KR19980033094A - 압전 변압기의 구동 회로 및 그 구동 방법 - Google Patents

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Abstract

두께 및 사이즈 면에서 작으며 넓은 입력 전압 범위를 가지는 압전 변압기의 구동 회로는 개발되고 있다. 이러한 압전 변압기의 구동 회로에 있어서, AGC 회로(9)로부터 출력된 정현파가 델타-시그마 변조기(2)에 입력되는 경우, 정현파는 GND 포텐샬로부터 전원 전압 Vdd의 진폭을 가지는 펄스 신호를 생성하기 위하여 1 비트의 양자화 비트 신호로 출력 드라이버(3)을 스위칭하고 인버터(12)를 통하여 출력 드라이버(4)를 스위칭한다. 출력 드라이버들(3, 4)로부터 출력된 구동파들은 압전 변압기(1)에 인가되고, 코일(11) 및 압전 변압기(1)의 입력 커패시턴스가 제공된 필터링 효과를 통하여 압전 변압기(1)의 공진 주파수를 추출하여, 1비트의 양자화 비트 신호를 정현파로 변환시킨다. 따라서, 압전 변압기가 정현파로 동작될 수 있기 때문에, 압전 변압기(1)은 효과적으로 구동될 수 있다.

Description

압전 변압기의 구동 회로 및 그 구동 방법
본 발명은 압전 효과를 이용하여 직류전압원의 전압을 미리 설정된 전압으로 변환하는 압전 변압기의 구동 회로 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
압전 변압기는 2차측 전극으로부터 변환된 안정화 무선 전압을 2차측 전극으로부터 얻기 위하여 압전 효과를 통한 기계 발진을 생성시키기 위해 교류 전압이 1차측 전극에 인가되는 전압 변환 디바이스이며, 이는 냉음극 형광 램프용 고전압을 생성하는 인버터 등에 이용된다.
압전 변압기의 구동 회로는 일본 특허 출원 공개 제96-47265호(이하 종래의 예 1로서 언급된다)에 개시된다. 도 1에 나타난 바와 같이, 압전 변압기는 압전 변압기(1)에 연결된 부하(5)에 흐르는 전류를 저항(38)을 이용하여 전압으로 변환한다. 이 신호는 플립 플롭(33)을 구동하기 위하여 위상 천이 회로(36)을 통하여 증폭기(37)에 공급된다.
2개의 트랜지스터 스위칭 회로들(34, 35)은 서로 180도 다른 위상을 가지는 압전 변압기(1)의 공진 주파수의 두 펄스 전압이 직류 전원 전압 Vdd으로부터 생성되도록 플립 플롭(33)에 의해 분주된 상반된 위상을 가지는 Q 및 출력 신호들에 의해 구동된다. 이 두 펄스 전압들은 압전 변압기(1)에 의한 변환에 의해 얻어진 전압이 2차측 전극(1c)으로부터 추출되도록 압전 변압기의 1차측 전극들(1a, 1b)에 인가된다. 바꾸어 말하자면, 도 1에 나타난 종래의 예, 압전 변압기(1)은 구형파에 의해 구동된다.
압전 변압기(1)을 구동하는 다른 방법으로서, 일본 특허 출원 공개 제 96-33349호(이하, 종래의 예 2로서 참조됨)의 종래 기술이 개시된다. 도 2에 나타난 바와 같은 방법에 따라서, 전자계 변압기(41)는 압전 변압기(1)의 입력측의 전단에 제공되며, 전자계 변압기(41)의 1차측 전압은 전압 검출 회로(40)에 의해 검출되어, 스위칭 트랜지스터(42)는 전술한 전압값에 대응되는 주파수로 스위칭된다.
따라서, 전자계 변압기(41)의 2차측 상의 인덕턴스 및 압전 변압기(1)의 등가 입력 커패시턴스에 의해 제공된 공진을 이용하여, 도 2의 전원 전압 Vdd로부터 승압된 전압을 가지는 반파 정현파(half-sine wave)를 발생한다.
압전 변압기의 등가 회로는 통상적으로 도 12에서와 같이 표현되며, 전단에서 전자계 변압기(41)의 2차측 상의 인덕턴스와 등가 입력 커패시턴스 Cd1(27)에 의해 주로 제공되는 압전 변압기(1)의 공진 주파수로 공진하도록 설정된다. 전술한 방법은 압전 변압기(1)가 반파 정현파로 구동되며 승압된 전압은 부하(5)로 출력되는 것을 특징으로 한다.
또 다른 종래 기술로서, 압전 변압기(1)는 일본 특허 출원 공개 제 96-27553호(이하, 종래의 예 3으로서 참조됨)에 개시된 것 처럼 전파 정현파(Full-wave sine wave)로 구동된다. 이러한 구동 회로는 도 3에 나타난 바와 같이, 자동 변압기들(43, 44)의 1차측은 전원 전압 Vdd에 연결되는 반면에 2개의 자동 변압기들(43, 44)의 2차측은 압전 변압기(1)의 2개의 1차측 전극들에 연결되도록 구성된다. 또한, 스위칭 트랜지스터들(47, 48)은 자동 변압기들(43, 44)의 중간 단자에 연결되고, 부하(5)에 흐르는 전류가 검출되어서 압전 변압기(1)의 구동 주파수가 주파수 제어 회로(45)에 의해 검출된 전류에 근거하여 결정되고 2-위상 구동 회로(46)에 입력된다. 스위칭 트랜지스터들(47, 48)은 2-위상 구동 회로(46)의 출력에 따라 압전 변압기(1)의 공진 주파수를 교호적으로 스위칭한다.
