JPH11355007A

JPH11355007A - マイクロ波・ミリ波回路

Info

Publication number: JPH11355007A
Application number: JP34518698A
Authority: JP
Inventors: Takashi Inoue; 隆井上
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1998-04-07
Filing date: 1998-12-04
Publication date: 1999-12-24

Abstract

(57)【要約】【課題】動作領域に影響を与えずに、中間周波数の信
号を十分に抑制する。【解決手段】特性インピーダンスＺ0の伝送路に接続
されたＤＣカット用のキャパシタ1（容量値Ｃ1）の両端
に、特性インピーダンスＺ（Ｚ＞Ｚ0）の伝送線路4及び
7と、容量値Ｃ2（Ｃ2＞Ｃ1）のキャパシタ5と、実抵抗6
を直列接続した回路を接続する。ＤＣを含めて比較的低
い周波数は、キャパシタ1及びキャパシタ2で阻止され
る。中間の周波数（20〜40GHz）は、キャパシタ1では阻
止となるが、キャパシタ5では通過となり、抵抗Ｒでダ
ンピングされる。動作周波数（76GHz帯）は、キャパシ
タ1では通過となるが、これに並列接続された回路部分
は伝送線路4、7が高インピーダンス線路なのでインダク
タンスとして働いてこの周波数帯の信号は阻止され、こ
の分岐回路が動作周波数に影響を及ぼすことはない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマイクロ波・ミリ波
回路に関し、特に、マイクロ波帯あるいはミリ波帯用の
フィルタ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、マイクロ波・ミリ波集積回路を構
成する場合、増幅器などに用いるＤＣカット用回路とし
ては、図５に示すように、単純にキャパシタ（キャパシ
タンスＣ₀）のみからなる構成が用いられてきた。すな
わち、特性インピーダンスＺ₀（例えば５０Ω）の伝送
線路１、２の間にキャパシタ１２（キャパシタンスＣ）
を直列に接続した構成となっている。

【０００３】この構成は単純かつ小型であり、キャパシ
タンスＣ₀の値を適当な値に設定することによって、マ
イクロ波領域でも１０ＧＨｚ位まではハイパス・フィル
タ、低周波阻止フィルタとして十分に機能させることが
できる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、例えば、６
０ＧＨｚ帯、７６ＧＨｚ帯などのミリ波領域の能動回
路、特に多段増幅器を構成する場合には、このような単
純なキャパシタだけのＤＣカット（及びハイパスつまり
低周波阻止）フィルタでは、動作領域（６０ＧＨｚ帯、
７６ＧＨｚ帯）の信号に影響を与えることなく、２０〜
４０ＧＨｚの中間周波数の信号を十分に抑制することは
困難である。

【０００５】そのため、高出力をねらったミリ波帯能動
回路、特に多段高出力増幅器を構成する場合には、中間
周波数領域におけるルート伝送線路を介しての不要な段
間干渉を十分に阻止することができず、また、中間周波
数領域での増幅器の安定性を十分に確保することができ
ないという問題があった。

【０００６】本発明は、前記の問題点に鑑み、ミリ波帯
能動回路、特に多段高出力増幅器を構成する場合に好適
なＤＣカットフィルタ回路を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、ルート伝送線
路に接続されるＤＣカット（低周波阻止）フィルタ用の
キャパシタと並列に、動作周波数帯域の略１／２の周波
数帯域をダンプして減衰させる回路を接続することを特
徴とするものである。

【０００８】具体的には、前記ＤＣカット用のキャパシ
タと並列に、ルート伝送路の特性インピーダンスよりも
大きい特性インピーダンスを有する伝送路と、前記ＤＣ
カット用のキャパシタよりも大きいキャパシタンスを有
する第２のキャパシタと、ダンピング用の実抵抗とから
なる直列回路を分岐回路として接続したことを特徴とし
ている。

