JPH10127057A - 圧電トランスの駆動回路および駆動方法 - Google Patents
圧電トランスの駆動回路および駆動方法Info
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- JPH10127057A JPH10127057A JP8282315A JP28231596A JPH10127057A JP H10127057 A JPH10127057 A JP H10127057A JP 8282315 A JP8282315 A JP 8282315A JP 28231596 A JP28231596 A JP 28231596A JP H10127057 A JPH10127057 A JP H10127057A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】圧電トランスの薄型、小型を生かした駆動回路
を実現し、しかも効率がよく入力電圧範囲の広い圧電ト
ランスの駆動回路及び駆動方法を提供する。 【解決手段】ＡＧＣ回路９から出力された正弦波が、デ
ルタシグマ変調器２に入力されると、この正弦波は１ビ
ット量子化信号に変換される。この１ビット量子化信号
によって出力ドライバ３及びインバータ１２を介して出
力ドライバ４をスイッチングさせ、ＧＮＤ電位から電源
電圧Ｖｄｄの振幅をもつパルスを発生させる。この出力
ドライバ３、４から出力される駆動波形を、圧電トラン
ス１の入力容量とコイル１１によって、圧電トランス１
の共振周波数を取り出し１ビット量子化信号を正弦波に
変換する。この為、圧電トランスを正弦波で動作させる
ことができるので、圧電トランス１を効率よく駆動でき
る。
を実現し、しかも効率がよく入力電圧範囲の広い圧電ト
ランスの駆動回路及び駆動方法を提供する。 【解決手段】ＡＧＣ回路９から出力された正弦波が、デ
ルタシグマ変調器２に入力されると、この正弦波は１ビ
ット量子化信号に変換される。この１ビット量子化信号
によって出力ドライバ３及びインバータ１２を介して出
力ドライバ４をスイッチングさせ、ＧＮＤ電位から電源
電圧Ｖｄｄの振幅をもつパルスを発生させる。この出力
ドライバ３、４から出力される駆動波形を、圧電トラン
ス１の入力容量とコイル１１によって、圧電トランス１
の共振周波数を取り出し１ビット量子化信号を正弦波に
変換する。この為、圧電トランスを正弦波で動作させる
ことができるので、圧電トランス１を効率よく駆動でき
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電効果を用い、直
流電圧源から所定の電圧に変換する圧電トランスの駆動
回路および駆動方法に関する。
流電圧源から所定の電圧に変換する圧電トランスの駆動
回路および駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは、１次側電極に電
圧を印加し圧電効果を利用して機械振動を発生させ、２
次側電極から変換された電圧を取り出す電圧変換素子で
あり、冷陰極管用の高圧を発生させるインバータなどに
用いられている。
圧を印加し圧電効果を利用して機械振動を発生させ、２
次側電極から変換された電圧を取り出す電圧変換素子で
あり、冷陰極管用の高圧を発生させるインバータなどに
用いられている。
【０００３】この圧電トランスの駆動回路としては、特
開平８−４７２６５号公報に技術が開示されている。こ
れは図９に示す様に圧電トランス１に接続された負荷５
に流れる電流を抵抗３８で電圧に変換する。この信号を
移相回路３６を介して増幅器３７に供給しフリップフロ
ップ３３を駆動する。さらにフリップフロップ３３で分
周した互いに位相の異なるＱ、Ｑバー出力信号によって
２つのトランジスタスイッチング回路３４、３５を駆動
させることによって、直流の電源電圧Ｖｄｄから位相が
１８０度異なる圧電トランス１の共振周波数の２つのパ
ルス電圧を発生させる。この２つのパルスをそれぞれ圧
電トランス１の１次側電極である１ａと１ｂに印加し、
２次側電極１ｃから圧電トランス１によって変換された
電圧を得るものである。そこでこの従来技術による回路
例によれば、矩形波によって圧電トランス１が駆動され
ることになる。
開平８−４７２６５号公報に技術が開示されている。こ
れは図９に示す様に圧電トランス１に接続された負荷５
に流れる電流を抵抗３８で電圧に変換する。この信号を
移相回路３６を介して増幅器３７に供給しフリップフロ
ップ３３を駆動する。さらにフリップフロップ３３で分
周した互いに位相の異なるＱ、Ｑバー出力信号によって
２つのトランジスタスイッチング回路３４、３５を駆動
させることによって、直流の電源電圧Ｖｄｄから位相が
１８０度異なる圧電トランス１の共振周波数の２つのパ
ルス電圧を発生させる。この２つのパルスをそれぞれ圧
電トランス１の１次側電極である１ａと１ｂに印加し、
２次側電極１ｃから圧電トランス１によって変換された
電圧を得るものである。そこでこの従来技術による回路
例によれば、矩形波によって圧電トランス１が駆動され
ることになる。
【０００４】また圧電トランス１を駆動する他の方法と
して、特開平８−３３３４９の従来技術が開示されてい
る。これは図１０に示す様に、電磁トランス４１を圧電
トランス１の入力の前段に設け、この電磁トランス４１
の１次電圧を電圧検出回路４０で検出し、この電圧の値
に応じた周波数でスイッチングトランジスタ４２をスイ
ッチングさせる。そこで電磁トランス４１の２次側のイ
ンダクタンスと圧電トランス１の持つ等価入力容量から
なる共振を利用し、図１０の電源電圧Ｖｄｄから昇圧さ
れた半波の正弦波を発生させるものである。
して、特開平８−３３３４９の従来技術が開示されてい
る。これは図１０に示す様に、電磁トランス４１を圧電
トランス１の入力の前段に設け、この電磁トランス４１
の１次電圧を電圧検出回路４０で検出し、この電圧の値
に応じた周波数でスイッチングトランジスタ４２をスイ
ッチングさせる。そこで電磁トランス４１の２次側のイ
ンダクタンスと圧電トランス１の持つ等価入力容量から
なる共振を利用し、図１０の電源電圧Ｖｄｄから昇圧さ
れた半波の正弦波を発生させるものである。
【０００５】圧電トランスの等価回路は一般に図８で表
され、主に等価入力容量Ｃｄ１ ２７と前段の電磁トラ
ンス４１の２次側のインダクタンスで圧電トランス１の
共振周波数で共振させるように設定しておく。以上の方
法で圧電トランス１を半波の正弦波で駆動して負荷５に
昇圧された電圧を出力することが特徴である。
され、主に等価入力容量Ｃｄ１ ２７と前段の電磁トラ
ンス４１の２次側のインダクタンスで圧電トランス１の
共振周波数で共振させるように設定しておく。以上の方
法で圧電トランス１を半波の正弦波で駆動して負荷５に
昇圧された電圧を出力することが特徴である。
【０００６】更に他の従来技術としては、特願平７−０
６９２０７のように全波の正弦波で圧電トランス１を駆
動する方法が開示されている。この駆動回路は図１１に
示す様に、圧電トランス１の２つの１次電極に２つのオ
ートトランス４３、４４の２次側を接続し、オートトラ
ンス４３、４４の１次側を電源電圧Ｖｄｄに接続したも
のである。更に、オートトランス４３、４４の中間端子
にスイッチングトランジスタ４７、４８を接続し、負荷
５に流れる電流を検出して周波数制御回路４５により、
