JPH10304657A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH10304657A JPH10304657A JP9123534A JP12353497A JPH10304657A JP H10304657 A JPH10304657 A JP H10304657A JP 9123534 A JP9123534 A JP 9123534A JP 12353497 A JP12353497 A JP 12353497A JP H10304657 A JPH10304657 A JP H10304657A
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- overcurrent
- power supply
- voltage
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/1213—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for DC-DC converters
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路を備
えた新たな電源回路を提供することを課題とする。 【解決手段】 入力ラインに直列に挿入されたコイルを
含む電源フィルタと、前記電源フィルタの出力に接続さ
れ、入力電圧を任意の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコ
ンバータと、前記コイルの両端の電位差を検出する検出
部と、前記検出された電位差に基づいて前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧を制御する制御部と、からなる電
源回路。
えた新たな電源回路を提供することを課題とする。 【解決手段】 入力ラインに直列に挿入されたコイルを
含む電源フィルタと、前記電源フィルタの出力に接続さ
れ、入力電圧を任意の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコ
ンバータと、前記コイルの両端の電位差を検出する検出
部と、前記検出された電位差に基づいて前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧を制御する制御部と、からなる電
源回路。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源回路に関し、特
に、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータを備えた
オーディオ機器用の電源回路に関する。
に、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータを備えた
オーディオ機器用の電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、負荷の短絡等から生じる過電流が
電源回路を構成するＤＣ−ＤＣコンバータの内部部品の
損傷を招く事が知られている。かかる不具合を解決する
一例が実開昭６２−１６１５８７に開示されている。
電源回路を構成するＤＣ−ＤＣコンバータの内部部品の
損傷を招く事が知られている。かかる不具合を解決する
一例が実開昭６２−１６１５８７に開示されている。
【０００３】前述の出願に開示されている過電流検出回
路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを図６に示す。図中、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、負荷７４を駆動するための
電源となっている。過電流検出部は検出抵抗７１と、基
準電圧４と、過電流検出回路７２、動作停止信号送出回
路７３とから構成される。過電流検出回路７２は、入力
ラインに直列に挿入された検出抵抗７１に電流が流れる
ことにより生じる電圧降下と基準電圧４とを比較する。
電圧降下が基準電圧４より大きい時は回路が過電流の状
態にあると判別し、判別信号を動作停止信号送出回路７
３に送る。動作停止信号送出回路７３は過電流状態の検
出信号を受け、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の動作を停止さ
せる動作停止信号をＤＣ−ＤＣコンバータ６に対して出
力する。
路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを図６に示す。図中、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、負荷７４を駆動するための
電源となっている。過電流検出部は検出抵抗７１と、基
準電圧４と、過電流検出回路７２、動作停止信号送出回
路７３とから構成される。過電流検出回路７２は、入力
ラインに直列に挿入された検出抵抗７１に電流が流れる
ことにより生じる電圧降下と基準電圧４とを比較する。
電圧降下が基準電圧４より大きい時は回路が過電流の状
