜならば、そうでない
ならば、増幅器はいかなる利得も示さず、そのような場
合はないからである。図１の第１段と第２段との間の帰
還率は、高位トランジスタＴ’１およびＴ’２の相互コ
ンダクタンスに依存する。

【００２０】抵抗器Ｒ１は、高位トランジスタＴ’１の
入力静電容量とともに、通過帯域を改善するために制御
される低域通過ＲＣフィルタを形成することが留意され
る。他方、自己誘導素子Ｌ１およびＬ２は、低位トラン
ジスタの入力コンデンサに一致させられる。

【００２１】図２を参照すると、図１の平坦な利得の増
幅器１００は、第１段の高位トランジスタが共通のドレ
インおよびソースを有する２つのトランジスタに分けら
れているという点で変形されている。これらの２つのト
ランジスタのうちの１つ、Ｔ’１で示されるものは、図
１のトランジスタＴ’１とまったく同様に配置され、図
２の回路の場合には、上述したフィードバックに関与す
る機能のみを有する。これらの２つのトランジスタのう
ちのＴ”１で示される第２のものは、負荷の機能のみを
有し、したがって、そのゲートは、そのソースに接続さ
れている。さらに、図２のこの回路において、すべての
低位トランジスタは、高位トランジスタのタイプとは異
なるタイプのものである。正の電力供給源ＶＤＤに対し
て、低位トランジスタはＮ−ＯＦＦタイプのものであ
り、高位トランジスタはＮ−ＯＮタイプのものである。
正の電力供給源ＶＤＤの使用は、回路１００が、電池に
よって電力供給される携帯型またはコードレスの装置に
含まれる場合に特に好都合である。

【００２２】図２の回路において、帰還率は、フィード
バック・トランジスタＴ’１のサイズに依存する。好都
合な例では、トランジスタＴ’１およびＴ”１のサイズ
はほぼ同じであり、この場合に、帰還率は０．５に近
い。図１および図２の増幅器回路１００の利点は、直流
利得が非常に高く、約１０であるということである。こ
れにより、抵抗器ブリッジによって形成される単純な手
段を用いて段のバイアスを実現することが可能となる。

【００２３】図１および図２の回路は、同じタイプの高
位および低位トランジスタにより機能することができる
であろうが、それらは、実質的な利得を有しないであろ
う。図３を参照すると、図２の増幅器回路１００は、数
Ｈｚから３ＧＨｚの間で約３５ｄＢの平坦な利得Ｇを示
し、５ＧＨｚまでは２０ｄＢより高い利得を示してい
る。この回路は、同じ周波数レンジＦにおいて、低く、
かつ、非常に一定の雑音指数Ｂを示している。

【００２４】上述した増幅器回路１００は、電気通信装
置に含まれる。例として、図４は、無線周波受信装置を
示している。この装置は、アンテナ９８から到来する信
号ＲＦを受信し、増幅器１００の入力ＩＮＰに接続され
る無線周波フィルタ９９と、ＯＵＴで示される出力を有
する増幅器回路１００と、その入力において、増幅器１
００の出力信号ＯＵＴおよび局部発振器１０２の信号Ｌ
Ｏを受信し、中間周波数ＩＦを有する出力信号を生成す
るミキサ１０１とを備えている。このような増幅器回路
１００を含む装置は、他の利点の中でも特に、周波数の
関数および温度の関数としてのばらつきをほとんど示さ
ず、非常に一定の雑音指数を示す。

【図面の簡単な説明】

【図１】増幅器回路の第１の実施の形態を示す。

【図２】増幅器回路の第２の実施の形態を示す。

【図３】利得曲線Gおよび雑音指数曲線Ｂを周波数Ｆの
関数として示す。

【図４】このような増幅器回路を含む電気通信装置を示
す。

【符号の説明】

Ｔ１、Ｔ２低位トランジスタＴ’１、Ｔ’２高位トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】広帯域増幅器回路を含む装置であって、前記増幅器回路が、増幅器として配置された低位トラン
ジスタ（Ｔ１、Ｔ２）および負荷として配置された高位
トランジスタ（Ｔ’１、Ｔ’２）を有する少なくとも２
つの電界効果型トランジスタ段を備え、第１段以外の所与の段の出力信号が、前記所与の段（Ｔ
２）の前段の少なくとも前記高位トランジスタ（Ｔ’
１）を備えているフィードバック分岐を介して、それ自
身の入力にフィードバックされる、装置。
【請求項２】前記増幅器回路の前記高位トランジスタ
（Ｔ’１、Ｔ’２）が、前記低位トランジスタ（Ｔ１、
Ｔ２）と異なるタイプのものである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】前記フィードバック分岐に加わっている前
記前段の前記高位トランジスタ（Ｔ’１）が、負荷機能
およびフィードバック機能を保証する単一のトランジス
タである、請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】前記前段の前記高位トランジスタが、前記
フィードバック分岐に加わっている第１のトランジスタ
部分（Ｔ’１）と負荷機能を保証する第２のトランジス
タ部分（Ｔ’２）を有する二重のものである、請求項１または２に記載の装置。
【請求項５】自己インピーダンス素子（Ｌ１、Ｌ２）
が、前記フィードバック分岐（群）に含まれ、かつ、前
記増幅器のより平坦な周波数応答を保証するために、前
記低位トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２）の入力インピーダン
スに一致させられている、請求項１から４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項６】抵抗器ブリッジ（Ｒ４、Ｒ５；Ｒ６、Ｒ
７；Ｒ１０、Ｒ９）が、ゲートのバイアスを保証するた
めに、前記低位トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３）のド
レイン、ゲートおよび接地されたソースの間に挿入され
ている、請求項１から５のいずれか１項に記載の装置。
【請求項７】フィードバック分岐によって接続された２
つの連続した段（Ｔ１、Ｔ２）、および、高位トランジ
スタによって形成された実能動負荷（Ｔ’３）を有する
１つの段（Ｔ３）を備えた、３つの増幅器段（Ｔ１、Ｔ
２、Ｔ３）を有する、請求項１から６のいずれか１項に記載の装置。
【請求項８】電圧分割器（Ｒ３、Ｒ’３）である抵抗器
ブリッジが、帰還率を制御するためにフィードバック分
岐に挿入される、請求項７に記載の装置。
【請求項９】請求項１から８のいずれか１項に記載の装
置を備えていることを特徴とする電気通信装置。
【請求項１０】請求項１から８のいずれか１項に記載の
装置を含む無線周波受信装置であって、前記広帯域増幅器回路（１００）に加えて、アンテナ（９８）から到来する信号（ＲＦ）を受信し、
かつ、前記増幅器（１００）の入力（ＩＮＰ）に接続さ
れる無線周波フィルタ（９９）と、前記増幅器（１００）の出力信号（ＯＵＴ）および局部
発振器（１０２）の信号（ＬＯ）を受信し、中間周波信
号（ＩＦ）を生成するミキサ回路（１０１）と、を備えている無線周波受信装置。