KR100629836B1 - 압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로 - Google Patents

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Abstract

압전 변압기(1102)용 펄스 주파수 변조 구동 회로(1114)가 제공된다. 회로(1114)는 공진 주파수와 입출력부를 갖는 압전 변압기(1102)를 포함한다. 압전 변압기(1102)에 접속된 주파수 피드백 네트워크와 압전 변압기(1102)에 접속된 출력 레벨 센스(1112)가 또한 제공된다. 구동 회로(1114)는 그 사이에 커패시턴스(1118)를 갖는 제1 스위치(S1) 및 제3 스위치(S3)를 갖는다. 제2 스위치(S2)와 제4 스위치(S4)는 공급 전압(VIN)을 한 쌍의 인덕터(L1, L2) 각각에 접속하고 제2 스위치(S2)와 제4 스위치(S4)는 압전 변압기(1102)의 공진 주파수에서 180°위상차로 구동된다.
압전 변압기, 인덕터, 커패시터, 발진기

Description

압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로{PULSE FREQUENCY MODULATION DRIVE CIRCUIT FOR PIEZOELECTRIC TRANSFORMER}
관련 간행물
1. 공진 전력 컨버터(Resonant Power Converters)(Kazimierczuk & Czarkowski, Wiley-Interscience, 1995)
2. 푸쉬풀 압전 인버터의 동작(Operation of the Push-Pull Piezoelectric Inverter)(Shopyama 등, IEEE 출판, 1997)
3. 3차 세로 모드 압전 세라믹 변압기와 고전압 전력 인버터에의 그 적용(Third Order Longitudinal Mode Piezoelectric Ceramic Transformer and its Application to High-Voltage Power Inverter)(Kawashima 등, IEEE Ultrasonics Symposium, Nov. 1994)
본 발명은 전반적으로 변압기용 전력 회로 분야에 관한 것으로, 특히 압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로에 관한 것이다.
일반적으로 압전 변압기는 텔레비젼, 사진복사기, LCD 백라이트 등의 전원에 사용하기 위해 제안되어 왔다. 종래의 압전 변압기들은 잘 알려진 Rosen 설계(미국 특허 2,830,274참조)을 기초로 하고 있다. 이 종래 기술의 고전압 변압기 설계는 구동부와 각각 다른 편광을 갖는 피구동부를 포함하는 압전 세라믹 판으로 되어 있다. 상기 다른 편광은 변압을 위해 제공된다.
압전 변압기는 소정의 출력 부하에 대해 최대 에너지 전달이 발생하기 위해서는 특정 공진 주파수에서 구동되어야 하는 고유의 하이(high) Q 공진기이다. 이것은 압전 변압기의 공진 주파수 지점이 시간, 온도, 출력 부하 및 다른 변수를 포함하는 외부 변수에 의존한다는 점에서 결점이 있다. 이 변수들은 구동 주파수가 끊임없이 정정될 수 없다면 주파수가 이동함에 따라 변압기의 최적 주파수 출력을 떨어뜨린다. 만약 구동 회로가 공진 주파수를 추적할 수 없다면, 압전 변압기가 가장 효율적으로 동작하지는 않을 것이다.
많은 압전 변압기에 기초한 응용에서, 출력 부하 전압 또는 전류는 조정가능하여야만 한다. 이상적으로, 압전 변압기를 모든 부하 상태하에서 그 공진 주파수 또는 그 근방에서 조작하는 동시에 출력 전압 또는 전류를 조정 또는 조절하는 수단을 제공하는 것이 가장 바람직하다. 물론, 고 효율성, 회로 설계의 간소화 및 비용 효과도 또한 소망된다.
폭넓게 다양한 구동 회로들이 종래 기술에서 설명되어 왔다. 많은 것들이 자기 변압기에 기초한 공진 전력 컨버터에서 사용된 구동 회로와 유사하다. 이 종래 기술의 접근 방법들은 이들이 공진 주파수 제어, 구동 회로 구성 또는 출력 레벨 조절을 위해 사용하고 있는 방법에 의해 분류될 수도 있다.