도 3의 구동 회로는 공진 회로가 도 12에 나타난 압전 변압기(1)의 등가 회로의 등가 입력 커패시턴스 Cd1(27) 및 스위칭 트랜지스터들(47, 48)의 1차측 및 2차측의 인덕턴스로부터 형성되도록 설정된다. 따라서, 도 3의 (A) 및 도 3의 (B)에 도시된 두 위상들의 반파 정현파들이 발생되며, 이 두 위상들의 반파 정현파들은 압전 변압기(1)의 두 1차측 전극에 번갈아 인가된다. 이것은 정현파가 압전 변압기(1)의 1차측 전극에 인가된다는 사실에 연관된다. 압전 변압기(1)은 그러한 방법으로 승압된 출력 전압을 부하(5)에 인가할 수 있다.
전술한 바와 같이, 압전 변압기(1)을 구동하는 방법에서 처럼, 구형파를 입력하는 방법, 반파 정현파를 입력하는 방법 및 전파 정현파를 입력하는 방법과 같은 3가지 구동 방법이 종래 기술에서 알려져 있다.
첫번째 문제점은 압전 변압기가 구형파 혹은 반파 정현파와 같은 정현파와는 다른 파형으로 구동될 때, 압전 변압기(1)의 구동 효율이 저하된다는 것이다. 그 이유는 압전 변압기가 예를 들면, 일본 특허 출원 공개 제96-47265호(종래예 3)에서 처럼 구형파로 구동될 때, 구형파는 압전 변압기의 공진 주파수의 고조파 성분을 포함하기 때문에, 압전 변압기(1)은 또한 고조파 성분들에 의해 진동되는 것이다. 예를 들면, 도 4의 (A)의 구형파가 푸리에(fourier) 급수 f(t)를 계산하여 전개된 푸리에라면, 수학식 1에서와 같이 표현될 수 있다:
f(t) = (4E)/π{sinθ ＋ (1/3)sin3θ ＋ (1/5)sinθ ＋ (1/7)sin7θ ＋ …}
수학식 1로부터, 구형파가 기본 주파수의 정현파를 포함하며 주파수의 부가적인 정현파들은 기본 주파수의 기수배와 동일하다는 것을 알 수 있다. 다른 주파수 기간에 대해 각기 그래프로 수학식 1에 나타난 것에 의해, 도 4의 (B)에 나타난 파형도가 구해진다. 따라서, 압전 변압기(1)가 구형파로 구동될 때, 기수배의 공진 주파수와 동일한 주파수를 가지는 정현파가 압전 변압기(1)에 입력되어, 압전 변압기(1)은 또한 고조파 성분으로 진동된다.
반면에, 공진 주파수 근처에서 주파수들의 것과는 다른 압전 변압기(1)의 에너지가 출력 전원으로서 추출될 수 없기 때문에, 공진 주파수의 고조파 성분들의 진동은 손실하게 된다. 따라서, 압전 변압기가 구형파를 사용하여 구동될 때, 효율은 저하된다. 한편, 압전 변압기가 종래예 2에서와 같이 반파 정현파로 구동될 때, 공진 주파수의 고조파 성분은 유사하게 압전 변압기(1)에 입력된다. 도 4의 (C)에 나타난 반파 정현파의 푸리에 급수를 계산함에 의해, 수학식 2에서 처럼 나타날 수 있다:
f(t) = 1/π ＋ (cosθ)/2 ＋ (2/π{((1/3)cos2θ - (1/15)cos4θ ＋ … }
또한, 수학식 2는 고조파 성분들을 포함하고, 구동 효율은 전파 정현파를 사용하는 것에 비해 저하되는 것이 분명하다. 전술한 설명으로부터 압전 변압기(1)을 효율적으로 구동하기 위하여, 전파 정현파를 사용하는 것이 바람직하다.
두번째 문제점은 두 위상의 반파 정현파가 종래예 3의 구동 회로에서 처럼 효율적인 구동을 달성하기 위하여 생성될 때, 2개의 전자계 변압기가 요구되어, 고비용이 요구되는 것과 인버터가 증가된 물리적 사이즈를 가지는 결점을 가지게 된다는 것이다.
그 이유는 만약 압전 변압기(1)이 전자계 변압기 혹은 코일의 플라이 백(fly-back) 전압을 사용하지 않고 정현파로 구동된다면, 전압 손실이 구동 회로에서 발생되기 때문이다. 압전 변압기(1)이 플라이 백 전압을 사용하지 않고 정현파로 구동되는 경우에, A급 증폭기는 구동 단계로서 사용되어야만 한다. 그러나, 정현파에 의한 GND 포텐샬과 전원 전압 간의 중간 전압이 출력될 때, 압전 변압기(1)에 인가된 전압과 전원전압 간의 차에 대응하는 전압은 출력 트랜지스터에 인가되고, 전력은 상기 전압의 곱과 동일하며, 출력 트랜지스터로부터 흐르는 전류는 이 트랜지스터에 의해 소모된다.
