JP4313963B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置の１次側回路としてバックコンバータ回路とハーフブリッジ回路の直列回路を用い、バックコンバータ回路によって入力電圧Ｖｉｎを降圧してこれをハーフブリッジ回路に供給し、これを受けるハーフブリッジ回路によってトランスの１次巻線を励磁する手法が提案されている（Buck + Half Bridge (d=50%) Topology Applied to very Low Voltage Power Converters, IEEE APEC ‘01, 2001）。
【０００３】
スイッチング電源装置の１次側回路としてこのような回路を用いた場合、ハーフブリッジ回路に含まれるスイッチング素子のデューティはある決まった量に固定される一方、バックコンバータ回路に含まれるスイッチング素子のデューティは出力電圧Ｖｏに基づいて所定量となるように制御される。これにより、出力電圧Ｖｏとして比較的低い電圧を高効率且つ安定的に得ることができるので、例えばコンピュータ用の電源として最適に用いることができる。
【０００４】
図７は、このような１次側回路を有する従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【０００５】
図７に示されるように、従来のスイッチング電源装置は、トランス１と、入力電源２に接続されたバックコンバータ回路３と、バックコンバータ回路３に接続されトランス１の１次巻線を励磁するハーフブリッジ回路４と、トランス１の２次側に設けられた整流回路５と、整流回路５の後段に設けられ負荷６に接続された平滑回路７と、絶縁回路８を介して出力電圧Ｖｏを監視しこれに基づいてバックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０のオン／オフを制御するとともに、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のオン／オフを制御する制御回路１３とを備える。
【０００６】
バックコンバータ回路３は、第１及び第２のメインスイッチ９、１０の他にインダクタ１４を備えており、ハーフブリッジ回路４は、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２の他に、バックコンバータ回路３の出力端間に直列に接続された第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６を備え、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２の節点と第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の節点との間に、トランス１の１次巻線が接続されている。また、整流回路５は、第１及び第２のダイオード１７、１８からなり、平滑回路７は、平滑用インダクタ１９及び平滑用コンデンサ２０からなる。これら整流回路５と平滑回路７は、出力回路を構成している。
【０００７】
さらに、バックコンバータ回路３には、トランス１の１次側に流れる電流Ｉｉｎを検出する電流検出回路２１が備えられており、その検出結果は制御回路１３に供給されている。電流検出回路２１としては、抵抗が一般的に用いられる。
【０００８】
このような構成において、バックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０は、制御回路１３による制御のもと所定のデッドタイムをはさんで交互にオンし、これによって、バックコンバータ回路３の出力端間には、入力電圧Ｖｉｎ１及び第１及び第２のメインスイッチ９、１０のデューティにより決まる一定の内部電圧Ｖｉｎ２が現れる。一方、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインスイッチ１１、１２は、制御回路１３による制御のもと、いずれもある決まった量のデューティにて交互にオン／オフする。これにより、負荷６の両端には、内部電圧Ｖｉｎ２及びトランス１の巻数比により決まる一定の出力電圧Ｖｏが与えられる。
【０００９】
また、制御回路１３は、電流検出回路２１により検出された電流Ｉｉｎを参照することによって出力電流Ｉｏを間接的に監視し、これにより出力電流Ｉｏが過電流状態となっているか否かを知ることができる。ここで、過電流状態とは、スイッチング電源装置の最大定格出力を実質的に越える出力電流が流れている状態を指す。制御回路１３は、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断した場合、バックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０のデューティを低下させ、これによって出力電圧Ｖｏを垂下させる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチング電源装置においては、出力電流Ｉｏの過電流状態を検出するために、抵抗からなる電流検出回路２１が設けられていることから、かかる電流検出回路２１において大きな電力損失が発生するという問題があった。
【００１１】
このような問題を回避するためには、電流検出回路２１としてカレントトランスを用いることが有効であるが、この場合には、実装面積の増大をもたらすという問題が発生する他、カレントトランスが有するインダクタンス成分によってバックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０にサージ電圧が発生することから、第１及び第２のメインスイッチ９、１０として逆方向耐圧の高い素子を用いなければならないという問題が発生してしまう。
【００１２】