【０００９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明のフィルタ回路の
第１の実施の形態を示すものであり、本発明の第１の実
施の形態では、前述の従来技術におけるキャパシタ１
（キャパシタンスＣ₁）の両端に、特性インピーダンス
Ｚ（Ｚ＞Ｚ₀）の伝送線路４および７と、キャパシタン
スＣ₂（Ｃ₂＞Ｃ₁）のキャパシタ５と、実抵抗６を直列
接続した回路が並列に接続される。

【００１０】図１のフィルタ回路では、まずＤＣを含め
て比較的低い２０ＧＨｚ位までの周波数は、キャパシタ
１及びキャパシタ２が信号の阻止を行う。また、中間周
波数（２０から４０ＧＨｚ）においては、キャパシタ１
は容量が比較的小さいので信号阻止となるが、キャパシ
タ５は容量が比較的大きく設定されているために信号通
過となり、中間周波数の信号は抵抗Ｒでダンピングされ
ることになる。

【００１１】一方、増幅器等の動作にとって肝心の最も
高い周波数（６０ＧＨｚあるいは７６ＧＨｚ帯）におい
ては、キャパシタ１は低インピーダンスとなってルート
伝送線路と共にインピーダンスＺ₀のインピーダンス整
合線路を形成して信号通過となるが、これに並列接続さ
れた回路部分は伝送線路４、７が高インピーダンス線路
なのでインダクタンスとして働いてこの周波数帯の信号
阻止する（つまりオープンになる）ので、この分岐回路
が動作周波数に影響を及ぼすことはない。ここで、特
に、キャパシタ１の両端の伝送線路１，２の特性インピ
ーダンスをルート伝送線路の特性インピーダンス
（Ｚ₀）より大きくすると、ルート伝送線路のインピー
ダンスとキャパシタ１のインピーダンス（＞Ｚ₀）との
整合を段階的にとることができ、フィルタの挿入損失を
低減するのに有効である。

【００１２】図２は、本発明のフィルタ回路の第２の実
施の形態を示すものであり、図１の回路構成において、
キャパシタ５を省いて簡略化したものである。機能のう
えでは図１の回路構成において、キャパシタ５のキャパ
シタンス値が比較的大きい場合に相当する。この実施の
形態は、フィルタがＤＣカットの機能をもたなくてもよ
いときに使用することができ、回路を小型化することが
できる。

【００１３】図３は、本発明のフィルタ回路の第３の実
施の形態を示すものであり、図１の回路構成において、
分岐回路を複数（図では２個）並列に接続して構成した
ものである。すなわち、図３においては、従来技術にお
けるキャパシタ１（キャパシタンスＣ₁）の両端に、特
性インピーダンスＺ（Ｚ＞Ｚ₀）の伝送線路８および１
１と、キャパシタンスＣ₃（２Ｃ₃＞Ｃ₁）のキャパシタ
９と、実抵抗１０を直列接続した回路が２個並列に接続
される。したがって図１の回路と同様の作用効果を有し
ている。図３の回路を図１の回路と同じ特性をもたせる
ように設計すると、キャパシタ９のキャパシタンスＣ₃
＜キャパシタ５のキャパシタンスＣ₂抵抗１０の抵抗値
Ｒ₂＞抵抗６の抵抗値Ｒ₁となり、回路の製造プロセス上
の問題で、１個のキャパシタで比較的大きな容量のキャ
パシタンスをもたせにくいときや、１個の抵抗器で比較
的小さな抵抗値をもたせにくいときには、図３の回路構
成に基づくフィルタ回路の方が図１の回路構成に基づく
フィルタ回路よりも実現しやすい。

【００１４】図４は、本発明のフィルタ回路の第４の実
施の形態を示すものであり、図３の回路構成において、
回路構成においてキャパシタ９を省いて簡略化したもの
である。機能のうえでは図３の回路構成においてキャパ
シタ９のキャパシタンス値が比較的大きい場合に相当す
る。図２の場合と同様に、フィルタがＤＣカットの機能
をもたなくてもよいときに使用することができ、回路を
小型化することができる。