이러한 전력은 구동 회로의 손실이 되기 때문에, 압전 트랜지스터가 A급 증폭기를 사용하여 정현파로 구동되는 경우에, 구동 회로가 손실을 나타내게 되어, 전체 인버터의 효율이 저하되는 문제를 초래한다. 두 위상들의 반파 정현파가 2개의 전자계 변압기를 사용하여 생성되어야만 하기 때문에, 고비용과 커다란 물리적 사이즈가 요구된다.
세번째 문제점은 압전 변압기 구동 회로의 입력 전압 범위가 좁다는 것이다. 그 이유는 압전 변압기(1)에 입력된 구동 전압은 종래예 1에서, GND 포텐샬로부터의 전원 전압 Vdd의 것에 두배 진폭을 가지는 구형파이며, 압전 변압기(1)의 구동 전압이 전원 전압에 비례하여 증가하기 때문이다. 또한, 종래예 2 혹은 종래예 3에 있어서, 플라이 백 전압이 1차측 상에 생성되어, 승압된 전압이 압전 변압기(1)를 구동하기 위한 전자계 변압기의 2차측으로부터 추출되도록 전원전압이 전자계 변압기의 1차측에 인가되기 때문에, 압전 변압기(1)의 구동 전압은 전원 전압 Vdd에 비례하여 증가한다. 따라서, 3가지 종래예 1 내지 종래예 3은 압전 변압기(1)의 구동 주파수를 상승시키는 승압비를 변화시켜 고정된 출력 전류와 전압을 부하(5)에 공급하기 위하여 구동한다.
일반적으로, 압전 변압기(1)은 공진 주파수에서 높은 효율로 동작하며 그 주파수로서의 효율 저하는 공진 주파수와는 떨어져 있기 때문에, 전원 전압의 변화를 흡수하는데는 한계가 있다. 예를 들면, 만약 전원 전압이 두배로 증가한다면, 이때 압전 변압기(1)은 절반의 승압비로 동작되어야만 한다. 따라서, 압전 변압기(1)의 등가 입력 커패시턴스 및 전자계 변압기의 인덕턴스가 공진을 위해 설정되는 경우, 종래예 2 혹은 종래예 3에서 처럼, 구동하는 파형이 변화되지 않기 때문에, 스위칭 주기는 매우 작은 범위에서만 변화될 수 있다. 따라서, 일반적으로 2배 이상의 입력 전압 범위를 얻는 것이 곤란하다.
또한, 전원 전압이 상승하기 때문에, 구동 회로의 손실이 증가한다. 전원전압이 Vdd로 표현되는 경우에, 전자계 변압기의 1차측 인덕턴스는 L1으로 표현되고, 스위칭 트랜지스터가 온되는 동안의 시간은 t로 표현되며, 전자계 변압기의 1차측과 스위칭 트랜지스터에 흐르는 전류 Id는 수학식 3으로 표현된다:
Id = Vdd × t/L1
따라서, 수학식 3으로부터, 전자계 변압기 및 스위칭 트랜지스터에 흐르는 전류는 전원 전압에 비례하여 증가하고, 압전 변압기 구동 회로의 전원 전압이 증가함에 따라, 전자계 변압기와 스위칭 트랜지스터에 흐르는 전류는 전원 전압에 비례하여 증가한다. 그러나, 압전 변압기(1)의 출력 전압이 고정된 레벨로 제어되기 때문에, 전자계 변압기에 입력된 과잉 전력은 전원 공급측으로 귀환된다. 결과적으로, 전자계 변압기 및 스위칭 트랜지스터의 직렬 저항 성분에 의한 손실이 증가되어, 압전 변압기 구동 회로의 효율이 저하된다. 전술한 바와 같이, 종래예들은 입력 전압 범위가 좁다는 결점을 가진다.
본 발명의 목적은 전술한 문제점을 해결하여, 전자계 변압기 혹은 코일을 1개만 사용하거나 전혀 사용하지 않는 경우에도 효율성이 높고, 두께 및 사이즈가 작으며, 그밖에도 넓은 전압 범위를 가지는 압전 변압기의 구동 회로 및 그 구동 방법을 제공함에 있다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 압전 변압기의 구동 방법에 따르면, 공진 주파수는 제1 주파수로서 결정되고, 제1 주파수에 근접한 주파수를 가지는 정현파를 제1 주파수의 2배 이상인 제2 주파수로 오버샘플하여 얻어진 1 비트의 양자화 비트 신호는 압전 변압기의 1차측 단자들에 구동 신호로서 입력되며, 변환에 의해 얻어진 전압은 압전 변압기의 2차측 단자로 출력된다.
바람직하기로는, 1 비트의 양자화 비트 신호에 나타난 전압 진폭은 직류 전원의 전압으로서 사용되거나, 만약 직류 전압값이 변화된다고 할지라도, 1차측 단자들에 입력된 1 비트의 양자화 비트 신호 내에 포함된 제1 주파수의 전압 성분은 고정된다. 1차측 단자들에 입력될 구동 신호는 제1 주파수를 통과시키는 저역 통과 필터 혹은 대역 통과 필터를 통하여 입력될 수 있다. 게다가, 바람직한 형태에 있어서, 서로 대향하는 위상들을 가지는 구동 신호들이 1차측의 양측에 입력된다.