圧電トランス１の駆動周波数を決定し２位相駆動回路４
６に入力する。この２位相駆動回路４６からの出力によ
り、スイッチングトランジスタ４７、４８を圧電トラン
ス１の共振周波数で交互にスイッチングさせるものであ
る。
６９２０７のように全波の正弦波で圧電トランス１を駆
動する方法が開示されている。この駆動回路は図１１に
示す様に、圧電トランス１の２つの１次電極に２つのオ
ートトランス４３、４４の２次側を接続し、オートトラ
ンス４３、４４の１次側を電源電圧Ｖｄｄに接続したも
のである。更に、オートトランス４３、４４の中間端子
にスイッチングトランジスタ４７、４８を接続し、負荷
５に流れる電流を検出して周波数制御回路４５により、
圧電トランス１の駆動周波数を決定し２位相駆動回路４
６に入力する。この２位相駆動回路４６からの出力によ
り、スイッチングトランジスタ４７、４８を圧電トラン
ス１の共振周波数で交互にスイッチングさせるものであ
る。
【０００７】このオートトランス４７、４８の１次側と
２次側のインダクタンスと、図８の圧電トランス１の等
価回路の主に等価入力容量Ｃｄ１ ２７で共振回路を構
成するように設定しておく。そこで図１１中に示す２相
の半波正弦波を発生させ、この２つの半波正弦波を圧電
トランス１の２つの１次側電極に交互に印加する事によ
って、圧電トランス１の１次側電極には正弦波が印加さ
れたことになる。このようにして圧電トランス１が負荷
５に昇圧された出力電圧を印加することが出来るもので
ある。
２次側のインダクタンスと、図８の圧電トランス１の等
価回路の主に等価入力容量Ｃｄ１ ２７で共振回路を構
成するように設定しておく。そこで図１１中に示す２相
の半波正弦波を発生させ、この２つの半波正弦波を圧電
トランス１の２つの１次側電極に交互に印加する事によ
って、圧電トランス１の１次側電極には正弦波が印加さ
れたことになる。このようにして圧電トランス１が負荷
５に昇圧された出力電圧を印加することが出来るもので
ある。
【０００８】以上の様に圧電トランス１を駆動する方法
として、従来技術では矩形波を入力する方法、半波の正
弦波を入力する方法、更に、全波の正弦波を入力する３
つの駆動方法が知られている。
として、従来技術では矩形波を入力する方法、半波の正
弦波を入力する方法、更に、全波の正弦波を入力する３
つの駆動方法が知られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】第１の問題点は、矩形
波、半波の正弦波など正弦波以外の波形で圧電トランス
を駆動した場合、圧電トランス１の駆動の効率が低下し
てしまうことである。その理由は、例えば特開平８−４
７２６５の様に矩形波で圧電トランスを駆動する場合、
矩形波には圧電トランスの共振周波数の高調波成分が含
まれているために、圧電トランス１が高調波成分によっ
ても振動する事になる。例えば図１２（ａ）の矩形波を
フーリエ展開してフーリエ級数ｆ（ｔ）を求めると
（１）式として表すことができる。
波、半波の正弦波など正弦波以外の波形で圧電トランス
を駆動した場合、圧電トランス１の駆動の効率が低下し
てしまうことである。その理由は、例えば特開平８−４
７２６５の様に矩形波で圧電トランスを駆動する場合、
矩形波には圧電トランスの共振周波数の高調波成分が含
まれているために、圧電トランス１が高調波成分によっ
ても振動する事になる。例えば図１２（ａ）の矩形波を
フーリエ展開してフーリエ級数ｆ（ｔ）を求めると
（１）式として表すことができる。
【００１０】 ｆ（ｔ）＝（４Ｅ）／π｛ｓｉｎθ＋（１／３）ｓｉｎ３θ＋ （１／５）ｓｉｎθ＋（１／７）ｓｉｎ７θ＋・・｝・・ （１） （１）式から矩形波には基本周波数の正弦波に、奇数倍
の周波数の正弦波が加算されていることが示されてい
る。この（１）式を各周波数項に分けてグラフに表すと
図１２（ｂ）に示す波形となる。従って圧電トランス１
を矩形波で駆動すると共振周波数の奇数倍の正弦波も入
力される事になり、この高調波成分でも圧電トランス１
は振動する事になる。
の周波数の正弦波が加算されていることが示されてい
る。この（１）式を各周波数項に分けてグラフに表すと
図１２（ｂ）に示す波形となる。従って圧電トランス１
を矩形波で駆動すると共振周波数の奇数倍の正弦波も入
力される事になり、この高調波成分でも圧電トランス１
は振動する事になる。
【００１１】一方、圧電トランス１は共振周波数付近以
外のエネルギは出力として取り出せない為、共振周波数
の高調波成分の振動は損失することになる。従って矩形
波を使用して圧電トランスを駆動すると効率が低下する
ことになる。また特開平８−３３３４９の様に半波の正
弦波で駆動する場合、同様に、共振周波数の高調波成分
が圧電トランス１に入力されることになる。図１２
（ｃ）に示す半波の正弦波のフーリエ級数を求めると
（２）式として表すことができる。
外のエネルギは出力として取り出せない為、共振周波数
の高調波成分の振動は損失することになる。従って矩形
波を使用して圧電トランスを駆動すると効率が低下する
ことになる。また特開平８−３３３４９の様に半波の正
弦波で駆動する場合、同様に、共振周波数の高調波成分
が圧電トランス１に入力されることになる。図１２
（ｃ）に示す半波の正弦波のフーリエ級数を求めると
（２）式として表すことができる。
【００１２】 ｆ（ｔ）＝１／π＋（ｃｏｓθ）／２＋（２／π）｛（１／３）ｃｏｓ２θ− （１／１５）ｃｏｓ４θ＋・・｝・・ （２） （２）式にも高調波成分が含まれており、駆動の効率は
全波の正弦波より低下することは明白である。以上から
効率良く圧電トランス１の駆動を行うためには、正弦波
を使用することが望ましいことになる。
全波の正弦波より低下することは明白である。以上から
効率良く圧電トランス１の駆動を行うためには、正弦波
を使用することが望ましいことになる。
【００１３】第２の問題点は、効率の良い駆動を行うた
め特願平７−０６９２０７の駆動回路のように、２相の
半波の正弦波を発生させると、電磁トランスが２つ必要
となるためコストが高くなり、インバータの物理形状も
大きくなる欠点がある。
め特願平７−０６９２０７の駆動回路のように、２相の
半波の正弦波を発生させると、電磁トランスが２つ必要
となるためコストが高くなり、インバータの物理形状も
大きくなる欠点がある。
【００１４】その理由は、電磁トランスやコイルのフラ
イバック電圧を利用せずに、正弦波で圧電トランス１を
駆動すると、駆動回路で電力損失が発生するからであ
る。フライバック電圧を用いずに、正弦波で圧電トラン
ス１を駆動する場合には、駆動段としてＡ級増幅器を使
用する必要があるが、正弦波のように電源電圧とＧＮＤ
電位との中間の電圧を出力する時には、電源電圧と圧電
トランス１に印加される電圧との差分の電圧が出力のト
ランジスタに印加され、この電圧と出力トランジスタか
ら流れ出る電流との積の電力が、このトランジスタで消
費される事になる。
イバック電圧を利用せずに、正弦波で圧電トランス１を
駆動すると、駆動回路で電力損失が発生するからであ
る。フライバック電圧を用いずに、正弦波で圧電トラン
ス１を駆動する場合には、駆動段としてＡ級増幅器を使
用する必要があるが、正弦波のように電源電圧とＧＮＤ
電位との中間の電圧を出力する時には、電源電圧と圧電
トランス１に印加される電圧との差分の電圧が出力のト
ランジスタに印加され、この電圧と出力トランジスタか
ら流れ出る電流との積の電力が、このトランジスタで消