【００１５】図６は、本発明のフィルタ回路を１段増幅
器に適用した実施の形態を示すものであり、入力信号
は、本発明のフィルタ回路１４を介して増幅器１３に入
力され、増幅される。フィルタ回路１４としては、図１
ないし図４に示されているフィルタ回路のいずれかが使
用される。また、フィルタ回路１４は、増幅器１３の出
力端子側あるいは入出力端子の両方に接続することもで
きる。この実施の形態では、本発明のフィルタ回路の効
果によって、動作周波数（６０ＧＨｚ、７６ＧＨｚ帯な
ど）での利得などの肝心の特性を劣化させることなく、
増幅器等の安定性が増大する。

【００１６】図７は、本発明のフィルタ回路を多段増幅
器に適用した実施の形態を示すものであり、縦続接続さ
れた増幅器１５、１６、１７の入力端、段間及び出力端
に本発明によるフィルタ回路１４が接続されている。こ
の実施の形態では、本発明のフィルタ回路の効果によっ
て、動作周波数（６０ＧＨｚ、７６ＧＨｚ帯など）での
利得などの肝心の特性を劣化させることなく、増幅器等
の安定性が増大するとともに、中間周波数（２０から４
０ＧＨｚ）における不要な段間干渉を阻止することがで
きる。

【００１７】なお、図７においては、縦続接続された増
幅器１５、１６、１７の入力端、段間及び出力端の全て
に本発明によるフィルタ回路１４を接続しているが、必
ずしも入力端、段間及び出力端の全てに接続する必要は
なく、一部にのみ接続しても本発明の作用効果を得るこ
とはできる。

【００１８】

【実施例】次に、本発明のフィルタ回路及び該フィルタ
回路を適用した能動回路の具体例について説明する。

【００１９】能動回路として、ＧａＡｓ系ＭＭＩＣ（マ
イクロ波モノリシック集積回路）で作製した増幅器を用
いた。ＧａＡｓ基板の比誘電率は１２．６である。基板
厚は４０μｍで配線厚は２μｍとした。伝送線路には金
薄膜を利用したマイクロストリップ線路を用いた。

【００２０】本ＭＭＩＣでは、配線巾が３０μｍのとき
伝送線路の特性インピーダンスはルート伝送線路の特性
インピーダンスと同じ５０Ωである。実抵抗にはエピタ
キシャル抵抗を用い、キャパシタには金属−絶縁体−金
属（ＭＩＭ）構造を用いた。能動素子には、ゲート長
０．１５μｍのＴ型ゲートＡｌＧａＡｓ／ＩｎＧａＡｓ
ヘテロ接合電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた。

【００２１】ここでは前述のフィルタ回路や能動回路の
代表として、７６ＧＨｚのミリ波Ｗ帯を動作周波数とし
てもつ図１のフィルタと、このフィルタを適用した１段
及び３段高出力増幅器を取り上げて説明する。図８は、
図１に該当する本発明のフィルタを基板上に集積回路と
して構成した場合の具体的数値を示している。図８にお
いて、Ａ点、Ｂ点が、特性インピーダンス５０Ωのルー
ト伝送線路に接続される接点である。伝送線路１９、２
０は線幅３０μｍで、特性インピーダンスが５０Ωとな
っている。

【００２２】図９は、図８の回路における分岐回路の伝
送線路２１、２４の線幅をＷ＝５μｍ、線路長をＬ＝６
５μｍとしたときのフィルタの通過特性（Ｓ₁₂）であ
り、分岐回路のキャパシタ２２の値への依存性を示して
いる。本フィルタの中間周波数での信号阻止周波数帯域
は、分岐回路のキャパシタ２２、実抵抗２３、及び分布
定数の伝送線路２１、２４の特性で決定されるが、集中
定数的にはＲＣ時定数で決定されるので、キャパシタ２
２の値は重要である。第９図から、本フィルタの信号阻
止帯域を３８ＧＨｚを中心に設定するならば、キャパシ
タ２２のキャパシタンス値はＣ＝５．０ｐＦあたりが適
当であることがわかる。