한편, 본 발명의 압전 변압기의 구동 회로는
부하(5)에 흐르는 전류가 고정될 수 있도록 하기 위한 전류 전압 변환 회로(6), 압전 변압기의 공진 주파수보다 다소 큰 주파수를 가지는 정현파를 발생하기 위한 주파수 스위핑 발진 회로(8), 압전 변압기의 구동 주파수를 결정하기 위하여 압전 변압기의 승압비를 제어하는 수단, 및 구동 주파수의 정현파를 1 비트의 양자화 비트 신호로 오버샘플링하여 얻어진 각 진폭의 값을 변환하기 위한 1 비트 양자화 비트 신호 생성 수단으로서 동작하는 델타-시그마 변조기(2)를 포함하며, 1 비트의 양자화 신호는 압전 변압기를 구동하기 위하여 출력 드라이버들(3, 4)을 스위칭하는데 이용된다. 구동 회로는 압전 변압기에 입력된 1 비트의 양자화 비트 신호 내에 포함된 압전 변압기의 공진 주파수의 고조파 성분들을 제거하기 위한 수단으로서 코일(11)을 더 포함한다. 구동 회로는 전원 전압이 변화될 때 조차도 압전 변압기에 인가될 구동 신호가 고정되어 유지되도록 하는 구동 전압 제어 수단 AGC(9)를 더 포함한다.
본 발명의 다른 목적은 첨부된 청구범위에서 기술되거나 지적된 실시예에 대한 이해가 명확하게 될 것이며, 이하에 언급되지 않은 다양한 이점들은 실제로 본 분야에서의 숙련된 자에게 본 발명의 실시예의 형태로 나타날 것이다.
도 1의 (A)는 압전 변압기의 구동 회로에 대한 종래예 1의 블럭도.
도 1의 (B)는 1차측 전극(1a)에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 1의 (C)는 다른 1차측 전극(1b)에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 2의 (A)는 압전 변압기의 구동 회로에 대한 종래예 2의 블럭도.
도 2의 (B)는 1차측 전극(1a)에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 3의 (A)는 압전 변압기의 구동 회로의 종래예 3의 블럭도.
도 3의 (B)는 1차측 전극에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 3의 (C)는 다른 1차측 전극(1b)에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 4의 (A)는 도 1에 나타난 종래예 1의 압전 변압기에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 4의 (B)는 도 1에 나타난 종래예 1의 압전 변압기에 대한 구형 입력파를 분석하여 얻어진 정현파와 고조파의 파형을 나타낸 파형도.
도 4의 (C)는 도 2에 나타난 종래예 2의 압전 변압기에 대한 입력 파형을 나타낸 파형도.
도 5는 본 발명에 따라 압전 변압기의 구동 회로의 제1 실시예를 나타낸 블럭도.
도 6은 본 발명에 따라 압전 변압기의 구동 회로의 제2 실시예를 나타낸 블럭도.
도 7은 본 발명에 따라 압전 변압기의 구동 회로의 제3 실시예를 나타낸 블럭도.
도 8의 (A)는 도 5에 나타난 델타-시그마 변조기의 상세 블럭도.
도 8의 (B)는 적분기(17)의 출력 신호 및 적분기(20)의 출력 신호를 도시한 파형도.
도 8의 (C)는 델타-시그마 변조기의 디지탈 출력을 도시한 파형도.
도 9의 (A)는 델타-시그마 변조기에 대한 클럭 신호를 도시한 파형도.
도 9의 (A')는 도 9의 (B)의 파형도를 부분 확대한 도면.
도 9의 (B)는 도 8의 (A)에 나타난 델타-시그마 변조기(2)의 출력 신호를 도시한 파형도.
도 9의 (C)는 압전 변압기에 대한 정현파 입력 파형을 도시한 파형도.
도 10은 도 5에 나타난 주파수 스위핑 발진 회로의 상세 블럭도.
도 11은 도 10에 나타난 주파수 스위핑 발진기(8)의 동작을 도시한 도면.
도 12는 압전 변압기(1)의 등가 회로도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 압전 변압기
2 : 델타-시그마 변조기
3, 4 : 출력 드라이버
5 : 부하
6 : 전류 전압 변환 회로
7, 10 : 정류 회로
8 : 주파수 스위핑 발진기
9 : AGC 회로
11 : 코일
12 : 인버터
13 : 대역 통과 필터
14 : 분주 회로
15, 19, 23, 26 : 비교기
16 : 삼각파 발진기
도 5는 고정된 교류 전압을 부하(5)에 입력하기 위한 인버터로서 형성되는 본 발명의 제1 실시예를 나타낸 블럭도이다. 반면에, 도 8은 도 5에 나타난 A/D 변환기로서 사용되는 델타-시그마 변조기(2)의 상세 블럭도이다. 도 5에 나타난 압전 변압기의 구동 회로는 압전 변압기(1), 델타-시그마 변조기(2), 출력 드라이버(2, 4), 부하(5), 전류 전압 변환 회로(6), 정류 회로(7), 주파수 스위핑 발진기(8), AGC 회로(9), 정류 회로(10), 압전 변압기(1)의 공진 주파수를 추출하기 위한 필터로서 제공된 코일(11), 인버터(12), 대역 통과 필터(BPF; 13), 분주 회로(14)를 포함한다.