態にあると判別し、判別信号を動作停止信号送出回路７
３に送る。動作停止信号送出回路７３は過電流状態の検
出信号を受け、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の動作を停止さ
せる動作停止信号をＤＣ−ＤＣコンバータ６に対して出
力する。
【０００４】また、実開昭６２−１６１５８７は、スイ
ッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の制御
に一般的に用いられているＰＷＭ制御ＩＣを利用した過
電流に対する保護処理を開示している。具体的には、過
電流発生時、ＰＷＭ信号のオン・デューティー幅を０に
することでＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を
停止させ、回路の保護を行うというものである。
ッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の制御
に一般的に用いられているＰＷＭ制御ＩＣを利用した過
電流に対する保護処理を開示している。具体的には、過
電流発生時、ＰＷＭ信号のオン・デューティー幅を０に
することでＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を
停止させ、回路の保護を行うというものである。
【０００５】このようなＤＣ−ＤＣコンバータは音響機
器の分野でも広く使用されている。特に、スピーカを駆
動する車載用の増幅器の電源回路においてはバッテリー
の電圧（電源電圧）では高出力が得られないので、ＤＣ
−ＤＣコンバータにより電源電圧を昇圧して増幅器の電
源として使用している。仮に、増幅器が想定している範
囲のスピーカのインピーダンスより小さいインピーダン
スのスピーカが使用されたとすると、前述の過電流保護
回路はスイッチング素子やトランスに過電流が流れるこ
とを防止しようとする。
器の分野でも広く使用されている。特に、スピーカを駆
動する車載用の増幅器の電源回路においてはバッテリー
の電圧（電源電圧）では高出力が得られないので、ＤＣ
−ＤＣコンバータにより電源電圧を昇圧して増幅器の電
源として使用している。仮に、増幅器が想定している範
囲のスピーカのインピーダンスより小さいインピーダン
スのスピーカが使用されたとすると、前述の過電流保護
回路はスイッチング素子やトランスに過電流が流れるこ
とを防止しようとする。
【０００６】しかし、上述の保護回路ではＤＣ−ＤＣコ
ンバータのスイッチング動作を停止させるので増幅器の
動作も停止することになる。このため、スピーカが駆動
できず再生音の音切れが発生することになる。
ンバータのスイッチング動作を停止させるので増幅器の
動作も停止することになる。このため、スピーカが駆動
できず再生音の音切れが発生することになる。
【０００７】また、過電流検出部を構成する検出抵抗７
１は、過電流を検出するためだけの目的で入力ラインに
直列に挿入される。よって、過電流検出による電力損失
が生じることになる。
１は、過電流を検出するためだけの目的で入力ラインに
直列に挿入される。よって、過電流検出による電力損失
が生じることになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】以上の点に鑑み、本発
明では、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路を備え
た新たな電源回路を提供することを課題とする。
明では、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路を備え
た新たな電源回路を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の電源回路は、入
力ラインに直列に挿入されたコイルを含む電源フィルタ
と、前記電源フィルタの出力に接続され、入力電圧を任
意の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記
コイルの両端の電位差を検出する検出部と、前記検出さ
れた電位差に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を制御する制御部と、を有する。
力ラインに直列に挿入されたコイルを含む電源フィルタ
と、前記電源フィルタの出力に接続され、入力電圧を任
意の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記
コイルの両端の電位差を検出する検出部と、前記検出さ
れた電位差に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を制御する制御部と、を有する。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本発明の電源回路を備え
たオーディオシステムの概略構成を示す図である。な
お、図６と同様の部分については同じ番号を付してい
る。
に基づいて説明する。図１は、本発明の電源回路を備え
たオーディオシステムの概略構成を示す図である。な