したがって、本発明の目的は、１次側のハーフブリッジ回路の前段にバックコンバータ回路等の変圧回路が備えられたスイッチング電源装置であって、出力電流Ｉｏの過電流状態を効率的に検出することができるスイッチング電源装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、トランスと、前記トランスの１次側に設けられたハーフブリッジ回路と、前記ハーフブリッジ回路の前段に設けられた変圧回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記出力回路の出力電圧に基づいて少なくとも前記変圧回路の変圧動作を制御する制御回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点電位に含まれるリップル成分の振幅の大きさを検出するリップル検出回路とを備え、前記制御回路が、前記リップル検出回路により検出されたリップル成分の振幅の大きさが、所定の閾値よりも大きくなったときに前記出力回路の出力電流が過電流状態と判断し、前記変圧回路の出力電圧を低下させるように変圧動作を制御するように構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００１４】
本発明によれば、リップル成分に基づいて変圧回路の変圧動作を制御していることから、抵抗やカレントトランスを用いことなく、効率的に出力電流の過電流状態を検出し、これに基づいた適切な制御を行うことが可能となる。
また、本発明によれば、過電流時に出力電圧を垂下させることが可能となる。
【００１６】
本発明の好ましい実施態様によれば、過電流時に出力電圧を垂下させることが可能となる。
【００１７】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記変圧回路がバックコンバータ回路である。
【００１８】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路は、さらに、前記出力回路の出力電圧若しくはこれに対応する電圧が第２のしきい値電圧を越えたことに応答して、前記バックコンバータ回路のディーティを変更する。
【００１９】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、所望の電圧垂下特性を得ることが可能となる。
【００２２】
本発明の好ましい実施態様においては、前記手段が、リップル成分を抽出しその振幅を検出する手段と、前記振幅を増幅する手段とを少なくとも備える。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００２４】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の回路図である。
【００２５】
図１に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０は、従来のスイッチング電源装置と同様、１次側回路としてバックコンバータ回路とハーフブリッジ回路の直列回路を用いたスイッチング電源装置であり、従来のスイッチング電源装置に備えられている電流検出回路２１が削除され、代わりにリップル検出回路３２が備えられている点において異なる。その他の構成については従来のスイッチング電源装置と同様であるので、従来のスイッチング電源装置と同じ構成要素については、図７と同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００２６】
リップル検出回路３２には、第２の入力コンデンサ１６の両端間の電圧が与えられており、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４に含まれるリップルが観測される
図２は、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインスイッチ１１、１２の動作と中点電位Ｖ４のリップルとの関係を示すタイミング図である。図２において、Ｖｇｓ１１とは制御回路１３より第３のメインスイッチ１１のゲート電極に供給される制御パルスの電圧を意味し、Ｖｇｓ１２とは制御回路１３より第４のメインスイッチ１２のゲート電極に供給される制御パルスの電圧を意味する。また、Ｖｄｓ１１とは第３のメインスイッチ１１のソース−ドレイン間電圧を意味し、Ｖｄｓ１２とは第４のメインスイッチ１２のソース−ドレイン間電圧を意味する。さらに、Ｉｄ１１とは第３のメインスイッチ１１に流れる電流を意味し、Ｉｄ１２とは第４のメインスイッチ１２に流れる電流を意味する。
【００２７】
図２に示されるように、中点電位Ｖ４の電位は、第３のメインスイッチ１１がオンし第４のメインスイッチ１２がオフしている期間において上昇し、逆に、第３のメインスイッチ１１がオフし第４のメインスイッチ１２がオンしている期間において低下する。このため、中点電位Ｖ４は、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のスイッチング周期に一致した周期を持つリップルが現れる。
【００２８】
図３は、リップル検出回路３２の回路図である。
【００２９】
図３に示されるように、リップル検出回路３２は、中点電位Ｖ４の直流成分をカットするコンデンサ４０と、直流成分がカットされた中点電位Ｖ４を整流するブリッジ回路４１と、ブリッジ回路４１の出力に直流バイアスを与える抵抗４２及び４３からなる抵抗回路と、基準電圧を生成する抵抗４４及び４５からなる抵抗回路と、直流バイアスが与えられたブリッジ回路４１の出力が非反転入力端子（＋）に供給され基準電圧が反転入力端子（−）に供給される増幅器４６とを備えている。
【００３０】
このような構成からなるリップル検出回路３２によれば、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４からリップル成分が抽出され、これが増幅された信号である制御信号Ｃ１が生成される。かかる制御信号Ｃ１は、図１に示されるように制御回路１３に供給される。
【００３１】
ここで、中点電位Ｖ４のリップル成分の振幅は、出力電流Ｉｏと実質的に比例関係にある。このため、制御信号Ｃ１を受ける制御回路１３は、制御信号Ｃ１の振幅（ＶＣ１ｐｐ）を監視することにより、出力電流Ｉｏが過電流状態となっているか否かを知ることができる。
【００３２】
図４は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の動作を示すフローチャートである。
【００３３】