【００２３】図１０は、図８の回路における分岐回路の
キャパシタ２２のキャパシタンス値をＣ＝５．０ｐＦ、
伝送線路２１、２４の線路長をＬ＝６５μｍとしたとき
のフィルタの通過特性であり、分岐回路の伝送線路２
１、２４の線幅Ｗへの依存性を示している。本フィルタ
の信号阻止帯域を３８ＧＨｚ付近に設定するのであれ
ば、図１０から、線幅Ｗは、５μｍと高インピーダンス
線路にする方がよいことがわかる。

【００２４】図１１は、図８の回路における分岐回路の
キャパシタ２２のキャパシタンス値をＣ＝５．０ｐＦ、
分岐回路２１、２４の線幅Ｗを５μｍとしたときのフィ
ルタの通過特性であり、分岐回路の伝送線路２１、２４
の線路長Ｌへの依存性を示している。信号阻止帯域は集
中定数近似では分岐回路のＲＣ時定数で決定される。し
かし、本フィルタは分岐回路に分布定数伝送線路を含
み、マイクロ波・ミリ波の領域で動作するものであるの
で、フィルタの通過特性に伝送線路２１、２４の分布定
数的性質が大きく影響する。

【００２５】分岐回路の伝送線路２１、２４の線路長Ｌ
が３０μｍと短いときには、阻止帯域は５０ＧＨｚが中
心の比較的広帯域のものになる。線路長Ｌが１００μｍ
と長いときには、阻止帯域は３０ＧＨｚが中心の比較的
狭帯域のものとなることがわかる。一方、線路長Ｌが６
５μｍのときには、信号阻止中心周波数は３８ＧＨｚ付
近となり、増幅器等の能動回路の動作周波数を７６ＧＨ
ｚと設定する場合には、阻止帯域も適当であり、かつ、
肝心の７６ＧＨｚの動作周波数にはフィルタ回路は影響
を及ぼさず、７６ＧＨｚの１／２付近の周波数の不要な
信号を阻止するという実用上たいへん有効な特性を有す
ることがわかる。

【００２６】以上の説明は、図１記載のフィルタ回路の
特性であるが、図２ないし図４記載のフィルタ回路にお
いても同様の結果が得られる。

【００２７】すなわち、図２のフィルタ回路の場合は、
図１の回路構成においてキャパシタ２を省いて簡略化し
たものであるが、機能のうえでは図１の回路構成におい
て、キャパシタ５のキャパシタンス値が比較的大きい
（この場合では５ｐＦ以上）場合に相当する。このフィ
ルタがＤＣカットの機能をもたなくてもよいときには、
回路を小型化できて実用上の効果がある。

【００２８】また、図３の回路構成は、基本的には図１
と同様のもので、図１の回路構成において分岐回路１を
複数並列に接続して構成したものである。したがって図
１の回路と同様の効果をもっている。ただし、図３の回
路を図１の回路と同じ特性をもたせるように設計した場
合、回路の製造プロセス上の問題で、１個のキャパシタ
で比較的大きな容量のキャパシタンスをもたせにくいと
きや、１個の抵抗器で比較的小さな抵抗値をもたせにく
いときには、図３の回路構成に基づくフィルタ回路の方
が図１の回路構成に基づくフィルタ回路よりも製造プロ
セス上実現しやすいというメリットがある。

【００２９】また、図４は、図３の回路構成においてキ
ャパシタ９を省いて簡略化したものであるが、機能のう
えでは図３の回路構成においてキャパシタ９のキャパシ
タンス値が比較的大きい（この場合では５ｐＦ以上）場
合に相当する。このフィルタがＤＣカットの機能をもた
なくてもよいときに回路を小型化できて実用上の効果が
ある。

【００３０】以上、本発明の安定化フィルタの特性につ
いて述べたが、これらをモノリシック集積回路として構
成した場合、具体的回路要素の寸法値からわかる通り、
どれも回路レイアウト上大きな面積を占めることなくコ
ンパクトに構成することができるメリットをもってい
る。

【００３１】次に、本発明の安定化フィルタを具体的に
能動回路に適用した場合の特性について説明する。ここ
では能動回路を、高出力増幅器ＭＭＩＣ（マイクロ波モ
ノリシック集積回路）として構成した場合について説明
する。