費される事になる。
【００１５】この電力は駆動回路の損失となる為、Ａ級
増幅器を用いて正弦波で圧電トランジスを駆動すると駆
動回路が損失を発生してしまい、インバータ全体として
の効率が低下するという問題があり、電磁トランス２個
で２相の半波正弦波を作らざるを得ないためコスト高や
物理形状の増加を招いていた。
増幅器を用いて正弦波で圧電トランジスを駆動すると駆
動回路が損失を発生してしまい、インバータ全体として
の効率が低下するという問題があり、電磁トランス２個
で２相の半波正弦波を作らざるを得ないためコスト高や
物理形状の増加を招いていた。
【００１６】第３の問題点は、圧電トランス駆動回路の
入力電圧範囲が狭い点である。その理由は、圧電トラン
ス１に入力する駆動電圧の振幅は、特開平８−４７２６
５では、ＧＮＤ電位から電源電圧Ｖｄｄの２倍振幅の矩
形波となり、電源電圧に比例して圧電トランス１の駆動
電圧も増加する。また特開平８−３３３４９、特願平７
−０６９２０７の従来技術でも、電源電圧を電磁トラン
スの１次側でフライバック電圧を発生させて、２次側に
昇圧させた電圧を取り出して圧電トランス１を駆動して
いるため、電源電圧Ｖｄｄに比例して圧電トランス１の
駆動電圧が増加することになる。そこで、これら３つの
従来技術では圧電トランス１の駆動周波数を変化させて
昇圧比を変化させ、負荷５に一定の出力電圧や出力電流
を供給するように制御している。
入力電圧範囲が狭い点である。その理由は、圧電トラン
ス１に入力する駆動電圧の振幅は、特開平８−４７２６
５では、ＧＮＤ電位から電源電圧Ｖｄｄの２倍振幅の矩
形波となり、電源電圧に比例して圧電トランス１の駆動
電圧も増加する。また特開平８−３３３４９、特願平７
−０６９２０７の従来技術でも、電源電圧を電磁トラン
スの１次側でフライバック電圧を発生させて、２次側に
昇圧させた電圧を取り出して圧電トランス１を駆動して
いるため、電源電圧Ｖｄｄに比例して圧電トランス１の
駆動電圧が増加することになる。そこで、これら３つの
従来技術では圧電トランス１の駆動周波数を変化させて
昇圧比を変化させ、負荷５に一定の出力電圧や出力電流
を供給するように制御している。
【００１７】一般に、圧電トランス１は共振周波数で最
も効率が良く動作するが、共振周波数から離れるに従っ
て効率が低下するので、電源電圧の変動を吸収するには
限度がある。たとえば電源電圧が２倍になれば、圧電ト
ランス１は半分の昇圧比で動作させなくてはならない。
そこで共振周波数から離す特開平８−３３３４９、特願
平７−０６９２０７のように圧電トランス１の等価入力
容量と電磁トランスのインダクタンスを共振させている
場合、駆動波形が変化しないので、スイッチング周期は
ごく狭い範囲しか変えることができないので、一般に２
倍以上の入力電圧範囲を得ることは困難である。
も効率が良く動作するが、共振周波数から離れるに従っ
て効率が低下するので、電源電圧の変動を吸収するには
限度がある。たとえば電源電圧が２倍になれば、圧電ト
ランス１は半分の昇圧比で動作させなくてはならない。
そこで共振周波数から離す特開平８−３３３４９、特願
平７−０６９２０７のように圧電トランス１の等価入力
容量と電磁トランスのインダクタンスを共振させている
場合、駆動波形が変化しないので、スイッチング周期は
ごく狭い範囲しか変えることができないので、一般に２
倍以上の入力電圧範囲を得ることは困難である。
【００１８】また電源電圧が上昇すると駆動回路の損失
が大きくなる。電源電圧をＶｄｄ、電磁トランスの一次
側のインダクタンスをＬ１、スイッチングトランジスタ
がオンしている時間をｔとすると電磁トランスの一次側
及びスイッチングトランジスタに流れる電流Ｉｄは
（３）式で表される。
が大きくなる。電源電圧をＶｄｄ、電磁トランスの一次
側のインダクタンスをＬ１、スイッチングトランジスタ
がオンしている時間をｔとすると電磁トランスの一次側
及びスイッチングトランジスタに流れる電流Ｉｄは
（３）式で表される。
【００１９】 Ｉｄ＝Ｖｄｄ×ｔ／Ｌ１・・・ （３） 従って、（３）式から電磁トランス及びスイッチングト
ランジスタに流れる電流は電源電圧に比例し、圧電トラ
ンス駆動回路の電源電圧が高くなると、電磁トランス及
びスイッチングトランジスタに流れる電流は比例して増
加する。しかし圧電トランス１の出力電力は一定に制御
されるので、電磁トランスに入力された余剰な電力は電
源側に戻ることになる。そこで電磁トランス及びスイッ
チングトランジスタの直列抵抗成分の損失が増加し圧電
トランス駆動回路の効率も悪くなることになる。以上の
理由によって従来技術では入力電圧範囲が狭いという欠
点があった。
ランジスタに流れる電流は電源電圧に比例し、圧電トラ
ンス駆動回路の電源電圧が高くなると、電磁トランス及
びスイッチングトランジスタに流れる電流は比例して増
加する。しかし圧電トランス１の出力電力は一定に制御
されるので、電磁トランスに入力された余剰な電力は電
源側に戻ることになる。そこで電磁トランス及びスイッ
チングトランジスタの直列抵抗成分の損失が増加し圧電
トランス駆動回路の効率も悪くなることになる。以上の
理由によって従来技術では入力電圧範囲が狭いという欠
点があった。
【００２０】本発明の目的はこれらの問題を解決し、電
磁トランスやコイルを１個、あるいは使用しない場合で
あっても効率が良く、圧電トランスの薄型、小型を生か
した駆動回路を実現し、しかも入力電圧範囲の広い圧電
トランスの駆動回路及び駆動方法を提供することにあ
る。
磁トランスやコイルを１個、あるいは使用しない場合で
あっても効率が良く、圧電トランスの薄型、小型を生か
した駆動回路を実現し、しかも入力電圧範囲の広い圧電
トランスの駆動回路及び駆動方法を提供することにあ
る。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する為、
本発明の圧電トランス駆動回路は、負荷（図１の５）に
流れる電流が一定になる様に、電流電圧変換手段（図１
の６）を設け、周波数掃引発振手段（図１の８）によっ
て電圧トランスの共振周波数よりわずかに高い周波数の
正弦波を発生し、圧電トランスの昇圧比を制御して圧電
トランスの駆動周波数を決定する手段を有し、この駆動
周波数の正弦波をオーバーサンプリングした１ビット量
子化信号を１ビット量子化信号発生手段（図１の２）に
より発生させ、この信号で駆動手段（図１の３および
４）をスイッチングさせる事により圧電トランスを駆動
する事を特徴とする。さらに圧電トランスに入力される
１ビット量子化信号に含まれる、圧電トランスの共振周
波数の高調波成分を除去する手段（図１の１１）を有す
る。また、電源電圧が変動しても圧電トランスに印加す
る駆動電圧が一定保つ駆動電圧制御手段（図１の９）を
有する事を特徴とする。
本発明の圧電トランス駆動回路は、負荷（図１の５）に
流れる電流が一定になる様に、電流電圧変換手段（図１
の６）を設け、周波数掃引発振手段（図１の８）によっ
て電圧トランスの共振周波数よりわずかに高い周波数の
正弦波を発生し、圧電トランスの昇圧比を制御して圧電
トランスの駆動周波数を決定する手段を有し、この駆動
周波数の正弦波をオーバーサンプリングした１ビット量
子化信号を１ビット量子化信号発生手段（図１の２）に
より発生させ、この信号で駆動手段（図１の３および
４）をスイッチングさせる事により圧電トランスを駆動