도 5에 나타난 압전 변압기 구동 회로는 델타-시그마 변조기(2)를 1 비트의 양자화 비트 신호의 형태로 정현파 신호에 기초하는 정현파를 발생하는 회로로서 사용한다.
델타-시그마 변조기의 기본적인 동작은 도 8을 참조하여 기술된다. 델타-시그마 변조기(18)은 그 입력단에 적분기(17)를 필요로 하며, 이 변조기내에 적분기(20), 비교기(19), 1 클럭 지연 회로(22), D/A 변환기(21)을 포함한다.
델타-시그마 변조기(18)에 입력된 아날로그 신호는 적분되는 것에 의해, 클럭 신호에 동기하여 동작하며, 적분기(17)에 입력되는 스위치를 통하여 패스된다. 그리고나서, 적분기로부터의 도 8의 (B)의 파형 알파와 적분기(20)의 출력 신호인 도 8의 (B)의 파형 베타는 서로 비교된다.
적분기(20)의 출력이 더 높을 경우, 델타-시그마 변조기는 하이 레벨을 출력하여 도 8의 (B)에 나타난 것처럼 한 단계 Δ(델타)씩 적분기(20)의 전압을 증가시키기 위한 제어 신호를 뒤(back)로 공급한다. 적분기(20)의 출력이 더 낮을 경우, 델타-시그마 변조기는 로우 레벨을 출력하여, 적분기(20)의 출력 전압을 한 단계 Δ씩 감소시키기 위한 다른 제어 신호를 뒤로 공급한다. 이러한 동작에 의해, 델타-시그마 변조기(2)는 입력 신호의 포지티브 경사가 증가할 때는 더 높게 되지만 입력 신호의 네가티브 경사가 증가할 때는 더 낮게 되는 레벨을 출력한다. 따라서, 정현파가 델타-시그마 변조기(2)에 입력되는 경우, 도 9의 (B)에 나타난 것과 같은 출력 파형이 얻어진다.
도 5를 참조하면, AGC 회로(9)로부터 정현파의 출력 전압이 델타-시그마 변조기(2)에 입력될 때, 도 9의 (B)에 나타난 것과 같은 1 비트의 양자화 비트 신호는 델타-시그마 변조기(2)로부터 출력된다. 1 비트의 양자화 비트 신호가 출력 드라이버(3)에 입력되고 인버터(12)를 통해서는 출력 드라이버(4)에 입력된다. 출력 드라이버들(3, 4)의 출력은 GND 포텐샬로부터 전원 전압 Vdd의 진폭을 가지는 펄스형 파형을 나타낸다. 또한, 델타-시그마 변조기(2)의 출력이 인버터(12)를 통하여 출력 드라이버(4)에 입력되기 때문에, 출력 드라이버(3)의 출력에 반전된 위상을 가지는 전압 파형이 출력 드라이버(4)로부터 출력된다.
출력 드라이버들(3, 4)로부터 출력된 구동 파형들은 구동 파형의 고조파 성분들을 제거하기 위하여, 압전 변압기(1)의 공진 주파수를 추출하기 위하여 설정되어지는 압전 변압기(1) 및 코일(11)의 입력 커패시턴스의 결합으로부터 형성된 필터에 인가된다. 결과적으로, 1 비트의 양자화 비트 신호는 도 9의 (C)에 나타난 것과 같은 정현파로 변환될 수 있다. 따라서, 압전 변압기가 정현파로 구동될 수 있기 때문에, 압전 변압기(1)은 효율적으로 구동될 수 있다. 예를 들면, 구동 신호의 고조파 성분에 의한 전류는 코일(11)과 압전 변압기(1)이 높은 임피던스 상태를 나타내기 때문에 흐르지 않는다. 따라서, 고조파 성분들의 에너지가 손실되지 않는다. 게다가, 출력 드라이버들이 단지 on/off 동작만을 수행하기 때문에, A급 증폭기에서 발생되는 손실은 발생되지 않는다.
도 5의 압전 변압기(1)의 입력 전압은 정류 회로(10)에 의해 직류 전류로 변환되어 AGC 회로(9)에 입력된다. AGC 회로(9)는 정류화된 직류 전압이 증가하는 것 처럼, 델타-시그마 변조기(2)에 출력될 전압 진폭이 감소되도록 구성된다. 또한 구동 회로에 입력될 전원 전압 Vdd가 변화할 때, 압전 변압기(1)의 구동 전압은 고정되도록 제어된다. 따라서, 고정된 출력은 압전 변압기(1)의 승압비가 변화될 때 조차도 얻을 수 있다.
또한, AGC 회로의 출력이 감소되는 이유는 작은 진폭의 정현파가 델타-시그마 변조기(2)에 입력된다면, 델타-시그마 변조기(2)는 출력될 1 비트의 양자화 비트 신호의 로우 레벨 혹은 하이 레벨의 출력 시간을 감소시키기 위하여 동작하기 때문에 압전 변압기(1)을 구동하기 위한 정현파의 진폭은 고정될 수 있다. 압전 변압기(1)의 입력 전압은 전술한 바와 같이 고정될 수 있기 때문에, 구동 회로 및 압전 변압기(1)은 광역의 전원 전압에 걸쳐 효과적으로 구동될 수 있다.