まず、制御回路１３は、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐを監視し、これが所定のしきい値電圧Ｖｔ１を超えたか否かを判断する（ステップＳ１）。ここで、しきい値電圧Ｖｔ１とは、出力電流Ｉｏが過電流状態となった場合における制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐに相当する。上述の通り、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐと出力電流Ｉｏとは実質的に比例関係にあることから、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回った場合、制御回路１３は、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断することができる。
【００３４】
かかる判断の結果、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回っており、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断された場合、制御回路１３は、第１のメインスイッチ９のデューティを低下させる（ステップＳ２）。具体的には、第１のメインスイッチ９のゲート電極に供給される電圧Ｖｇｓ９がハイレベルである時間を短縮する。これにより、バックコンバータ回路３の出力である内部電圧Ｖｉｎ２のレベルが低下し、その結果、出力電圧Ｖｏが垂下する。
【００３５】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０においては、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４に含まれるリップル成分を検出し、これに基づいて間接的に出力電流Ｉｏが過電流状態であるか否かを判断していることから、損失の発生を効果的に抑制しつつ、出力電流Ｉｏの過電流状態を検出することができる。
【００３６】
尚、本実施態様において、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断された場合に、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のデューティを低下させるべきではない。第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のデューティを低下させると、これに応じて第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４に含まれるリップルの振幅が小さくなってしまうことから、出力電流Ｉｏの過電流状態を正しく検出できなくなるからである。このことは、本発明が、１次側のハーフブリッジ回路の前段にバックコンバータ回路等の変圧回路が備えられたスイッチング電源装置において有効であることを暗示している。
【００３７】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【００３８】
図５は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の回路図である。
【００３９】
図５に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置５０は、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０に、内部電圧検出回路５１が付加された構成を有する。内部電圧検出回路５１は、内部電圧Ｖｉｎ２の直流レベルを検出する回路であり、その検出結果は制御信号Ｃ２として制御回路１３に供給される。
【００４０】
ここで、内部電圧Ｖｉｎ２は、出力電圧Ｖｏと実質的に比例関係にある。このため、制御信号Ｃ２を受ける制御回路１３は、制御信号Ｃ２のレベル（ＶＣ２）を監視することにより、出力電圧Ｖｏのレベルを間接的に検出することができる。
【００４１】
図６は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の動作を示すフローチャートである。
【００４２】
まず、制御回路１３は、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐを監視し、これがしきい値電圧Ｖｔ１を超えたか否かを判断する（ステップＳ１１）。上述の通り、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐと出力電流Ｉｏとは実質的に比例関係にあることから、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回った場合、制御回路１３は、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断することができる。
【００４３】
かかる判断の結果、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回っており、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断された場合、制御回路１３は、第１のメインスイッチ９のデューティを低下させる（ステップＳ１２）。これにより、バックコンバータ回路３の出力である内部電圧Ｖｉｎ２のレベルが低下し、その結果、出力電圧Ｖｏが垂下する。
【００４４】
次に、制御回路１３は、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２を監視し、これがしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回ったか否かを判断する（ステップＳ１３）。上述の通り、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２と出力電圧Ｖｏとは実質的に比例関係にあることから、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２がしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回った場合、制御回路１３は、出力電圧Ｖｏが所定のレベルまで垂下したと判断することができる。