【００３２】第１２図（ａ）、（ｂ）は、従来の１段増
幅器（図６の増幅器１３に相当する）の小信号特性の例
である。１段増幅器１３の能動素子にはゲート巾Ｗｇ＝
２００μｍのヘテロ接合ＦＥＴを用いた。入出力整合回
路は通常の伝送線路とオープンスタブの組み合わせを用
い、動作周波数はＷ帯ミリ波の７６ＧＨｚに設定した。
バイアス回路には、４分の１波長線路と接地キャパシタ
を用い、１５ＧＨｚ以下の低周波数での寄生発振を抑制
するために、ＲＣバイアスネットワークを適用してい
る。

【００３３】図１２（ａ）は、小信号利得、及び入出力
の反射特性をプロットしたものであり、７６ＧＨｚでの
入出力特性は良好で、利得も７ｄＢを越えていることが
わかる。図１２（ｂ）は、上記の１段増幅器の安定性係
数Ｋ及び安定性ファクタＦ₂について定量的にプロット
したものである。

【００３４】一般に、回路が絶対安定であるためには、
安定係数Ｋ及び安定性に関する係数（ファクタ）Ｆ₁、
Ｆ₂に関してＤ＝Ｓ₁₁＊Ｓ₂₂−Ｓ₁₂＊Ｓ₂₁ としたとき、Ｋ＝（１−｜Ｓ₁₁｜²−｜Ｓ₂₂｜²＋｜Ｄ｜²）／（２｜
Ｓ₁₂＊Ｓ₂₁｜）＞１であり、しかも、Ｆ₁＝｜Ｓ₁₁｜²−｜Ｄ｜²＋｜Ｓ₁₂＊Ｓ₂₁｜²＞０であるか、あるいは、Ｋ＝（１−｜Ｓ₁₁｜²−｜Ｓ₂₂｜²＋｜Ｄ｜²）／（２｜
Ｓ₁₂＊Ｓ₂₁｜）＞１であり、しかも、Ｆ₂＝｜Ｓ₂₂｜²−｜Ｄ｜²＋｜Ｓ₁₂＊Ｓ₂₁｜²＞０なる条件が成り立てばよいことが知られている（例え
ば、福田、平地著「ＧａＡｓ電界効果トランジスタの
基礎」１９９２、電子情報通信学会発行参照）。

【００３５】図１２（ｂ）をみると、この従来の構成で
の１段増幅器では、Ｆ₂はＦ₂＞０を満たしているが、安
定係数Ｋの値は３０ＧＨｚを中心にして１を大きく下回
っており、負荷条件によっては、回路が寄生発振を起こ
す危険性をもっていることがわかる。

【００３６】図１３（ａ）、（ｂ）は、上記した従来の
１段増幅器１３の前段に、図８に示す本発明のフィルタ
回路１４を接続した場合の小信号特性をプロットしたも
のである。この特性図は、図８において、分岐回路のキ
ャパシタ２２のキャパシタンス値Ｃ＝５．０ｐＦ、伝送
線路２１、２４の線路長Ｌ＝６５μｍ、線路幅Ｗ＝５μ
ｍとした場合のものである。

【００３７】図１３（ａ）から、本発明のフィルタ回路
を従来の１段アンプに適用した場合の利得及び反射特性
への影響は、動作周波数の７６ＧＨｚにおいてほとんど
ないことがわかる。一方、図１３（ｂ）から、安定性に
関しては、ファクターＦ₂も少々上昇しているが、安定
係数Ｋはアウト・オブ・バンドで大幅な上昇が得られて
いることがわかる。

【００３８】すなわち、本発明のフィルタ回路は、増幅
器等の能動素子の動作周波数（実施例の場合７６ＧＨ
ｚ）での特性にほとんど影響を与えることなく、中間周
波数（実施例の場合３８ＧＨｚ）で回路を大きく安定化
させる働きをもっていることがわかる。また、一般的に
は、能動回路の前段だけでなく後段にも本発明のフィル
タ回路を適用すれば、より一層、回路全体の安定化が得
られる。