する事を特徴とする。さらに圧電トランスに入力される
１ビット量子化信号に含まれる、圧電トランスの共振周
波数の高調波成分を除去する手段（図１の１１）を有す
る。また、電源電圧が変動しても圧電トランスに印加す
る駆動電圧が一定保つ駆動電圧制御手段（図１の９）を
有する事を特徴とする。
【００２２】また、本発明によれば、圧電効果を利用し
て１次端子から入力した電圧を２次端子に出力し、第１
の周波数を共振周波数として動作する圧電トランスの１
次端子に、前記第１の周波数近傍の正弦波を２の周波数
でオーバーサンプリングした１ビット量子化信号を印加
し、前記圧電トランスの２次端子に変換された電圧を出
力する圧電トランスの駆動方法が得られる。
て１次端子から入力した電圧を２次端子に出力し、第１
の周波数を共振周波数として動作する圧電トランスの１
次端子に、前記第１の周波数近傍の正弦波を２の周波数
でオーバーサンプリングした１ビット量子化信号を印加
し、前記圧電トランスの２次端子に変換された電圧を出
力する圧電トランスの駆動方法が得られる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下に、本発明について図面を参
照して説明する。図１は本発明による第１の実施の形態
のブロック図で負荷５に一定の交流電圧を出力するイン
バータとして構成したものである。また、図４は図１の
中で１ビットＡ／Ｄ変換器として使用しているデルタシ
グマ変調器２の詳細ブロック図である。
照して説明する。図１は本発明による第１の実施の形態
のブロック図で負荷５に一定の交流電圧を出力するイン
バータとして構成したものである。また、図４は図１の
中で１ビットＡ／Ｄ変換器として使用しているデルタシ
グマ変調器２の詳細ブロック図である。
【００２４】図１における１は圧電トランス、２はデジ
タシグマ変調器、３、４は出力ドライバ、５は負荷、６
は電流電圧変換回路、７は整流回路、８は周波数掃引発
振器、９はＡＧＣ回路、１０は整流回路、１１は圧電ト
ランスの共振周波数を取り出す為のフィルタ用のコイ
ル、１２はインバータ、１３は帯域通過型フィルタ（Ｂ
ＰＦ）、１４は分周回路である。
タシグマ変調器、３、４は出力ドライバ、５は負荷、６
は電流電圧変換回路、７は整流回路、８は周波数掃引発
振器、９はＡＧＣ回路、１０は整流回路、１１は圧電ト
ランスの共振周波数を取り出す為のフィルタ用のコイ
ル、１２はインバータ、１３は帯域通過型フィルタ（Ｂ
ＰＦ）、１４は分周回路である。
【００２５】図１では、１ビット量子化信号による正弦
波を発生する回路の例としてデルタシグマ変調器を用い
ている。ここでは説明の煩雑化を避けるため、最も基本
的な１次のデルタシグマ変調器の動作について図４を使
用して説明する。１次のデルタシグマ変調器は、デルタ
変調器１８の入力段に積分器１７を設置した構造とな
る。１７、２０は積分器、１９は比較器、２２は１クロ
ック遅延回路、２１は１ビットＤ／Ａ変換器である。
波を発生する回路の例としてデルタシグマ変調器を用い
ている。ここでは説明の煩雑化を避けるため、最も基本
的な１次のデルタシグマ変調器の動作について図４を使
用して説明する。１次のデルタシグマ変調器は、デルタ
変調器１８の入力段に積分器１７を設置した構造とな
る。１７、２０は積分器、１９は比較器、２２は１クロ
ック遅延回路、２１は１ビットＤ／Ａ変換器である。
【００２６】デルタシグマ変調器に入力されたアナログ
信号は、クロックに同期したスイッチを通り積分器１７
に入力される。この積分器１７によって入力信号は積分
され、図４中の（ａ）波形と積分器２０の出力信号であ
る図４中の（ｂ）波形の比較を行う。積分器２０からの
出力が大きい場合、デルタシグマ変調器は高レベルを出
力すると共に積分器２０の出力電圧を図４に示す様に１
ステップΔ（デルタ）増加させる制御信号をフィードバ
ックする。積分器２０からの出力が小さい場合には、デ
ルタシグマ変調器は低レベルを出力すると共に積分器２
０の出力電圧を１ステップΔ減少させる制御信号をフィ
ードバックする。この動作により、デルタシグマ変調器
２の出力は、入力信号の傾きが正で大きいほど高レベル
を出力し、入力信号の傾きが負で大きいほど低レベルを
出力する。従って、デルタシグマ変調器２に正弦波を入
力した時の出力波形は図５（ａ）の様になる。
信号は、クロックに同期したスイッチを通り積分器１７
に入力される。この積分器１７によって入力信号は積分
され、図４中の（ａ）波形と積分器２０の出力信号であ
る図４中の（ｂ）波形の比較を行う。積分器２０からの
出力が大きい場合、デルタシグマ変調器は高レベルを出
力すると共に積分器２０の出力電圧を図４に示す様に１
ステップΔ（デルタ）増加させる制御信号をフィードバ
ックする。積分器２０からの出力が小さい場合には、デ
ルタシグマ変調器は低レベルを出力すると共に積分器２
０の出力電圧を１ステップΔ減少させる制御信号をフィ
ードバックする。この動作により、デルタシグマ変調器
２の出力は、入力信号の傾きが正で大きいほど高レベル
を出力し、入力信号の傾きが負で大きいほど低レベルを
出力する。従って、デルタシグマ変調器２に正弦波を入
力した時の出力波形は図５（ａ）の様になる。
【００２７】図１において、ＡＧＣ回路９からの正弦波
の出力電圧が、デルタシグマ変調器２に入力されるとこ
の出力からは、図５（ａ）の様な１ビット量子化信号が
出力される。この１ビット量子化信号を出力ドライバ３
及びインバータ１２を介して出力ドライバ４に入力す
る。出力ドライバ３、４の出力波形はＧＮＤ電位から電
源電圧Ｖｄｄの振幅をもつパルス状の波形となる。また
インバータ１２を介して出力ドライバ４に入力している
ため、出力ドライバ４からは、出力ドライバ３の逆位相
の電圧波形が出力される事になる。
の出力電圧が、デルタシグマ変調器２に入力されるとこ
の出力からは、図５（ａ）の様な１ビット量子化信号が
出力される。この１ビット量子化信号を出力ドライバ３
及びインバータ１２を介して出力ドライバ４に入力す
る。出力ドライバ３、４の出力波形はＧＮＤ電位から電
源電圧Ｖｄｄの振幅をもつパルス状の波形となる。また
インバータ１２を介して出力ドライバ４に入力している
ため、出力ドライバ４からは、出力ドライバ３の逆位相
の電圧波形が出力される事になる。
【００２８】この出力ドライバ３、４から出力される駆
動波形を、圧電トランス１の共振周波数を取り出せる様
に設定しておいた圧電トランス１の入力容量とコイル１
１の組み合わせによって、フィルタを構成し、高調波成
分を除けば、１ビット量子化信号をそれぞれ図５（ｂ）
の様な正弦波に変換することができる。そこで圧電トラ
ンスを正弦波で動作させることができるので、圧電トラ
ンス１を効率よく駆動できる。この場合、駆動信号の高
調波成分はコイル１１と圧電トランス１がハイインピー
ダンスになるため電流が流れない。そこで高調波成分の
エネルギは損失とならず、しかも出力ドライバはオン、
オフだけの動作であるためＡ級アンプのような損失は発
生しないことになる。
動波形を、圧電トランス１の共振周波数を取り出せる様
に設定しておいた圧電トランス１の入力容量とコイル１
１の組み合わせによって、フィルタを構成し、高調波成
分を除けば、１ビット量子化信号をそれぞれ図５（ｂ）
の様な正弦波に変換することができる。そこで圧電トラ
ンスを正弦波で動作させることができるので、圧電トラ