【００４５】
かかる判断の結果、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２がしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回っており、出力電圧Ｖｏが所定のレベルまで垂下したと判断された場合、制御回路１３は、第１のメインスイッチ９のデューティをさらに低下させる（ステップＳ１４）。これにより、バックコンバータ回路３の出力である内部電圧Ｖｉｎ２のレベルはいっそう低下し、その結果、出力電圧Ｖｏがより急峻な角度を持って垂下する。
【００４６】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置５０においては、上記実施態様における効果に加え、出力電圧Ｖｏが所定のレベルまで垂下したと判断されたことに応答して、その垂下特性を調節していることから、所望の垂下特性を得ることができる。
【００４７】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４８】
例えば、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、トランス１の１次側回路として、バックコンバータ回路３とハーフブリッジ回路４の直列回路を用いているが、ハーフブリッジ回路４の前段回路としてはバックコンバータ回路３に限定されず、フォワードコンバータ回路等、他の種類の変圧回路を用いても構わない。
【００４９】
また、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、トランス１の２次側回路として、第１及び第２のダイオード１７、１８からなる整流回路５を用いているが、本発明においてトランス１の２次側回路には特に制限はなく、他の種類の回路、例えば、トランジスタを用いた同期整流型の整流回路を用いても構わない。
【００５０】
さらに、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、リップル検出回路３２として図３に示した回路を用いたが、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４からリップル成分を抽出可能であれば、どのような回路を用いても構わない。例えば、リップル検出回路３２から増幅器４６を削除し、ブリッジ回路４１の出力をそのまま制御信号Ｃ１とする回路を用いても構わない。
【００５１】
また、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、中点電位Ｖ４のリップル成分を抽出するリップル検出回路３２を用いて制御信号Ｃ１を生成しているが、トランス１の２次側に現れるリップル成分を抽出することによって制御信号Ｃ１を生成しても構わない。かかる構成は、制御回路１３が２次側に属する場合に適している。
【００５２】
さらに、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置５０においては、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２がしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回ったことに応答して、第１のメインスイッチ９のデューティをさらに低下させているが（ステップＳ１４）、要求される垂下特性に応じ、第１のメインスイッチ９のデューティを上昇させても構わない。
【００５３】
また、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置５０においては、内部電圧Ｖｉｎ２の直流レベルを検出する内部電圧検出回路５１を用いて制御信号Ｃ２を生成し、これによって出力電圧Ｖｏの間接的な検出を可能としているが、出力電圧Ｖｏを直接検出しても構わない。かかる構成は、制御回路１３が２次側に属する場合に適している。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、出力電流Ｉｏの過電流状態を効率的に検出することができるスイッチング電源装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の回路図である。
【図２】ハーフブリッジ回路４の動作と中点電位Ｖ４のリップルとの関係を示すタイミング図である。
【図３】リップル検出回路３２の回路図である。
【図４】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の動作を示すフローチャートである。
【図５】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の回路図である。
【図６】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の動作を示すフローチャートである。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１ トランス
２ 入力電源
３ バックコンバータ回路
４ ハーフブリッジ回路
５ 整流回路
６ 負荷
７ 平滑回路
８ 絶縁回路
９ 第１のメインスイッチ
１０ 第２のメインスイッチ
１１ 第３のメインスイッチ
１２ 第４のメインスイッチ
１３ 制御回路
１４ インダクタ
１５ 第１の入力コンデンサ
１６ 第２の入力コンデンサ
１７ 第１のダイオード
１８ 第２のダイオード
１９ 平滑用インダクタ
２０ 平滑用コンデンサ
２１ 電流検出回路
３０ スイッチング電源装置
３２ リップル検出回路
４０ コンデンサ
４１ ブリッジ回路
４２〜４５ 抵抗
４６ 増幅器
５０ スイッチング電源装置
５１ 内部電圧検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置の１次側回路としてバックコンバータ回路とハーフブリッジ回路の直列回路を用い、バックコンバータ回路によって入力電圧Ｖｉｎを降圧してこれをハーフブリッジ回路に供給し、これを受けるハーフブリッジ回路によってトランスの１次巻線を励磁する手法が提案されている（Buck + Half Bridge (d=50%) Topology Applied to very Low Voltage Power Converters, IEEE APEC ‘01, 2001）。