【００３９】図１４（ａ）、（ｂ）は、図７において本
発明のフィルタを取り去り、増幅器コンポーネント１
５、１６、１７を縦列接続した３段増幅器の小信号特性
をプロットした例を示している。各段を構成する１段増
幅器１５、１６、１７の能動素子には、それぞれゲート
巾Ｗｇ＝２００、３００、６００μｍのヘテロ接合ＦＥ
Ｔを用いた。

【００４０】入出力整合回路は、通常の伝送線路とオー
プンスタブの組み合わせを用い、動作周波数はＷ帯ミリ
波の７６ＧＨｚに設定した。バイアス回路には４分の１
波長線路と接地キャパシタを用い、１５ＧＨｚ以下の低
周波数での寄生発振を抑制するために、ＲＣバイアスネ
ットワークを適用している。

【００４１】図１４（ａ）をみると、小信号利得、及び
入出力の反射特性は、７６ＧＨｚでの入出力特性は良好
で、利得も１９ｄＢを越えていることがわかる。一方、
図１４（ｂ）をみると、安定係数Ｋは、５０ＧＨｚ付近
で大きく１を下回り、ファクタＦ₂もところどころの周
波数で０を下回るところが見られる。

【００４２】すなわち、この従来構成の３段増幅器は、
負荷条件によっては寄生発振を生じる高い危険性をもっ
ていることがわかる。このように、この不安定性や寄生
発振の問題は、ミリ波領域において高い出力電力を期待
される多段高出力増幅器等の能動回路において一般的な
ものであり、この問題の克服が、ミリ波高出力増幅器を
構成する場合の大きな課題となっている。

【００４３】図１５（ａ）、（ｂ）は、上記した従来の
３段増幅器（コンポーネント１５、１６、１７の縦列接
続回路）に、図８に示す本発明のフィルタ（コンポーネ
ント１４）を適用した図７の回路の小信号特性をプロッ
トしたものである。この特性図は、図８において、分岐
回路のキャパシタ２２のキャパシタンス値Ｃ＝５．０ｐ
Ｆ、伝送線路２１、２４の線路長Ｌ＝６５μｍ、線路幅
Ｗ＝５μｍとした場合ものである。

【００４４】図１５（ａ）から、本発明のフィルタ回路
を従来の３段アンプに適用した場合の利得及び反射特性
への影響は、動作周波数の７６ＧＨｚにおいてほとんど
ないことがわかる。一方、図１５（ｂ）から、安定性に
関しては、ファクターＦ₂は全周波数で０を越え、安定
係数Ｋはアウト・オブ・バンドで１００以上の値が得ら
れていることがわかる。

【００４５】すなわち、本発明のフィルタは増幅器等の
能動素子の動作周波数（実施例の場合７６ＧＨｚ）での
特性にほとんど影響を与えることなく、中間周波数（実
施例の場合３８ＧＨｚ付近）で回路を大きく安定化させ
る働きをもっていることがわかる。さらに、中間周波数
を持つ不要信号は本発明のフィルタでダンピングされる
ため、例えば図７において、各増幅器段の段間の中間周
波数領域の不要な相互干渉も抑制されることになり、回
路動作の安定化に併せて、回路設計性の向上や回路レイ
アウト面積の縮小が可能となる。

【００４６】このように、本発明のフィルタを適用する
ことにより、従来から問題であったマイクロ波・ミリ波
動作の高出力増幅器等の能動回路の不安定性や寄生発振
等の問題が克服でき、マイクロ波・ミリ波の動作周波数
領域をもつ能動回路を、所望の特性を劣化させることな
く安定に動作させることができる。また、従来構成の増
幅器を安定化させる設計変更も容易であり、さらに、段
間を狭めることができるので、回路レイアウト面積も縮
小（２／３に）できる。