お、図６と同様の部分については同じ番号を付してい
る。
【００１１】本発明では、過電流検出自体が入力ライン
の電力損失の原因とならないように、音響機器で一般的
に使用される電源フィルタ１１を過電流検出にも利用す
る。具体的には、電源フィルタ１１を構成するコイル２
を過電流検出用の素子としても使用するのである。
の電力損失の原因とならないように、音響機器で一般的
に使用される電源フィルタ１１を過電流検出にも利用す
る。具体的には、電源フィルタ１１を構成するコイル２
を過電流検出用の素子としても使用するのである。
【００１２】図１のオーディオシステムでは、入力ライ
ンに電流が流れると、コイル２の両端に電位差（電圧降
下）が生じる。コイル２の両端の電圧は比較器５で比較
され、基準電圧４を越える電圧降下を生じさせる電流が
入力ラインに流れると、過電流検出信号が比較器５から
出力される。
ンに電流が流れると、コイル２の両端に電位差（電圧降
下）が生じる。コイル２の両端の電圧は比較器５で比較
され、基準電圧４を越える電圧降下を生じさせる電流が
入力ラインに流れると、過電流検出信号が比較器５から
出力される。
【００１３】比較器５から出力された過電流検出信号
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６内部のＰＷＭ制御部７に供
給される。過電流発生時、ＰＷＭ制御部７は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ６を構成するスイッチング素子のオン時間
を制御する。具体的には、ＰＷＭ信号のオン・デューテ
ィー幅がより小さくなる様に制限を加える。スイッチン
グ素子のオン時間の減少に伴い、ＤＣコンバータ６の出
力電圧±Ｖｐも低下する。
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６内部のＰＷＭ制御部７に供
給される。過電流発生時、ＰＷＭ制御部７は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ６を構成するスイッチング素子のオン時間
を制御する。具体的には、ＰＷＭ信号のオン・デューテ
ィー幅がより小さくなる様に制限を加える。スイッチン
グ素子のオン時間の減少に伴い、ＤＣコンバータ６の出
力電圧±Ｖｐも低下する。
【００１４】他方、ＤＣコンバータ６の出力電圧である
±Ｖｐは、増幅器９に電源電圧として供給される。増幅
器９は、信号源８からの入力交流信号を増幅し、スピー
カ１０を駆動する。過電流発生時、増幅器９の電源電圧
は上述のように制限されるので、結果的にコイル２に流
れる電流も制限されることになる。
±Ｖｐは、増幅器９に電源電圧として供給される。増幅
器９は、信号源８からの入力交流信号を増幅し、スピー
カ１０を駆動する。過電流発生時、増幅器９の電源電圧
は上述のように制限されるので、結果的にコイル２に流
れる電流も制限されることになる。
【００１５】図２は、ＰＷＭ制御部７の内部構成を示す
例である。ＰＷＭ制御部７は、後述するＤＣ−ＤＣコン
バータ６内部のスイッチング素子のオン・オフ制御を行
うためのコントロール信号（ｃｏｎｔ）を出力する。
又、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｐを抵抗２
１、２２にて所定比率減衰した信号が、誤差アンプ２５
の比較入力端に供給される。誤差アンプ２５は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６出力と基準電圧Ｖｒとを比較し、その
誤差分を増幅する。
例である。ＰＷＭ制御部７は、後述するＤＣ−ＤＣコン
バータ６内部のスイッチング素子のオン・オフ制御を行
うためのコントロール信号（ｃｏｎｔ）を出力する。
又、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｐを抵抗２
１、２２にて所定比率減衰した信号が、誤差アンプ２５
の比較入力端に供給される。誤差アンプ２５は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６出力と基準電圧Ｖｒとを比較し、その
誤差分を増幅する。
【００１６】誤差アンプ２５から出力される誤差信号
（ｘ）は、比較器２９の１方の比較入力に供給される。
他方、基準電圧２８に三角波２７が重畳された信号
（ｕ）が比較器２９のもう１つの比較入力に供給され
る。比較器２９は両入力（ｘ）、（ｕ）に応じてＰＷＭ
波（ｃｏｎｔ）のオン・デューティー幅を決定する。す
なわち、比較器２９は、三角波（ｕ）＞誤差信号（ｘ）
の期間において高レベルのＨｉ信号を出力し、三角波
（ｕ）＜誤差信号（ｘ）の期間において低レベルのＬｏ
信号を出力するように構成されている。よって、Ｈｉ信
号の期間がＰＷＭ信号のオン・デューティー幅となる。
（ｘ）は、比較器２９の１方の比較入力に供給される。
他方、基準電圧２８に三角波２７が重畳された信号
（ｕ）が比較器２９のもう１つの比較入力に供給され
る。比較器２９は両入力（ｘ）、（ｕ）に応じてＰＷＭ
波（ｃｏｎｔ）のオン・デューティー幅を決定する。す