도 5의 회로에 있어서의 압전 변압기(1)의 구동 주파수를 제어하는 방법은 이하에 기술될 것이다. 전류 전압 변환 회로(6)은 도 5의 부하(5)의 하부 전압측 상에 제공되며, 압전 변압기(1)의 구동 주파수는 부하(5)에 흐르는 전류가 고정될 수 있도록 주파수 스위핑 발진기(8)에 의해 제어된다. 주파수 스위핑 발진기(8)의 내부 구조는 도 10의 블럭도에 나타난다.
부하(5)에 흐르는 교류 전류는 전류 전압 변환 회로(6)에 의한 전압으로 변환된 후, 정류 회로(7)에 의해 직류 전압으로 변환된다. 정류 회로(7)로부터 입력된 신호와 기준 전압 Vref2는 비교기(23)에 의해 서로 비교되며, 입력 전압이 낮을 경우, 비교기(23)는 하이 레벨의 신호를 출력한다. 이 신호는 적분기(24)에 입력된다. 적분기(24)는 하이 레벨의 신호가 입력되는 기간 동안 그 출력 전압이 고정된 비율로 하락하도록 구성된다. 적분기(24)의 출력 전압은 VCO(25)에 입력된다. VCO(25)는 입력 전압에 비례하여 증가하는 주파수를 발진하는 전압 제어 발진기이며, 압전 변압기(1)의 구동 주파수의 시정수와 동일한 주파수를 가지는 클럭 신호를 발진한다.
도 5의 델타-시그마 변조기(2)의 샘플링이 클럭 신호로 수행되며, 동시에, 분주되는 클럭 신호는 분주 회로(14)에 의한 정수로 분할된 주파수와 동일하다. 분주된 신호는 압전 변압기(1)의 공진 주파수의 근처에서 주파수를 가지는 정현파로 변환됨에 의해, 대역 통과 필터(BPF; 13)에 입력된다. 정현파의 진폭이 AGC 회로(9)를 통하여 제어된 후, 정현파는 압전 변압기(1)을 구동하기 위하여 델타-시그마 변조기(2)에 의해 1 비트의 양자화 비트 신호로 변환된다.
부하(5)를 통하여 흐르는 전류가 미리 설정된 출력값 보다 낮은 경우, 도 10의 VCO(25)의 주파수는 하락을 계속한다. VCO(25)의 주파수가 하락을 계속함에 따라, 압전 변압기(1)의 구동 주파수가 도 9에 나타난 바와 같이 f1으로부터 하락하는 방향으로 설정되기에, 압전 변압기(1)의 공진 주파수 fr에 도달한다. 따라서, 압전 변압기(1)의 승압비가 증가하기 때문에, 부하(5)를 통하여 흐르는 전류는 증가한다. 만약 부하(5)의 전류값의 전류 전압 변환에 의해 얻어진 전압값이 도 10의 비교기(23)의 기준 전압 Vref2 보다 높게 되고 비교기(23)의 출력이 로우 레벨로 변화된다면, 이후의 적분기(24)의 출력 신호는 로우 레벨로 변화되기 전 것과 동일한 전압을 유지하게 된다. 이러한 동작에 의해, VCO(25)의 출력 주파수가 고정되어, 압전 변압기(1)은 고정된 주파수로 구동된다.
도 5의 인버터에 입력된 전원 전압 Vdd가 낮게 되는 경우, 인버터에 전원 공급이 연결될 때 조차도, 부하(5)가 냉음극 형광 램프인 경우에서 처럼, 튜브 전류는 부하(5)가 밝혀질 때 까지 흐르지 않으며, 도 10의 비교기(26)의 출력은 하이 레벨을 유지하고, 구동 주파수는 하락을 계속한다. 구동 주파수가 주파수 f2에 도달할 때, 이것은 적분기(24)의 출력이 입력되는 비교기(26)에서 기준 전압 Vref3 보다 낮게 된다. 결과적으로, 비교기(26)은 적분기(24)를 리셋(reset)하는 하이 레벨의 출력 신호를 출력한다. 리셋 신호에 응답하여, 비교기(24)의 출력은 가장 높은 전압을 나타내며, 적분기(24)는 주파수 f1을 출력한다. 따라서, 전술된 동작 순서는 반복된다. 그리하여, 만약 전원 전압 Vdd가 충분한 전압을 재충전하거나 부하 전류가 흐르도록 냉음극 형광 램프가 방전을 한다면, 구동 주파수를 동기시키는 동작은 전술된 출력값의 전류가 얻어지는 구동 주파수 f에서 이루어진다. 전술된 것과 같은 제어에 의해, 전원 전압이 충분히 높을 때, 고정된 전류가 부하에 항상 흐르게 하는 것이 가능하다.
전술한 설명은 고정된 압전 변압기(1)의 출력 전압을 유지하기 위하여, 통상적으로 부하에 흐르는 전류가 고정된 값으로 제어되는 경우에 관한 것인데 반하여, 출력 전압은 정류 회로(7)에 직접적으로 입력되어야 한다.
지금부터, 도 6을 참조하여 본 발명의 제2 실시예를 설명할 것이다. 도 6의 제2 실시예는 본 발명의 도 5의 제1 실시예의 변형된 장치이다.
제2 실시예는 가변 기준 전압 Vref1, 삼각파 발진기(16) 및 부하에 흐르는 전류값을 조절하기 위한 회로인 비교기(15)를 더 포함한다. 제2 실시예는 도 5의 제1 실시예의 동작과 유사한 기본 동작을 수행한다.