ンス１を効率よく駆動できる。この場合、駆動信号の高
調波成分はコイル１１と圧電トランス１がハイインピー
ダンスになるため電流が流れない。そこで高調波成分の
エネルギは損失とならず、しかも出力ドライバはオン、
オフだけの動作であるためＡ級アンプのような損失は発
生しないことになる。
【００２９】次に、図１の圧電トランス１の入力の電圧
を整流回路１０で直流に変換してＡＧＣ回路９に入力す
る。ＡＧＣ回路９は、この整流した直流電圧が大きくな
ると、デルタシグマ変調器２に出力する電圧の振幅を小
さくするように構成されており、駆動回路に入力される
電源電圧Ｖｄｄが変化した場合でも圧電トランス１の駆
動電圧が一定になるように制御される。そこで圧電トラ
ンス１の昇圧比を変えなくても一定の出力を得ることが
出来る。
を整流回路１０で直流に変換してＡＧＣ回路９に入力す
る。ＡＧＣ回路９は、この整流した直流電圧が大きくな
ると、デルタシグマ変調器２に出力する電圧の振幅を小
さくするように構成されており、駆動回路に入力される
電源電圧Ｖｄｄが変化した場合でも圧電トランス１の駆
動電圧が一定になるように制御される。そこで圧電トラ
ンス１の昇圧比を変えなくても一定の出力を得ることが
出来る。
【００３０】これはデルタシグマ変調器２に振幅の小さ
な正弦波が入力されると、出力される１ビット量子化信
号の高レベル、低レベルの出力時間が短くなる動作を行
うため、電源電圧Ｖｄｄが大きくなった場合でも圧電ト
ランス１を駆動する正弦波の振幅を一定にすることがで
きるためである。以上のように圧電トランス１の入力電
圧を一定に保てる事から、広い電源電圧で駆動回路及び
圧電トランス１を効率よく駆動する事ができる。
な正弦波が入力されると、出力される１ビット量子化信
号の高レベル、低レベルの出力時間が短くなる動作を行
うため、電源電圧Ｖｄｄが大きくなった場合でも圧電ト
ランス１を駆動する正弦波の振幅を一定にすることがで
きるためである。以上のように圧電トランス１の入力電
圧を一定に保てる事から、広い電源電圧で駆動回路及び
圧電トランス１を効率よく駆動する事ができる。
【００３１】次に図１の回路において、圧電トランス１
の駆動周波数を制御する方法を説明する。図１の負荷５
の低圧側に電流電圧変換回路６を設け、負荷５に流れる
電流が一定となるように周波数掃引発振器８で圧電トラ
ンス１の駆動周波数の制御を行うように構成されてい
る。この周波数掃引発振器８の内部ブロックを図６に示
す。
の駆動周波数を制御する方法を説明する。図１の負荷５
の低圧側に電流電圧変換回路６を設け、負荷５に流れる
電流が一定となるように周波数掃引発振器８で圧電トラ
ンス１の駆動周波数の制御を行うように構成されてい
る。この周波数掃引発振器８の内部ブロックを図６に示
す。
【００３２】負荷５に流れる交流電流を電流電圧変換回
路６で電圧に変換した後、整流回路７で直流電圧に変
え、比較器２３によって入力された信号と基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２を比較し、入力電圧が小さい場合、比較器２３は
高レベルの信号を出力する。この信号は、積分器２４に
入力される。積分器２４は、高レベルの信号が入力され
ている期間は、出力の電圧が一定の割合で低下するよう
に構成されており、この出力電圧をＶＣＯ２５に入力す
る。ＶＣＯ２５は、入力電圧に比例した周波数を発振す
る電圧制御発振器であり、圧電トランス１の駆動周波数
の整数倍のクロックを発振する。
路６で電圧に変換した後、整流回路７で直流電圧に変
え、比較器２３によって入力された信号と基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２を比較し、入力電圧が小さい場合、比較器２３は
高レベルの信号を出力する。この信号は、積分器２４に
入力される。積分器２４は、高レベルの信号が入力され
ている期間は、出力の電圧が一定の割合で低下するよう
に構成されており、この出力電圧をＶＣＯ２５に入力す
る。ＶＣＯ２５は、入力電圧に比例した周波数を発振す
る電圧制御発振器であり、圧電トランス１の駆動周波数
の整数倍のクロックを発振する。
【００３３】このクロックで図１におこるデルタシグマ
変調器２のサンプルを行うと同時に、このクロックを分
周回路１４で整数分の１の周波数に分周する。これを帯
域通過型フィルタ（ＢＰＦ）１３に入力し圧電トランス
１の共振周波数の近傍の正弦波に変換する。ＡＧＣ回路
９を通じて正弦波の振幅を制御したのちデルタシグマ変
調器２で１ビット量子化信号に変換して圧電トランス１
を駆動する。
変調器２のサンプルを行うと同時に、このクロックを分
周回路１４で整数分の１の周波数に分周する。これを帯
域通過型フィルタ（ＢＰＦ）１３に入力し圧電トランス
１の共振周波数の近傍の正弦波に変換する。ＡＧＣ回路
９を通じて正弦波の振幅を制御したのちデルタシグマ変
調器２で１ビット量子化信号に変換して圧電トランス１
を駆動する。
【００３４】ここで負荷５に流れる電流が規定出力値よ
り小さい場合には、図６のＶＣＯ２５の周波数は下がり
続ける。ＶＣＯ２５の周波数が下がり続けることによ
り、図５の様に圧電トランス１の駆動周波数もｆ１から
下がる方向に設定されているので、圧電トランス１の共
振周波数ｆｒに近付くことになる。従って圧電トランス
１の昇圧比が増加するため、負荷５に流れる電流は増加
することになる。負荷５の電流値を電流電圧変換した電
圧値が、図６の比較器２３の基準電圧Ｖｒｅｆ２より大
きくなり、比較器２３の出力が低レベルになると積分器
２４の出力信号は、低レベルになる直前の電圧を保った
ままになる。この動作により、ＶＣＯ２５の出力周波数
が一定になり、圧電トランス１が一定の周波数で駆動さ
れる。
り小さい場合には、図６のＶＣＯ２５の周波数は下がり
続ける。ＶＣＯ２５の周波数が下がり続けることによ
り、図５の様に圧電トランス１の駆動周波数もｆ１から
下がる方向に設定されているので、圧電トランス１の共
振周波数ｆｒに近付くことになる。従って圧電トランス
１の昇圧比が増加するため、負荷５に流れる電流は増加
することになる。負荷５の電流値を電流電圧変換した電
圧値が、図６の比較器２３の基準電圧Ｖｒｅｆ２より大
きくなり、比較器２３の出力が低レベルになると積分器
２４の出力信号は、低レベルになる直前の電圧を保った
ままになる。この動作により、ＶＣＯ２５の出力周波数
が一定になり、圧電トランス１が一定の周波数で駆動さ
れる。
【００３５】また図６の比較器２６は、図１のインバー
タに入力する電源電圧Ｖｄｄが低い場合や、負荷５が冷
陰極管のようにインバータの電源を投入しても点灯まで
管電流が流れない場合には、比較器２６の出力は高レベ
ルのままとなり、駆動周波数は低下し続け、周波数ｆ２
になると積分器２４の出力を入力する比較器２６におい
て、基準電圧Ｖｒｅｆ３より低くなって出力信号が高レ
ベルを出力して積分器２４をリセットする。このリセッ
ト信号で積分器２４の出力は最高電圧となり、ＶＣＯ２
５はｆ１の周波数を出力する状態となり、上記の動作を
繰り返す事になる。そこで電源電圧Ｖｄｄが十分な電圧
に回復した場合や、冷陰極管が放電して負荷電流が流れ
るようになると、規定出力値の電流が得られる駆動周波
数ｆでロックする動作を行う。上記のような制御によ
り、電源電圧が十分な場合には、負荷に常に一定の電流
が流れる様にする事ができる。以上は負荷に流れる電流