なわち、比較器２９は、三角波（ｕ）＞誤差信号（ｘ）
の期間において高レベルのＨｉ信号を出力し、三角波
（ｕ）＜誤差信号（ｘ）の期間において低レベルのＬｏ
信号を出力するように構成されている。よって、Ｈｉ信
号の期間がＰＷＭ信号のオン・デューティー幅となる。
【００１７】図４は、比較器２９の入力と、ＰＷＭ波出
力との関係を示した波形図である。なお、以下の説明
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力＞基準電圧Ｖｒを示
す時は図の上方向に変化し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の
出力＜基準電圧Ｖｒを示す時は図の下方向に変化するよ
うな誤差信号（ｘ１〜ｘ３）を誤差アンプ２５が出力す
るものとして説明する。図４（ａ）には、比較器２９の
両入力を示している。すなわち、基準信号２８に三角波
２７が重畳された信号（ｕ）と、誤差信号（ｘ）を示し
ている。図４（ｂ）、（ｃ）、（ｆ）は，それぞれ、誤
差信号（ｘ１）、（ｘ３）、（ｘ２）に対応するＰＷＭ
信号であり、上述の様に、Ｈｉ信号の期間がＰＷＭ信号
のオン・デューティー幅となっている。
力との関係を示した波形図である。なお、以下の説明
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力＞基準電圧Ｖｒを示
す時は図の上方向に変化し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の
出力＜基準電圧Ｖｒを示す時は図の下方向に変化するよ
うな誤差信号（ｘ１〜ｘ３）を誤差アンプ２５が出力す
るものとして説明する。図４（ａ）には、比較器２９の
両入力を示している。すなわち、基準信号２８に三角波
２７が重畳された信号（ｕ）と、誤差信号（ｘ）を示し
ている。図４（ｂ）、（ｃ）、（ｆ）は，それぞれ、誤
差信号（ｘ１）、（ｘ３）、（ｘ２）に対応するＰＷＭ
信号であり、上述の様に、Ｈｉ信号の期間がＰＷＭ信号
のオン・デューティー幅となっている。
【００１８】本実施例では、設定可能なＰＷＭ信号のオ
ン・デューティー幅の最大値が、過電流の検出時と過電
流が検出されていない通常時とで異なっている。例え
ば、通常時であれば、誤差信号が（ｘ３）まで設定可能
とし、過電流検出時には、誤差信号が（ｘ２）までしか
設定できない様に制御するのである。この制御をなすた
めに設けられているのが、オフセット電圧２６である。
誤差アンプ２５、オフセット電圧２６は、それぞれダイ
オード２３、２４を介して比較器２９に接続されてお
り、通常時には、オフセット電圧はＶｒｅｆ１に設定さ
れ、誤差信号が（ｘ３）を下回らない様に制御される。
また、過電流検出時には、オフセット電圧はＶｒｅｆ２
に設定され、誤差信号が（ｘ２）を下回らない様に制御
される。なお、この点については後述する。
ン・デューティー幅の最大値が、過電流の検出時と過電
流が検出されていない通常時とで異なっている。例え
ば、通常時であれば、誤差信号が（ｘ３）まで設定可能
とし、過電流検出時には、誤差信号が（ｘ２）までしか
設定できない様に制御するのである。この制御をなすた
めに設けられているのが、オフセット電圧２６である。
誤差アンプ２５、オフセット電圧２６は、それぞれダイ
オード２３、２４を介して比較器２９に接続されてお
り、通常時には、オフセット電圧はＶｒｅｆ１に設定さ
れ、誤差信号が（ｘ３）を下回らない様に制御される。
また、過電流検出時には、オフセット電圧はＶｒｅｆ２
に設定され、誤差信号が（ｘ２）を下回らない様に制御
される。なお、この点については後述する。
【００１９】次に、ＰＷＭ信号にて制御されるスイッチ
ング方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６の一例を図３に示
す。ＤＣ−ＤＣコンバータ６はスイッチング素子３１、
３２、変圧用のトランス３３、整流部として動作するダ
イオード３４、３５、３６、３７、コイル３８、４０、
コンデンサ３９、４１を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６の動作を説明すると、スイッチング素子３１、３
２のスイッチング動作により直流電圧Ｖｉｎが一旦交流
電圧に変換され、高周波用のトランス３３により変圧が
施される。そして、整流部で再び整流がなされ所望の直
流電圧が得られるのである。
ング方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６の一例を図３に示
す。ＤＣ−ＤＣコンバータ６はスイッチング素子３１、
３２、変圧用のトランス３３、整流部として動作するダ
イオード３４、３５、３６、３７、コイル３８、４０、
コンデンサ３９、４１を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６の動作を説明すると、スイッチング素子３１、３
２のスイッチング動作により直流電圧Ｖｉｎが一旦交流
電圧に変換され、高周波用のトランス３３により変圧が
施される。そして、整流部で再び整流がなされ所望の直
流電圧が得られるのである。