압전 변압기(1)에 의해 구동되는 부하(5)가 냉음극 형광 램프 혹은 이와 유사한 장치인 경우, 도전 반사판이 냉음극 형광 램프 주위에 위치된다면, 냉음극 형광 램프를 통하여 흐르는 교류 전류는 반사판의 플로팅 커패시턴스를 유도한다. 따라서, 압전 변압기로부터 입력된 고전압 전극측이 고전류값 및 고휘도를 나타내는 동안, 낮은 전압 전극측은 냉음극 형광 램프의 플로팅 커패시턴스를 통하여 간헐적으로 흐르는 전류 때문에 감소된 전류값을 나타내고, 그 결과 냉음극 형광 램프는 불균일한 밝기를 나타내는 문제점을 가지게 된다. 이 현상은 구동 주파수가 증가할 때와 냉음극 형광 램프의 전류값이 감소될 때 보다 현저하게 나타난다.
이러한 문제에 대한 대책으로서, 부하(5)에 전류를 공급하는 지속 시간과 전류를 공급하지 않는 지속 시간의 비를 변화시키는 PWM(Pulse Width Modulation)방법의 이름으로 냉음극 형광 램프의 밝기를 제어하는 방법이 있다. 본 실시예에 있어서, PWM 방법은 부하에 흐르는 전류값을 변화시키는 방법으로 사용되며, 이 회로가 기술된다. 삼각파 발진기(16)는 압전 변압기(1)의 구동 주파수보다 충분히 더 낮은 주파수를 가지는 삼각파 신호를 발진시킨다.
부하(5)가 냉음극 형광 램프인 경우에, 압전 변압기(1)의 구동 주파수 보다 충분히 더 낮으며, 반복된 점등과 소등으로 현혹되지 않는 수백 Hz의 발진 주파수가 사용된다. 그러한 삼각파의 출력은 가변 기준 전압 Vref1과 비교될 비교기(15)에 입력되며, 이 비교의 결과는 하이 레벨 혹은 로우 레벨의 2진값의 전압으로 출력된다. 이 가변 기준 전압 Vref1에 의해, 하이 레벨과 로우 레벨의 듀티(duty) 비는 삼각파 발진기(16)의 주파수로 결정된다. 이 신호는 AGC 회로(9)에 입력되어, 이 신호가 로우 레벨을 가질 때는 AGC 회로(9)로부터의 정현파가 정지되지만, 이 신호가 하이 레벨을 가질 때는 정현파가 AGC 회로(9)로부터 출력되도록 설정한다. 전술한 회로 구성 내의 기준 전압 Vref1을 변화시켜, 전류가 부하(5)에 흐르는 시간 비는 변화될 수 있으며 그 밝기는 냉음극 형광 램프에 적용할 때 변화될 수 있다.
또한, 본 발명의 제3 실시예는 도 7을 참조하여 기술될 것이다. 이 제3 실시예는 도 5의 코일(11)을 제거한 도 5의 제1 실시예의 변형이지만, 도 5의 동작과 유사한 기본 동작을 수행한다. 델타-시그마 변조기(2)의 출력은 출력 드라이버(3, 4)에 입력되며, 이 출력 드라이버(3, 4)의 출력은 압전 변압기(1)에 직접적으로 입력된다. 따라서, 압전 변압기(1)에 입력된 파형은 GND 포텐샬과 전원 전압간의 진폭을 가지는 도 9의 (B) 내에 나타난 펄스형 파형이며, 그 효율은 압전 변압기(1)가 정현파로 구동되는 양자 택일의 경우에 비해 저하된다. 그러나, 제3 실시예는 효율이 낮을 때 조차도 물리적 사이즈가 작은 경우에 대해 효과적이고, 단순한 삼각파를 사용하는 종래의 예에 비해 압전 변압기(1)가 제3차 고조파 혹은 제5차 고조파의 감소된 양을 생성하기 때문에, 압전 변압기(1)의 기생 발진은 생성되지 않으며, 압전 변압기(1)는 안정적으로 동작할 수 있다.
전술한 실시예는 1차 델타-시그마 변조기, 2차측 이상의 델타-시그마 변조기, 델타 변조기 혹은 매쉬(mash) 변조기가 사용될 수 있다는 것에 유의하여야 한다.
또한, 전술한 실시예에 있어서, 도 5, 6, 7로부터 알 수 있는 바와 같이, 압전 변압기는 두개의 출력 드라이버(3, 4)를 사용하여 구동된다. 따라서, 그 결과로서 단일 출력 드라이버에 비해 두배의 전압이 압전 변압기에 인가되기 때문에, 통상 전압의 절반인 전압이 전원 전압으로서 사용될 수 있다.
따라서, 적층형 압전 변압기와 같은 높은 승압비를 가지는 압전 변압기가 사용되거나 압전 변압기에 입력될 전압을 승압할 필요가 없을 경우, 출력 드라이버(4)와 인버터(12)는 출력 드라이버(3) 만이 출력 드라이버로서 사용되도록 제거될 수 있다. 또한, 도 5, 6, 7에 나타난 본 발명의 실시예에 있어서, 출력 드라이버는 P 채널 FET와 N 채널 FET를 사용하여 형성될 수 있으며, 이것 대신에 바이폴라 트랜지스터들이 사용될 수도 있다.