を一定に制御する場合であったが、圧電トランス１の出
力電圧を一定に保つ場合には、整流回路７に出力電圧を
直接入力するように構成する。
タに入力する電源電圧Ｖｄｄが低い場合や、負荷５が冷
陰極管のようにインバータの電源を投入しても点灯まで
管電流が流れない場合には、比較器２６の出力は高レベ
ルのままとなり、駆動周波数は低下し続け、周波数ｆ２
になると積分器２４の出力を入力する比較器２６におい
て、基準電圧Ｖｒｅｆ３より低くなって出力信号が高レ
ベルを出力して積分器２４をリセットする。このリセッ
ト信号で積分器２４の出力は最高電圧となり、ＶＣＯ２
５はｆ１の周波数を出力する状態となり、上記の動作を
繰り返す事になる。そこで電源電圧Ｖｄｄが十分な電圧
に回復した場合や、冷陰極管が放電して負荷電流が流れ
るようになると、規定出力値の電流が得られる駆動周波
数ｆでロックする動作を行う。上記のような制御によ
り、電源電圧が十分な場合には、負荷に常に一定の電流
が流れる様にする事ができる。以上は負荷に流れる電流
を一定に制御する場合であったが、圧電トランス１の出
力電圧を一定に保つ場合には、整流回路７に出力電圧を
直接入力するように構成する。
【００３６】次に図２を使用して本発明の第２の実施の
形態について説明する。図２は、本発明の図１の第１の
実施の形態に、負荷に流れる電流の値を調節する為の回
路である可変基準電圧Ｖｒｅｆ１、三角波発振器１６、
比較器１５を付加した物であり、基本動作は図１の第１
の実施の形態と同様の動作を行うものである。
形態について説明する。図２は、本発明の図１の第１の
実施の形態に、負荷に流れる電流の値を調節する為の回
路である可変基準電圧Ｖｒｅｆ１、三角波発振器１６、
比較器１５を付加した物であり、基本動作は図１の第１
の実施の形態と同様の動作を行うものである。
【００３７】圧電トランス１で駆動する負荷５が冷陰極
管などの場合には、冷陰極管の周辺に導電性の反射板が
あると、冷陰極管を流れる交流電流がこの反射板との間
に浮遊容量が形成されることになる。そこで、圧電トラ
ンスから入力される高圧電極側は、電流値が大きく輝度
が高い一方で低圧電極側では、冷陰極管の途中で浮遊容
量に流れる電流の為に、電流値が減少して輝度が不均一
になる問題がある。この現象は、駆動周波数が高いほ
ど、また冷陰極管の電流値が小さくなるほど顕著にな
る。
管などの場合には、冷陰極管の周辺に導電性の反射板が
あると、冷陰極管を流れる交流電流がこの反射板との間
に浮遊容量が形成されることになる。そこで、圧電トラ
ンスから入力される高圧電極側は、電流値が大きく輝度
が高い一方で低圧電極側では、冷陰極管の途中で浮遊容
量に流れる電流の為に、電流値が減少して輝度が不均一
になる問題がある。この現象は、駆動周波数が高いほ
ど、また冷陰極管の電流値が小さくなるほど顕著にな
る。
【００３８】この対策として、負荷５に電流を流す時間
と流さない時間の割合を変化させるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ
Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式によって冷
陰極管の輝度を制御する方法がある。本実施の形態で
は、負荷に流れる電流値を可変する方法としてＰＷＭ方
式を使用し、この回路について説明する。三角波発振器
１６は、圧電トランス１の駆動周波数よりも十分低い周
波数の三角波を発振する。
と流さない時間の割合を変化させるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ
Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式によって冷
陰極管の輝度を制御する方法がある。本実施の形態で
は、負荷に流れる電流値を可変する方法としてＰＷＭ方
式を使用し、この回路について説明する。三角波発振器
１６は、圧電トランス１の駆動周波数よりも十分低い周
波数の三角波を発振する。
【００３９】負荷５が冷陰極管の場合には、圧電トラン
ス１の駆動周波数よりも十分低く、点灯と消灯を繰り返
しても目にちらつきを感じない数百Ｈｚの発振周波数を
使用する。この三角波の出力が比較器１５に入力され、
三角波の出力と可変の基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、
高レベルあるいは低レベルの２値の電圧を出力する。こ
の可変の基準電圧Ｖｒｅｆ１により三角波発振器１６の
周波数で高レベルと低レベルのデューティ比を決定す
る。この信号をＡＧＣ回路９に入力し、この信号が低レ
ベルの時には、ＡＧＣ回路９からは正弦波を停止して、
高レベルの時には正弦波を出力するように設定する。以
上の構成によって、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変する事
で、負荷５に電流が流れる時間の割合を変化することが
でき、冷陰極管の場合には輝度を変化させることが出来
る。
ス１の駆動周波数よりも十分低く、点灯と消灯を繰り返
しても目にちらつきを感じない数百Ｈｚの発振周波数を
使用する。この三角波の出力が比較器１５に入力され、
三角波の出力と可変の基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、
高レベルあるいは低レベルの２値の電圧を出力する。こ
の可変の基準電圧Ｖｒｅｆ１により三角波発振器１６の
周波数で高レベルと低レベルのデューティ比を決定す
る。この信号をＡＧＣ回路９に入力し、この信号が低レ
ベルの時には、ＡＧＣ回路９からは正弦波を停止して、
高レベルの時には正弦波を出力するように設定する。以
上の構成によって、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変する事
で、負荷５に電流が流れる時間の割合を変化することが
でき、冷陰極管の場合には輝度を変化させることが出来
る。
【００４０】更に、図３を使用して本発明の第３の実施
の形態について説明する。これは図１のコイル１１を削
除したもので、基本動作は図１と同様である。ここでは
デルタシグマ変調器２の出力を出力ドライバ３、４に入
力し、その出力を直接圧電トランス１に入力する。そこ
で圧電トランス１に入力される波形は、ＧＮＤ電位と電
源電圧の振幅を持つ図５（ａ）のパルス状の波形であ
り、正弦波で圧電トランス１を駆動する場合より効率が
低下する。しかし効率が低くても物理形状を小さくする
場合には有効であり、単純な矩形波を用いる従来技術よ
り圧電トランス１の３次高調波や５次高調波が少ないた
め、圧電トランス１の寄生振動が発生せず安定に動作さ
せることが出来る。
の形態について説明する。これは図１のコイル１１を削
除したもので、基本動作は図１と同様である。ここでは
デルタシグマ変調器２の出力を出力ドライバ３、４に入
力し、その出力を直接圧電トランス１に入力する。そこ
で圧電トランス１に入力される波形は、ＧＮＤ電位と電
源電圧の振幅を持つ図５（ａ）のパルス状の波形であ
り、正弦波で圧電トランス１を駆動する場合より効率が
低下する。しかし効率が低くても物理形状を小さくする
場合には有効であり、単純な矩形波を用いる従来技術よ
り圧電トランス１の３次高調波や５次高調波が少ないた
め、圧電トランス１の寄生振動が発生せず安定に動作さ
せることが出来る。