【０００３】
スイッチング電源装置の１次側回路としてこのような回路を用いた場合、ハーフブリッジ回路に含まれるスイッチング素子のデューティはある決まった量に固定される一方、バックコンバータ回路に含まれるスイッチング素子のデューティは出力電圧Ｖｏに基づいて所定量となるように制御される。これにより、出力電圧Ｖｏとして比較的低い電圧を高効率且つ安定的に得ることができるので、例えばコンピュータ用の電源として最適に用いることができる。
【０００４】
図７は、このような１次側回路を有する従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【０００５】
図７に示されるように、従来のスイッチング電源装置は、トランス１と、入力電源２に接続されたバックコンバータ回路３と、バックコンバータ回路３に接続されトランス１の１次巻線を励磁するハーフブリッジ回路４と、トランス１の２次側に設けられた整流回路５と、整流回路５の後段に設けられ負荷６に接続された平滑回路７と、絶縁回路８を介して出力電圧Ｖｏを監視しこれに基づいてバックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０のオン／オフを制御するとともに、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のオン／オフを制御する制御回路１３とを備える。
【０００６】
バックコンバータ回路３は、第１及び第２のメインスイッチ９、１０の他にインダクタ１４を備えており、ハーフブリッジ回路４は、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２の他に、バックコンバータ回路３の出力端間に直列に接続された第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６を備え、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２の節点と第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の節点との間に、トランス１の１次巻線が接続されている。また、整流回路５は、第１及び第２のダイオード１７、１８からなり、平滑回路７は、平滑用インダクタ１９及び平滑用コンデンサ２０からなる。これら整流回路５と平滑回路７は、出力回路を構成している。
【０００７】
さらに、バックコンバータ回路３には、トランス１の１次側に流れる電流Ｉｉｎを検出する電流検出回路２１が備えられており、その検出結果は制御回路１３に供給されている。電流検出回路２１としては、抵抗が一般的に用いられる。
【０００８】
このような構成において、バックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０は、制御回路１３による制御のもと所定のデッドタイムをはさんで交互にオンし、これによって、バックコンバータ回路３の出力端間には、入力電圧Ｖｉｎ１及び第１及び第２のメインスイッチ９、１０のデューティにより決まる一定の内部電圧Ｖｉｎ２が現れる。一方、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインスイッチ１１、１２は、制御回路１３による制御のもと、いずれもある決まった量のデューティにて交互にオン／オフする。これにより、負荷６の両端には、内部電圧Ｖｉｎ２及びトランス１の巻数比により決まる一定の出力電圧Ｖｏが与えられる。
【０００９】
また、制御回路１３は、電流検出回路２１により検出された電流Ｉｉｎを参照することによって出力電流Ｉｏを間接的に監視し、これにより出力電流Ｉｏが過電流状態となっているか否かを知ることができる。ここで、過電流状態とは、スイッチング電源装置の最大定格出力を実質的に越える出力電流が流れている状態を指す。制御回路１３は、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断した場合、バックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０のデューティを低下させ、これによって出力電圧Ｖｏを垂下させる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のスイッチング電源装置においては、出力電流Ｉｏの過電流状態を検出するために、抵抗からなる電流検出回路２１が設けられていることから、かかる電流検出回路２１において大きな電力損失が発生するという問題があった。
【００１１】
このような問題を回避するためには、電流検出回路２１としてカレントトランスを用いることが有効であるが、この場合には、実装面積の増大をもたらすという問題が発生する他、カレントトランスが有するインダクタンス成分によってバックコンバータ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０にサージ電圧が発生することから、第１及び第２のメインスイッチ９、１０として逆方向耐圧の高い素子を用いなければならないという問題が発生してしまう。
【００１２】
したがって、本発明の目的は、１次側のハーフブリッジ回路の前段にバックコンバータ回路等の変圧回路が備えられたスイッチング電源装置であって、出力電流Ｉｏの過電流状態を効率的に検出することができるスイッチング電源装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、トランスと、前記トランスの１次側に設けられたハーフブリッジ回路と、前記ハーフブリッジ回路の前段に設けられた変圧回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記出力回路の出力電圧に基づいて少なくとも前記変圧回路の変圧動作を制御する制御回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点電位に含まれるリップル成分の振幅の大きさを検出するリップル検出回路とを備え、前記制御回路が、前記リップル検出回路により検出されたリップル成分の振幅の大きさが、所定の閾値よりも大きくなったときに前記出力回路の出力電流が過電流状態と判断し、前記変圧回路の出力電圧を低下させるように変圧動作を制御するように構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００１４】