【００２０】誤差信号（ｘ３）を例に取れば、まず、図
４（ｃ）にあるようなＰＷＭ信号が比較器２９より出力
される。このＰＷＭ信号は、図４（ｄ）、（ｅ）に示す
様なスイッチング信号ｃｏｎｔ１、ｃｏｎｔ２に振り分
けられ、ｃｏｎｔ１はスイッチング素子３１に供給さ
れ、ｃｏｎｔ２はスイッチング素子３２に供給される。
よって、スイッチング素子３１、３２はスイッチング信
号ｃｏｎｔ１、ｃｏｎｔ２にて交互にスイッチング動作
を行うことになる。
４（ｃ）にあるようなＰＷＭ信号が比較器２９より出力
される。このＰＷＭ信号は、図４（ｄ）、（ｅ）に示す
様なスイッチング信号ｃｏｎｔ１、ｃｏｎｔ２に振り分
けられ、ｃｏｎｔ１はスイッチング素子３１に供給さ
れ、ｃｏｎｔ２はスイッチング素子３２に供給される。
よって、スイッチング素子３１、３２はスイッチング信
号ｃｏｎｔ１、ｃｏｎｔ２にて交互にスイッチング動作
を行うことになる。
【００２１】一般に、図に示すようなＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６においては、スイッチング素子３１、３２が同時
にオンとなる期間が存在しないように、ｃｏｎｔ１、２
のデューティー比は、それぞれ、５０％を越えることが
ない様に設定される。このために、通常時ではオフセッ
ト電圧２６を例えばＶｒｅｆ１に設定し、誤差信号が
（ｘ３）を下回らない様にする。
ータ６においては、スイッチング素子３１、３２が同時
にオンとなる期間が存在しないように、ｃｏｎｔ１、２
のデューティー比は、それぞれ、５０％を越えることが
ない様に設定される。このために、通常時ではオフセッ
ト電圧２６を例えばＶｒｅｆ１に設定し、誤差信号が
（ｘ３）を下回らない様にする。
【００２２】ところが、増幅器が想定していない低イン
ピーダンスの負荷（スピーカ）が接続された場合は、Ｖ
ｒｅｆ１のオフセット電圧で規定される最大オン・デュ
ーティー幅では過電流の状態が発生する。そのため、本
発明では、過電流検出信号によりオフセット電圧２６を
Ｖｒｅｆ２に変更する。この結果、設定可能な最大オン
・デューティー幅はＶｒｅｆ２に対応する値までとな
る。よって、過電流発生時には、スイッチング素子３
１、３２のオンとなる期間を強制的に短くすることがで
きるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｐを所
定量下げることができる。
ピーダンスの負荷（スピーカ）が接続された場合は、Ｖ
ｒｅｆ１のオフセット電圧で規定される最大オン・デュ
ーティー幅では過電流の状態が発生する。そのため、本
発明では、過電流検出信号によりオフセット電圧２６を
Ｖｒｅｆ２に変更する。この結果、設定可能な最大オン
・デューティー幅はＶｒｅｆ２に対応する値までとな
る。よって、過電流発生時には、スイッチング素子３
１、３２のオンとなる期間を強制的に短くすることがで
きるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧Ｖｐを所
定量下げることができる。
【００２３】この様子を示したのが図５である。図５
中、破線で示す波形Ｉｎは過電流検出装置を有していな
いＤＣ−ＤＣコンバータ６を使用した時の電流波形であ
り、実線で示す波形Ｉｓ、Ｖｓは過電流検出装置を有す
る本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ６を使用した時の電
流、電圧波形である。本発明によれば、トランス３３の
１次側に流れる電流が基準値Ｉｒｅｆを越えている間
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧をＶｐ１からＶ
ｐ２に強制的に低下させる。この結果、トランス３３の
１次側に流れる電流は図に示す様に制限されることにな
る。すなわち、１次側の過電流状態を検出→オン・デュ
ーティー幅を制限→２次側電圧低下（１次側電流減少）
→１次側の過電流状態の解消を検出→オン・デューティ
ー幅の制限を解除→２次側電圧上昇（１次側電流増加）
→１次側の過電流状態を検出、という状態遷移を繰り返
すのである。
中、破線で示す波形Ｉｎは過電流検出装置を有していな
いＤＣ−ＤＣコンバータ６を使用した時の電流波形であ
り、実線で示す波形Ｉｓ、Ｖｓは過電流検出装置を有す
る本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ６を使用した時の電
流、電圧波形である。本発明によれば、トランス３３の
１次側に流れる電流が基準値Ｉｒｅｆを越えている間
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧をＶｐ１からＶ
ｐ２に強制的に低下させる。この結果、トランス３３の
１次側に流れる電流は図に示す様に制限されることにな
る。すなわち、１次側の過電流状態を検出→オン・デュ
ーティー幅を制限→２次側電圧低下（１次側電流減少）
→１次側の過電流状態の解消を検出→オン・デューティ
ー幅の制限を解除→２次側電圧上昇（１次側電流増加）
→１次側の過電流状態を検出、という状態遷移を繰り返
すのである。
【００２４】これに対し、過電流検出装置を有していな