본 발명에 따르면, 압전 변압기가 정현파로 구동되기 때문에, 압전 변압기는 고조파 성분들에 의한 손실의 생성없이도 효과적으로 구동될 수 있다.
또한, 출력 드라이버가 1 비트의 양자화 비트 신호로 구동되기 때문에, 출력 드라이버는 효과적인 스위칭에만 필요하며 손실은 억제된다. 따라서, 정현파가 균등하게 출력된다고 할지라도, 구동 회로에 의한 손실이 감소될 수 있다.
게다가, 복수개의 전자계 변압기 혹은 코일들이 사용된다고 할지라도, 정현파가 단일 코일을 사용하여 생성될 수 있기에, 물리적 사이즈 및 두께면에서 작은 인버터가 형성될 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 압전 변압기에 대한 입력 전압은 고정되도록 제어되어, 삼각파는 구동 회로의 출력 드라이버에 입력되고, 전원 전압이 높을 때 조차도 압전 변압기 및 압전 변압기 구동 회로에 의한 손실이 억제될 수 있다. 따라서, 압전 변압기의 사용 범위는 확대된다.

Claims (12)

1차측 단자들에 입력된 전압에 의해 구동되며, 2차측 단자들로부터 전압을 출력하는 압전 변압기의 구동 방법에 있어서:
아날로그 고주파 전압을 발생하는 단계와;
상기 고주파 전압을 디지탈 신호로 변환하는 단계와;
상기 디지탈 신호를 주파수가 상기 압전 변압기의 공진 주파수에 근접하는 제1 고주파 전압 및 미리 설정된 진폭과 동일한 진폭을 가지는 상기 제1 고주파 전압의 역위상을 가지는 반전된 고주파 전압으로 변환하는 단계와;
상기 압전 변압기의 1차측 전극에 상기 제1 고주파 전압을 인가하는 단계와;
상기 압전 변압기의 2차측 전극으로부터 출력 고주파 전류를 추출하는 단계와;
상기 추출된 고주파 전류를 고주파 전압으로 변환하는 단계와;
상기 고주파 전압을 아날로그 디지탈 변환 단계로 피드백시키는 단계
를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 방법.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 신호는 상기 고주파 전압을 오버샘플링하여 얻어진 1 비트의 양자화 비트 신호임을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 방법.
제2항에 있어서, 상기 1 비트의 양자화 비트 신호의 전압 진폭은 직류 전원의 전압으로서 사용됨을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 방법.
제3항에 있어서, 상기 직류 전압값이 변화될 때 조차도, 상기 1차측 단자들에 입력된 상기 1 비트의 양자화 비트 신호 내에 포함된 상기 제1 주파수의 전압 성분은 고정됨을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 방법.
제4항에 있어서, 상기 1차측 단자들에 입력될 구동 신호는 상기 제1 주파수를 통과시키는 대역 통과 필터를 통하여 입력됨을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 방법.
제4항에 있어서, 상기 1차측 단자들에 입력될 구동 신호는 상기 제1 주파수를 통과시키는 저역 통과 필터를 통하여 입력됨을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 방법.
1차측 단자들에 입력된 전압에 의해 구동되며, 2차측 단자들로부터 전압을 출력하는 압전 변압기의 구동 회로에 있어서:
상기 압전 변압기의 공진 주파수인 제1 주파수의 두 배 이상인 제2 주파수의 펄스 신호를 발생하는 주파수 스위핑 발진 회로와;
상기 펄스 신호를 상기 압전 변압기의 제1 주파수로 분할하는 분주 회로와;
상기 분주 회로의 출력의 상기 제1 주파수의 정현파를 통과시키는 제1 대역 통과 필터와;
상기 정현파를 상기 제2 주파수로 오버샘플링하여 상기 정현파를 1 비트의 양자화 비트 신호로 변환하는 델타-시그마 변조기(delta-sigma modulator)와;
상기 델타-시그마 변조기의 출력을, 상기 압전 변압기의 첫번째 1차측 전극으로 입력될 미리 설정된 직류 전원의 전압 진폭을 가지는 제1 구동 고주파 전압으로 변환하는 제1 출력 드라이버와;
상기 델타-시그마 변조기의 출력을, 상기 압전 변압기의 두번째 1차측 전극에 입력될 상기 제1 구동 고주파 전압의 역위상을 갖지만 전압 진폭이 동일한 역위상 구동 고주파 전압으로 변환하는 제2 출력 드라이버
를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 회로.
제7항에 있어서, 상기 직류 전원의 전압 진폭을 가지는 상기 고주파 전압으로 변환되어진 후 상기 제1 고주파를 통과시키기 위한 제2 대역 통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 회로.
제7항에 있어서, 상기 제1 구동 고주파 전압으로 변환되어진 후 상기 제1 고주파를 통과시키기 위한 저역 통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 회로.
제7항에 있어서, 상기 구동 전압의 상기 제1 주파수의 전압 성분이 고정되도록 제어하기 위한 구동 전압 제어 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 회로.
제8항에 있어서, 상기 구동 전압의 제1 주파수의 전압 성분을 고정시키도록 제어하는 구동 전압 제어 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 회로.
제9항에 있어서, 상기 제1 주파수의 전압 성분을 고정시키도록 제어하는 구동 전압 제어 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기의 구동 회로.
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