本発明によれば、リップル成分に基づいて変圧回路の変圧動作を制御していることから、抵抗やカレントトランスを用いことなく、効率的に出力電流の過電流状態を検出し、これに基づいた適切な制御を行うことが可能となる。
また、本発明によれば、過電流時に出力電圧を垂下させることが可能となる。
【００１６】
本発明の好ましい実施態様によれば、過電流時に出力電圧を垂下させることが可能となる。
【００１７】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記変圧回路がバックコンバータ回路である。
【００１８】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記制御回路は、さらに、前記出力回路の出力電圧若しくはこれに対応する電圧が第２のしきい値電圧を越えたことに応答して、前記バックコンバータ回路のディーティを変更する。
【００１９】
本発明のさらに好ましい実施態様によれば、所望の電圧垂下特性を得ることが可能となる。
【００２２】
本発明の好ましい実施態様においては、前記手段が、リップル成分を抽出しその振幅を検出する手段と、前記振幅を増幅する手段とを少なくとも備える。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００２４】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の回路図である。
【００２５】
図１に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０は、従来のスイッチング電源装置と同様、１次側回路としてバックコンバータ回路とハーフブリッジ回路の直列回路を用いたスイッチング電源装置であり、従来のスイッチング電源装置に備えられている電流検出回路２１が削除され、代わりにリップル検出回路３２が備えられている点において異なる。その他の構成については従来のスイッチング電源装置と同様であるので、従来のスイッチング電源装置と同じ構成要素については、図７と同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００２６】
リップル検出回路３２には、第２の入力コンデンサ１６の両端間の電圧が与えられており、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４に含まれるリップルが観測される
図２は、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインスイッチ１１、１２の動作と中点電位Ｖ４のリップルとの関係を示すタイミング図である。図２において、Ｖｇｓ１１とは制御回路１３より第３のメインスイッチ１１のゲート電極に供給される制御パルスの電圧を意味し、Ｖｇｓ１２とは制御回路１３より第４のメインスイッチ１２のゲート電極に供給される制御パルスの電圧を意味する。また、Ｖｄｓ１１とは第３のメインスイッチ１１のソース−ドレイン間電圧を意味し、Ｖｄｓ１２とは第４のメインスイッチ１２のソース−ドレイン間電圧を意味する。さらに、Ｉｄ１１とは第３のメインスイッチ１１に流れる電流を意味し、Ｉｄ１２とは第４のメインスイッチ１２に流れる電流を意味する。
【００２７】
図２に示されるように、中点電位Ｖ４の電位は、第３のメインスイッチ１１がオンし第４のメインスイッチ１２がオフしている期間において上昇し、逆に、第３のメインスイッチ１１がオフし第４のメインスイッチ１２がオンしている期間において低下する。このため、中点電位Ｖ４は、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のスイッチング周期に一致した周期を持つリップルが現れる。
【００２８】
図３は、リップル検出回路３２の回路図である。
【００２９】
図３に示されるように、リップル検出回路３２は、中点電位Ｖ４の直流成分をカットするコンデンサ４０と、直流成分がカットされた中点電位Ｖ４を整流するブリッジ回路４１と、ブリッジ回路４１の出力に直流バイアスを与える抵抗４２及び４３からなる抵抗回路と、基準電圧を生成する抵抗４４及び４５からなる抵抗回路と、直流バイアスが与えられたブリッジ回路４１の出力が非反転入力端子（＋）に供給され基準電圧が反転入力端子（−）に供給される増幅器４６とを備えている。
【００３０】
このような構成からなるリップル検出回路３２によれば、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４からリップル成分が抽出され、これが増幅された信号である制御信号Ｃ１が生成される。かかる制御信号Ｃ１は、図１に示されるように制御回路１３に供給される。
【００３１】
ここで、中点電位Ｖ４のリップル成分の振幅は、出力電流Ｉｏと実質的に比例関係にある。このため、制御信号Ｃ１を受ける制御回路１３は、制御信号Ｃ１の振幅（ＶＣ１ｐｐ）を監視することにより、出力電流Ｉｏが過電流状態となっているか否かを知ることができる。
【００３２】
図４は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の動作を示すフローチャートである。
【００３３】
まず、制御回路１３は、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐを監視し、これが所定のしきい値電圧Ｖｔ１を超えたか否かを判断する（ステップＳ１）。ここで、しきい値電圧Ｖｔ１とは、出力電流Ｉｏが過電流状態となった場合における制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐに相当する。上述の通り、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐと出力電流Ｉｏとは実質的に比例関係にあることから、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回った場合、制御回路１３は、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断することができる。