【００４７】なお、上記実施例で説明したように、図７
の３段増幅器では、本発明の安定化フィルタ回路（コン
ポーネント１４）を各増幅器コンポーネント１５、１
６、１７の段間と前後に全て接続した構成となっている
が、一般的には、多段増幅器に代表される能動回路を、
本発明のフィルタ回路（コンポーネント１４）を用いて
安定動作するように設計する場合には、通常使用されて
いる段間のＤＣカット・キャパシタ（デカップリング・
コンデンサ）の内のいくつかを、レイアウト面積上もコ
ンパクトな本発明のフィルタ回路（コンポーネント１
４）で置き換えることによって所望の安定化を得ること
が可能であり、設計上、非常に簡単な変更で実現するこ
とができる。

【００４８】また、本明細書では、能動素子として、増
幅器を対象とした場合について説明したが、発振器、周
波数逓倍器、周波数変換器等、その他の能動素子に対し
て本発明のフィルタ回路を適用できることはいうまでも
ない。

【００４９】

【発明の効果】本発明によれば、マイクロ波・ミリ波動
作の高出力増幅器等の能動回路の不安定性や寄生発振等
の問題が克服でき、マイクロ波・ミリ波の動作周波数領
域をもつ能動回路を、所望の特性を劣化させることなく
安定に動作させることができる。また、従来構成の増幅
器を安定化させる設計変更も容易であり、さらに、段間
を狭めることができるので、回路レイアウト面積も縮小
することができる。

【００５０】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明フィルタ回路の第１の実施の形態を示す
図である。