【００４１】なお、以上の実施の形態では１次のデルタ
シグマ変調器を使用して説明したが、２次以上のデジタ
シグマ変調器や、デルタ変調器、さらにＭＡＳＨ変調器
を用いても構わない。
シグマ変調器を使用して説明したが、２次以上のデジタ
シグマ変調器や、デルタ変調器、さらにＭＡＳＨ変調器
を用いても構わない。
【００４２】また上記実施の形態では図１、図２、図３
に示す様に、出力ドライバ３、４の２つを用いて圧電ト
ランスを駆動している。そこで圧電トランスには、出力
ドライバ１つで駆動する場合の２倍の電圧が実効的に印
加される事になり、結果的に電源電圧は半分の電圧から
動作させることができることになる。
に示す様に、出力ドライバ３、４の２つを用いて圧電ト
ランスを駆動している。そこで圧電トランスには、出力
ドライバ１つで駆動する場合の２倍の電圧が実効的に印
加される事になり、結果的に電源電圧は半分の電圧から
動作させることができることになる。
【００４３】そこで積層型圧電トランスの様に昇圧比の
高い圧電トランスを使用する場合や、圧電トランスに入
力する電圧を昇圧する必要のない場合には、出力ドライ
バ４及びインバータ１２を削除し、出力ドライバは３の
みの構成としても構わない。また、図１、図２、図３に
示す様に本発明では、出力ドライバをＰｃｈ ＦＥＴと
Ｎｃｈ ＦＥＴを用いて出力ドライバを構成している
が、バイポーラトランジスタを用いても構わない。
高い圧電トランスを使用する場合や、圧電トランスに入
力する電圧を昇圧する必要のない場合には、出力ドライ
バ４及びインバータ１２を削除し、出力ドライバは３の
みの構成としても構わない。また、図１、図２、図３に
示す様に本発明では、出力ドライバをＰｃｈ ＦＥＴと
Ｎｃｈ ＦＥＴを用いて出力ドライバを構成している
が、バイポーラトランジスタを用いても構わない。
【００４４】
【発明の効果】本発明による第１の効果は、効率よく圧
電トランスを駆動することができることである。その理
由は、正弦波で圧電トランスの駆動するので、高調波成
分の損失が発生しないからである。
電トランスを駆動することができることである。その理
由は、正弦波で圧電トランスの駆動するので、高調波成
分の損失が発生しないからである。
【００４５】本発明による第２の効果は、等価的に正弦
波を出力しても駆動回路の損失が少なくすることが可能
になることである。その理由は、１ビット量子化信号に
より出力ドライバを駆動する為、出力ドライバがスイッ
チングを行うだけで良く損失が抑えられるからである。
波を出力しても駆動回路の損失が少なくすることが可能
になることである。その理由は、１ビット量子化信号に
より出力ドライバを駆動する為、出力ドライバがスイッ
チングを行うだけで良く損失が抑えられるからである。
【００４６】本発明の第３の効果は、物理形状の小型、
薄型のインバータを構成できることである。その理由
は、複数の電磁トランスやコイルを使用しなくとも、単
一のコイルで正弦波を発生できるからである。
薄型のインバータを構成できることである。その理由
は、複数の電磁トランスやコイルを使用しなくとも、単
一のコイルで正弦波を発生できるからである。
【００４７】本発明の第４の効果は、広い入力電圧範囲
で使用できることである。本発明では、圧電トランスの
入力電圧を一定に保つように制御を行っており、駆動回
路の出力ドライバには、矩形波を入力する為、電源電圧
が高くなった場合にも圧電トランス及び圧電トランス駆
動回路の損失を抑制できるからである。
で使用できることである。本発明では、圧電トランスの
入力電圧を一定に保つように制御を行っており、駆動回
路の出力ドライバには、矩形波を入力する為、電源電圧
が高くなった場合にも圧電トランス及び圧電トランス駆
動回路の損失を抑制できるからである。
【図１】本発明による第１の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明による第２の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図３】本発明による第３の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図４】デルタシグマ変調器のブロック図及び動作を説
明する波形である。
明する波形である。
【図５】（ａ）〜（ｃ）はデルタシグマ変調器の出力波
形と圧電トランス入力波形である。
形と圧電トランス入力波形である。
【図６】図１、図２、３の周波数掃引発振器８のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】図１の周波数掃引発振器８の動作を説明する特
性図である。
性図である。
【図８】圧電トランス１の等価回路である。
【図９】従来例１の駆動回路ブロック図である。
【図１０】従来例２の駆動回路ブロック図である。
【図１１】従来例３の駆動回路ブロック図である。
【図１２】（ａ）〜（ｃ）は従来例１、２の圧電トラン
ス入力波形である。
ス入力波形である。
１ 圧電トランス ２ デルタシグマ変調器 ３，４ 出力ドライバ ５ 負荷 ６ 電流電圧変換回路 ７ 整流回路 ８ 周波数掃引発振器 ９ ＡＧＣ回路 １０ 整流回路 １１ コイル １２ インバータ １３ 帯域通過型フィルタ １４ 分周回路 １５，１９，２３，２６ 比較器 １６ 三角波発振器 １７，２０，２４ 積分器 １８ デルタ変調器 ２１ １ビットＤ／Ａ変換器 ２２ １クロック遅延回路 ２５ ＶＣＯ ３３ フリップフロップ ３４，３５ スイッチングトランジスタ回路 ３６ 移相回路 ３７ 増幅器 ３８ 抵抗 ３９ 発振器 ４０ 電圧検出回路 ４１ 電磁トランス ４２，４７，４８ スイッチングトランジスタ ４３，４４ オートトランス ４５ 周波数制御回路 ４６ ２位相回路
Claims (13)
- 【請求項１】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力し、第１の周波数を共振周波数
として動作する圧電トランスの１次端子に、前記第１の
周波数近傍の正弦波を第２の周波数でオーバーサンプリ
ングした１ビット量子化信号を印加し、前記圧電トラン
スの２次端子に変換された電圧を出力することを特徴と
する圧電トランスの駆動方法。 - 【請求項２】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力し、第１の周波数を共振周波数
として動作する圧電トランスの１次端子に、前記第１の
周波数近傍の正弦波を第２の周波数でオーバーサンプリ
ングした１ビット量子化信号を、直流電源の電圧振幅に
変換して前記圧電トランスに印加することを特徴とする
圧電トランスの駆動方法。 - 【請求項３】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力し、第１の周波数を共振周波数
として動作する圧電トランスの１次端子に、前記第１の
周波数近傍の正弦波を第２の周波数でオーバーサンプリ
ングした１ビット量子化信号を、直流電源の電圧振幅に
変換して前記圧電トランスに印加し、前記直流電源の電
圧値が変動しても前記１ビット量子化信号に含まれる第
１の周波数の電圧成分を所定値に保つことを特徴とする
圧電トランスの駆動方法。 - 【請求項４】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力し、第１の周波数を共振周波数