いＤＣ−ＤＣコンバータ６を使用すると、トランス３３
の１次側に流れる電流がヒューズを切る値Ｉｆｕｓｅに
まで達し、ヒューズの切断後はこれを交換するまで音は
一切でなくなる。
いＤＣ−ＤＣコンバータ６を使用すると、トランス３３
の１次側に流れる電流がヒューズを切る値Ｉｆｕｓｅに
まで達し、ヒューズの切断後はこれを交換するまで音は
一切でなくなる。
【００２５】さらに、本発明では増幅器の電源電圧を所
定量低下させただけなので、スピーカ１０から常に音を
鳴らし続けることが可能となり、従来例のような断続的
な音切れは生じない。
定量低下させただけなので、スピーカ１０から常に音を
鳴らし続けることが可能となり、従来例のような断続的
な音切れは生じない。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＰＷＭ信号発生回路にて発生するＰＷＭ波のオン・デュ
ーティー幅を電源フィルタ用のコイルに流れる電流量に
応じて制御することで、内部素子の破壊をもたらす様な
過電流がＤＣ−ＤＣコンバータに流れることを効果的に
抑制することができる。
ＰＷＭ信号発生回路にて発生するＰＷＭ波のオン・デュ
ーティー幅を電源フィルタ用のコイルに流れる電流量に
応じて制御することで、内部素子の破壊をもたらす様な
過電流がＤＣ−ＤＣコンバータに流れることを効果的に
抑制することができる。
【００２７】特に、本発明においては、電源フィルタを
構成するコイルを利用するので、過電流検出用に専用の
抵抗を新たに入力ラインに設ける必要もなく、使用部品
点数、電力損失の面で有利である。
構成するコイルを利用するので、過電流検出用に専用の
抵抗を新たに入力ラインに設ける必要もなく、使用部品
点数、電力損失の面で有利である。
【図１】本発明の電源回路を備えたオーディオシステム
の概略構成を示す図である。
の概略構成を示す図である。
【図２】ＰＷＭ制御部の内部構成を示す図である。
【図３】スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図４】比較器の入力と、ＰＷＭ波出力との関係を示し
た波形図である。
た波形図である。
【図５】過電流検出装置を有していないＤＣ−ＤＣコン
バータを使用した時の電流波形と過電流検出装置を有す
る本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを使用した時の電流、
電圧波形を示す波形図である。
バータを使用した時の電流波形と過電流検出装置を有す
る本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを使用した時の電流、
電圧波形を示す波形図である。
【図６】従来の過電流検出回路を備えたＤＣ−ＤＣコン
バータの概略構成を示す図である。
バータの概略構成を示す図である。
１・・・・入力電源電圧 ２、３８、４０・・・・コイル ３、３９、４１・・・・コンデンサ ４・・・・基準電圧 ５・・・・比較器 ６・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ ７・・・・ＰＷＭ制御部 ８・・・・信号源 ９・・・・増幅器 １０・・・・スピーカ １１・・・・電源フィルタ ２１、２２・・・・抵抗 ２３、２４、３４〜３７・・・・ダイオード ２５・・・・誤差アンプ ２６・・・・オフセット電圧 ２７・・・・三角波 ２８・・・・基準電圧 ２９・・・・比較器 ３０、３１・・・・スイッチング素子 ３３・・・・トランス ７１・・・・検出抵抗 ７２・・・・過電流検出回路 ７３・・・・動作停止信号送出回路 ７４・・・・負荷
Claims (2)
- 【請求項１】 入力ラインに直列に挿入されたコイルを
含む電源フィルタと、 前記電源フィルタの出力に接続され、入力電圧を任意の
出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、 前記コイルの両端の電位差を検出する検出部と、 前記検出された電位差に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧を制御する制御部と、からなる電源回
路。 - 【請求項２】前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、オン・デュ
ーティー幅により出力電圧が決定されるスイッチング素
子を含み、前記制御部は前記検出された電位差に基づい
て前記スイッチング素子のオン・デューティー幅を変更
することを特徴とする電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9123534A JPH10304657A (ja) | 1997-04-26 | 1997-04-26 | 電源回路 |
| US09/065,610 US6005785A (en) | 1997-04-26 | 1998-04-24 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9123534A JPH10304657A (ja) | 1997-04-26 | 1997-04-26 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10304657A true JPH10304657A (ja) | 1998-11-13 |