【００３４】
かかる判断の結果、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回っており、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断された場合、制御回路１３は、第１のメインスイッチ９のデューティを低下させる（ステップＳ２）。具体的には、第１のメインスイッチ９のゲート電極に供給される電圧Ｖｇｓ９がハイレベルである時間を短縮する。これにより、バックコンバータ回路３の出力である内部電圧Ｖｉｎ２のレベルが低下し、その結果、出力電圧Ｖｏが垂下する。
【００３５】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置３０においては、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４に含まれるリップル成分を検出し、これに基づいて間接的に出力電流Ｉｏが過電流状態であるか否かを判断していることから、損失の発生を効果的に抑制しつつ、出力電流Ｉｏの過電流状態を検出することができる。
【００３６】
尚、本実施態様において、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断された場合に、第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のデューティを低下させるべきではない。第３及び第４のメインスイッチ１１、１２のデューティを低下させると、これに応じて第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４に含まれるリップルの振幅が小さくなってしまうことから、出力電流Ｉｏの過電流状態を正しく検出できなくなるからである。このことは、本発明が、１次側のハーフブリッジ回路の前段にバックコンバータ回路等の変圧回路が備えられたスイッチング電源装置において有効であることを暗示している。
【００３７】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【００３８】
図５は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の回路図である。
【００３９】
図５に示されるように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置５０は、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０に、内部電圧検出回路５１が付加された構成を有する。内部電圧検出回路５１は、内部電圧Ｖｉｎ２の直流レベルを検出する回路であり、その検出結果は制御信号Ｃ２として制御回路１３に供給される。
【００４０】
ここで、内部電圧Ｖｉｎ２は、出力電圧Ｖｏと実質的に比例関係にある。このため、制御信号Ｃ２を受ける制御回路１３は、制御信号Ｃ２のレベル（ＶＣ２）を監視することにより、出力電圧Ｖｏのレベルを間接的に検出することができる。
【００４１】
図６は、本実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の動作を示すフローチャートである。
【００４２】
まず、制御回路１３は、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐを監視し、これがしきい値電圧Ｖｔ１を超えたか否かを判断する（ステップＳ１１）。上述の通り、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐと出力電流Ｉｏとは実質的に比例関係にあることから、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回った場合、制御回路１３は、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断することができる。
【００４３】
かかる判断の結果、制御信号Ｃ１の振幅ＶＣ１ｐｐがしきい値電圧Ｖｔ１を越えて上回っており、出力電流Ｉｏが過電流状態であると判断された場合、制御回路１３は、第１のメインスイッチ９のデューティを低下させる（ステップＳ１２）。これにより、バックコンバータ回路３の出力である内部電圧Ｖｉｎ２のレベルが低下し、その結果、出力電圧Ｖｏが垂下する。
【００４４】
次に、制御回路１３は、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２を監視し、これがしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回ったか否かを判断する（ステップＳ１３）。上述の通り、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２と出力電圧Ｖｏとは実質的に比例関係にあることから、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２がしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回った場合、制御回路１３は、出力電圧Ｖｏが所定のレベルまで垂下したと判断することができる。
【００４５】
かかる判断の結果、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２がしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回っており、出力電圧Ｖｏが所定のレベルまで垂下したと判断された場合、制御回路１３は、第１のメインスイッチ９のデューティをさらに低下させる（ステップＳ１４）。これにより、バックコンバータ回路３の出力である内部電圧Ｖｉｎ２のレベルはいっそう低下し、その結果、出力電圧Ｖｏがより急峻な角度を持って垂下する。