として動作する圧電トランスの１次端子に、前記第１の
周波数近傍の正弦波を第２の周波数でオーバーサンプリ
ングした１ビット量子化信号を、直流電源の電圧振幅に
変換して駆動信号として発生し、帯域通過型フィルタに
よって前記駆動信号の第１の周波数を通過させ、前記圧
電トランスの前記１次端子に印加することを特徴とする
圧電トランスの駆動方法。 - 【請求項５】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力し、第１の周波数を共振周波数
として動作する圧電トランスの１次端子に、前記第１の
周波数近傍の正弦波を第２の周波数でオーバーサンプリ
ングした１ビット量子化信号を、直流電源の電圧振幅に
変換して駆動信号として発生し、低域通過型フィルタに
よって前記駆動信号の第１の周波数以上の高調波を抑圧
し、前記圧電トランスの前記１次端子に印加することを
特徴とする圧電トランスの駆動方法。 - 【請求項６】 圧電トランスの駆動信号を互いに逆位相
の２つのパルスを出力し、圧電トランスの１次端子に印
加することを特徴とする請求項３または請求項４または
請求項５記載の圧電トランスの駆動方法。 - 【請求項７】 デューティ比可変発振器を有し、この発
振器のデューティ比によって負荷に流れる電流を断続す
る時間を制御する手段を備えた請求項３または請求項４
または請求項５または請求項６記載の圧電トランス駆動
方法。 - 【請求項８】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力する圧電トランスと、第２の周
波数のパルスを発生する周波数掃引発振回路と、前記パ
ルスを前記圧電トランスの共振周波数付近の第１の周波
数に分周する分周回路と、前記分周回路の出力を第１の
周波数の正弦波にする帯域通過型フィルタと、前記正弦
波を第２の周波数でオーバーサンプリングした１ビット
量子化信号に変換するデルタシグマ変調器とを有し、前
記１ビット量子化信号を所定の直流電源の電圧振幅の駆
動信号に変換し、前記圧電トランスの前記１次端子に印
加することを特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項９】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
た電圧を２次端子に出力する圧電トランスと、第２の周
波数のパルスを発生する周波数掃引発振回路と、前記パ
ルスを前記圧電トランスの共振周波数付近の第１の周波
数に分周する分周回路と、前記分周回路の出力を第１の
周波数の正弦波による帯域通過型フィルタと、前記正弦
波を第２の周波数の１ビット量子化信号に変換するデル
タシグマ変調器とを有し、前記１ビット量子化信号を所
定の直流電源の電圧振幅の駆動信号に変換し、帯域通過
型フィルタによって前記駆動信号の第１の周波数を通過
させ、前記圧電トランスの前記１次端子に印加すること
を特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項１０】 圧電効果を利用して１次端子から入力
した電圧を２次端子に出力する圧電トランスと、第２の
周波数のパルスを発生する周波数掃引発振回路と、前記
パルスを前記圧電トランスの共振周波数付近の第１の周
波数に分周する分周回路と、前記分周回路の出力を第１
の周波数の正弦波にする帯域通過型フィルタと、前記正
弦波を第２の周波数の１ビット量子化信号に変換するデ
ルタシグマ変調器とを有し、前記１ビット量子化信号を
所定の直流電源の電圧振幅の駆動信号に変換し、低域通
過型フィルタによって前記駆動信号の第１の周波数以上
の高調波を抑圧し、前記圧電トランスの前記１次端子に
印加することを特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項１１】 圧電トランスの駆動信号を互いに逆位
相の２つのパルスを出力し、圧電トランスの１次端子に
印加することを特徴とする請求項８または請求項９また
は請求項１０記載の圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項１２】 圧電トランスの１次端子の駆動電圧の
第１の周波数の電圧成分を一定に制御する駆動電圧制御
回路を有する請求項８または請求項９または請求項１０
記載の圧電トランス駆動回路。 - 【請求項１３】 デューティ比可変発振器を有し、この
発振器のデューティ比によって負荷に流れる電流を断続
する時間を制御する手段を備えた請求項１１または請求
項１２記載の圧電トランス駆動回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8282315A JP3031265B2 (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | 圧電トランスの駆動回路および駆動方法 |
| TW086114967A TW371382B (en) | 1996-10-24 | 1997-10-13 | Circuit and method for driving piezoelectric transformer |
| KR1019970054485A KR100246151B1 (ko) | 1996-10-24 | 1997-10-23 | 압전 변압기의 구동 회로 및 그 구동 방법 |
| US08/956,795 US5866969A (en) | 1996-10-24 | 1997-10-23 | Actuating circuit of piezoelectric transformer and actuating method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8282315A JP3031265B2 (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | 圧電トランスの駆動回路および駆動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10127057A true JPH10127057A (ja) | 1998-05-15 |
| JP3031265B2 JP3031265B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=17650820
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8282315A Expired - Fee Related JP3031265B2 (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | 圧電トランスの駆動回路および駆動方法 |
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|---|---|
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| KR (1) | KR100246151B1 (ja) |
| TW (1) | TW371382B (ja) |
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