【図２】本発明フィルタ回路の第２の実施の形態を示す
図である。

【図３】本発明フィルタ回路の第３の実施の形態を示す
図である。

【図４】本発明フィルタ回路の第３の実施の形態を示す
図である。

【図５】従来のＤＣカット用フィルタを示す図である。

【図６】本発明のフィルタ回路を適用した１段増幅器の
構成を示す図である。

【図７】本発明のフィルタ回路を適用した多段（３段）
増幅器の構成を示す図である。

【図８】図１のフィルタ回路の具体例を示す図である。

【図９】図８のフィルタ回路の通過特性を示す図であ
る。

【図１０】図８のフィルタ回路の通過特性を示す図であ
る。

【図１１】図８のフィルタ回路の通過特性を示す図であ
る。

【図１２】従来の１段増幅器の小信号特性（ａ）及び安
定特性（ｂ）を示す図である。

【図１３】本発明のフィルタを適用した１段増幅器の小
信号特性（ａ）及び安定特性（ｂ）を示す図である。

【図１４】従来の３段増幅器の小信号特性（ａ）及び安
定特性（ｂ）を示す図である。

【図１５】本発明のフィルタを適用した３段増幅器の小
信号特性（ａ）及び安定特性（ｂ）を示す図である。

【符号の説明】

１キャパシタ（キャパシタンスＣ1）２、３伝送線路（特性インピーダンス≧Ｚ₀（＝５
０Ω））４、７、８、１１伝送線路（特性インピーダンス＞
Ｚ₀）５キャパシタ（キャパシタンスＣ₂＞Ｃ₁）６実抵抗（抵抗値Ｒ1）９キャパシタ（キャパシタンスＣ₃＞Ｃ₁／２）１０実抵抗（抵抗値Ｒ₂＞Ｒ₁）１２キャパシタ（キャパシタンスＣ。）１３１段増幅器（ゲート幅２００μｍのＦＥＴ）１４フィルタ回路１５１段増幅器（ゲート幅２００μｍのＦＥＴ）１６１段増幅器（ゲート幅３００μｍのＦＥＴ）１７１段増幅器４（ゲート幅６００μｍのＦＥＴ）１８キャパシタ（Ｃ＝０．２ｐＦ）１９、２０伝送線路（長さ１０μｍ、巾３０μｍの
５０Ω線路）２１、２４伝送線路（長さＬμｍ、幅Ｗμｍ、）２２キャパシタ（ＣｐＦ、）２３実抵抗（Ｒ＝１０Ω）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ルート伝送線路の第１の接続点と第２の接
続点の間に挿入するフィルタ回路において、前記第１の
接続点と前記第２の接続点の間に、第１のキャパシタを
接続するとともに、該第１のキャパシタと並列になるよ
うに前記第１の接続点と前記第２の接続点の間に、前記
ルート伝送路の特性インピーダンスよりも大きい特性イ
ンピーダンスを有する第２の伝送路と、前記第１のキャ
パシタよりも大きいキャパシタンスを有する第２のキャ
パシタと、実抵抗と、前記ルート伝送路の特性インピー
ダンスよりも大きい特性インピーダンスを有する第３の
伝送路とを直列接続した分岐回路を接続したことを特徴
とするマイクロ波・ミリ波フィルタ回路。
【請求項２】ルート伝送線路の第１の接続点と第２の接
続点の間に挿入するフィルタ回路において、前記第１の
接続点と前記第２の接続点の間に、第１のキャパシタを
接続するとともに、該第１のキャパシタと並列になるよ
うに前記第１の接続点と前記第２の接続点の間に、前記
ルート伝送路の特性インピーダンスよりも大きい特性イ
ンピーダンスを有する第２の伝送路と、実抵抗と、前記
ルート伝送路の特性インピーダンスよりも大きい特性イ
ンピーダンスを有する第３の伝送路とを直列接続した分
岐回路を接続したことを特徴とするマイクロ波・ミリ波
フィルタ回路。
【請求項３】ルート伝送線路の第１の接続点と第２の接
続点の間に挿入するフィルタ回路において、前記第１の
接続点と前記第２の接続点の間に、第１のキャパシタを
接続するとともに、該第１のキャパシタと並列になるよ
うに前記第１の接続点と前記第２の接続点の間に、前記
ルート伝送路の特性インピーダンスよりも大きい特性イ
ンピーダンスを有する第２の伝送路と、第２のキャパシ
タと、実抵抗と、前記ルート伝送路の特性インピーダン
スよりも大きい特性インピーダンスを有する第３の伝送
路とを直列接続した分岐回路をｎ個（ｎ≧２）並列に接
続し、かつ前記ｎ個の第２のキャパシタのキャパシタン
スの和は、前記第１のキャパシタンスよりも大きいこと
を特徴とするマイクロ波・ミリ波フィルタ回路。
【請求項４】ルート伝送線路の第１の接続点と第２の接
続点の間に挿入するフィルタ回路において、前記第１の
接続点と前記第２の接続点の間に、第１のキャパシタを
接続するとともに、該第１のキャパシタと並列になるよ
うに前記第１の接続点と前記第２の接続点の間に、前記
ルート伝送路の特性インピーダンスよりも大きい特性イ
ンピーダンスを有する第２の伝送路と、実抵抗と、前記
ルート伝送路の特性インピーダンスよりも大きい特性イ
ンピーダンスを有する第３の伝送路とを直列接続した分
岐回路をｎ個（ｎ≧２）並列に接続したことを特徴とす
るマイクロ波・ミリ波フィルタ回路。
【請求項５】前記第１のキャパシタは、前記ルート伝送
路の特性インピーダンスと同じ特性インピーダンスを有
する伝送路を介して前記第１の接続点及び前記第２の接
続点に接続されていることを特徴とする請求項１から４
記載のマイクロ波・ミリ波フィルタ回路。
【請求項６】前記第１のキャパシタは、前記ルート伝送
路の特性インピーダンスより大きい特性インピーダンス
を有する伝送路を介して前記第１の接続点及び前記第２
の接続点に接続されていることを特徴とする請求項１か
ら４記載のマイクロ波・ミリ波フィルタ回路。
【請求項７】能動回路の入力端子または出力端子あるい
はその両端子に請求項１ないし６のいずれかに記載のマ
イクロ波・ミリ波フィルタ回路を接続したことを特徴と
するマイクロ波・ミリ波能動回路。
【請求項８】多段接続された能動回路の入力端子、出力
端子、あるいは各段の段間のすべてあるいは１部に請求
項１ないし６のいずれかに記載のマイクロ波・ミリ波フ
ィルタ回路を接続したことを特徴とするマイクロ波・ミ
リ波能動回路。