【００４６】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置５０においては、上記実施態様における効果に加え、出力電圧Ｖｏが所定のレベルまで垂下したと判断されたことに応答して、その垂下特性を調節していることから、所望の垂下特性を得ることができる。
【００４７】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４８】
例えば、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、トランス１の１次側回路として、バックコンバータ回路３とハーフブリッジ回路４の直列回路を用いているが、ハーフブリッジ回路４の前段回路としてはバックコンバータ回路３に限定されず、フォワードコンバータ回路等、他の種類の変圧回路を用いても構わない。
【００４９】
また、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、トランス１の２次側回路として、第１及び第２のダイオード１７、１８からなる整流回路５を用いているが、本発明においてトランス１の２次側回路には特に制限はなく、他の種類の回路、例えば、トランジスタを用いた同期整流型の整流回路を用いても構わない。
【００５０】
さらに、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、リップル検出回路３２として図３に示した回路を用いたが、第１及び第２の入力コンデンサ１５、１６の中点電位Ｖ４からリップル成分を抽出可能であれば、どのような回路を用いても構わない。例えば、リップル検出回路３２から増幅器４６を削除し、ブリッジ回路４１の出力をそのまま制御信号Ｃ１とする回路を用いても構わない。
【００５１】
また、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置３０、５０においては、中点電位Ｖ４のリップル成分を抽出するリップル検出回路３２を用いて制御信号Ｃ１を生成しているが、トランス１の２次側に現れるリップル成分を抽出することによって制御信号Ｃ１を生成しても構わない。かかる構成は、制御回路１３が２次側に属する場合に適している。
【００５２】
さらに、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置５０においては、制御信号Ｃ２のレベルＶＣ２がしきい値電圧Ｖｔ２を越えて下回ったことに応答して、第１のメインスイッチ９のデューティをさらに低下させているが（ステップＳ１４）、要求される垂下特性に応じ、第１のメインスイッチ９のデューティを上昇させても構わない。
【００５３】
また、上記実施態様にかかるスイッチング電源装置５０においては、内部電圧Ｖｉｎ２の直流レベルを検出する内部電圧検出回路５１を用いて制御信号Ｃ２を生成し、これによって出力電圧Ｖｏの間接的な検出を可能としているが、出力電圧Ｖｏを直接検出しても構わない。かかる構成は、制御回路１３が２次側に属する場合に適している。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、出力電流Ｉｏの過電流状態を効率的に検出することができるスイッチング電源装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の回路図である。
【図２】ハーフブリッジ回路４の動作と中点電位Ｖ４のリップルとの関係を示すタイミング図である。
【図３】リップル検出回路３２の回路図である。
【図４】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置３０の動作を示すフローチャートである。
【図５】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の回路図である。
【図６】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置５０の動作を示すフローチャートである。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１ トランス
２ 入力電源
３ バックコンバータ回路
４ ハーフブリッジ回路
５ 整流回路
６ 負荷
７ 平滑回路
８ 絶縁回路
９ 第１のメインスイッチ
１０ 第２のメインスイッチ
１１ 第３のメインスイッチ
１２ 第４のメインスイッチ
１３ 制御回路
１４ インダクタ
１５ 第１の入力コンデンサ
１６ 第２の入力コンデンサ
１７ 第１のダイオード
１８ 第２のダイオード
１９ 平滑用インダクタ
２０ 平滑用コンデンサ
２１ 電流検出回路
３０ スイッチング電源装置
３２ リップル検出回路
４０ コンデンサ
４１ ブリッジ回路
４２〜４５ 抵抗
４６ 増幅器
５０ スイッチング電源装置
５１ 内部電圧検出回路
Claims (2)
- トランスと、前記トランスの１次側に設けられたハーフブリッジ回路と、前記ハーフブリッジ回路の前段に設けられた変圧回路と、前記トランスの２次側に設けられた出力回路と、前記出力回路の出力電圧に基づいて少なくとも前記変圧回路の変圧動作を制御する制御回路と、前記ハーフブリッジ回路の中点電位に含まれるリップル成分の振幅の大きさを検出するリップル検出回路とを備え、前記制御回路が、前記リップル検出回路により検出されたリップル成分の振幅の大きさが、所定の閾値よりも大きくなったときに前記出力回路の出力電流が過電流状態と判断し、前記変圧回路の出力電圧を低下させるように変圧動作を制御するように構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
- 前記リップル検出回路が、少なくとも、ハーフブリッジ回路の中点電位の直流電圧成分を除去して得られた振幅を検出する手段と、前記振幅を増幅する手段とを備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
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