Family
ID=14862996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9123534A Pending JPH10304657A (ja) | 1997-04-26 | 1997-04-26 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6005785A (ja) |
| JP (1) | JPH10304657A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010517493A (ja) * | 2007-01-22 | 2010-05-20 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | Ｐｆｃ−ｐｗｍパワーコンバータのための制御構成 |
| US8582319B2 (en) | 2007-01-22 | 2013-11-12 | Power Integrations, Inc. | Control arrangement for a resonant mode power converter |
| US8587280B2 (en) | 2008-06-19 | 2013-11-19 | Power Integrations, Inc. | Power factor correction converter control offset |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4438507B2 (ja) * | 2004-05-12 | 2010-03-24 | セイコーインスツル株式会社 | 電流モード降圧型スイッチングレギュレータ |
| US7615981B2 (en) * | 2004-06-09 | 2009-11-10 | O2Micro International Limited | Boost converter with enhanced control capabilities of emulating an inductor current |
| US8222874B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-17 | Vishay-Siliconix | Current mode boost converter using slope compensation |
| TWI475795B (zh) * | 2012-08-22 | 2015-03-01 | Univ Nat Cheng Kung | 光伏變流器及其控制方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4438473A (en) * | 1981-07-21 | 1984-03-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Interior | Power supply for an intrinsically safe circuit |
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| US4731691A (en) * | 1986-06-06 | 1988-03-15 | National Technical Systems | Safety circuit for detecting asymmetry in thyristor load currents |
| US5181155A (en) * | 1990-08-30 | 1993-01-19 | Beg Mirza A | Overcurrent trip circuit |
-
1997
- 1997-04-26 JP JP9123534A patent/JPH10304657A/ja active Pending
-
1998
- 1998-04-24 US US09/065,610 patent/US6005785A/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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| US8587280B2 (en) | 2008-06-19 | 2013-11-19 | Power Integrations, Inc. | Power factor correction converter control offset |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6005785A (en) | 1999-12-21 |
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