주파수 제어에 대한 한 가지 공통적인 종래 기술의 접근 방법은 압전 변압기를 구동하기 위해 독립적인 고정 주파수 발진기를 사용하는 것이다. 압전 변압기는 하이 Q 디바이스이므로, 고정 발진기는 변압기의 공진 주파수에 맞추어지도록 주의깊게 동조되어야만 한다. 노후, 온도, 부하 변동 및 다른 요인들로 인한 공진 주파수의 변화는 이 방법을 사용하는 것으로 쉽게 보상되지 않는다.
종래의 고정 주파수 방법의 변경은 하나 이상의 인덕터와 커패시터로 구성된 입력 보상 네트워크를 사용함으로써 하이 Q 압전 변압기의 고유의 협대역폭을 확대하는 것을 포함한다. 이 방법의 하나의 이점은 보다 넓은 동작 대역폭이 얻어진다는 것이나, 이 접근 방법은 효율성을 감소시키고 비교적 크고 비싼 리액턴스 성분(reactive element)들을 부가한다.
또다른 종래 기술의 접근 방법은 압전 변압기가 종래의 발진 회로에서 피드백 루프의 일부가 되는 자가 발진(self-oscillating) 설계를 사용함으로써 구동 주파수를 제어한다. 적절한 피드백 접속으로, 자가 발진 압전 변압기 회로는 공진 주파수 변화를 자동적으로 추적할 수 있다. 그런데, 이 방법은 동작시에 약간의 실용상의 불리함이 있다.
압전 변압기는 기계적 공진 디바이스이다. 변압기의 공진 모드는 주로 변압기 디바이스의 물리적 차원에 의해 결정된다. 전형적인 압전 변압기는, 목표 공진 주파수의 고조파 및 비 고조파비(harmonic and non-harmonic ratios)를 모두 포함하는, 목표 공진 주파수의 위아래로 다수의 공진 모드를 가질 수도 있다. 이 모드들 중 몇몇은 목표 공진 주파수에서 공진 이득을 초과하는 공진 이득을 가질 수도 있다. 종종, 자가 발진 회로가 항상 목표 공진 주파수에서 그 동작을 시작하고 유지할 것을 충분히 보장하기 위해 이 모드들을 적절하게 필터링하거나 억제하는 것은 비실용적이거나 불가능하다.
로우(low) Q 자기 기반(magnetic based) 공진 컨버터와 함께 사용되는 또다른 잘 알려진 종래 기술의 접근 방법은 구동 주파수를 발생시키는데 사용되는 전압 제어 발진기(VCO)를 포함한다. 이 기술에 있어서, 회로는 하이 Q 압전 변압기 응답 곡선의 유도 또는 고주파수 숄더(shoulder) 상의 공진 주파수 피크 위에서 동작하도록 되어 있다. 이 접근 방법에서는, 압전 변압기 출력 전압 또는 전류를 모니터하고 이 출력 레벨을 유지할 수 있는 공진보다 높은 주파수로 VCO를 강제함으로써 제어 루프가 폐쇄된다. 이 접근 방법은 제한된 그러나 유용한 범위에 대하여 출력 조절을 유지할 수 있다. 또한 이 접근 방법은 노후, 온도, 부하 변동 및 기타 요인에 의해 적절한 공진 주파수 변화가 발생되더라도 실행할 수 있다.
이 접근 방법은 압전 변압기의 하이 Q 공진 주파수를 실제로 추적하지 않기 때문에, 이 접근 방법은 주파수 스위프(sweep)를 사용하여 시작 동작점을 찾고, 과도 상태로부터 회복하고, 출력 조절 설정값의 변화에 응답한다. 압전 변압기의 협대역 하이 Q 특성은 주의깊은 초기 동조와 정확한 동작 주파수 윈도우를 필요로 한다. 만약 VCO 주파수가 압전 변압기의 공진 주파수 피크 아래로 떨어지면, 동작 불안정이 발생할 것이다.
주파수 제어의 바람직한 접근 방법은 모토롤라사에 양도된 "Single-Input Phase Locking Piezoelectric Driving Circuit"라는 제목의 특허 출원(1997년 5월 7일 출원된 미국특허출원번호 08/852,505)에 상세하게 기재되어 있다. 이 특허 출원은 여기에 참조로 포함되어 있다.
압전 변압기 입력부는 수십 나노 패러드를 초과할 수도 있는 션트(shunt) 입력 커패시턴스를 특징으로 한다. 압전 변압기 구동 파형에서 고조파 항(harmonic content)을 최소화하려고 시도하는 것은 중요하다. 입력 구동 고조파는 하이 Q 변압기에 의해 제거되어 구동 효율성을 감소시킬 수도 있다. 입력 구동 고조파가 억제하기 어려운 변압기에서의 의사 모드를 여기시킨다면 또다른 바람직하지 않은 시나리오가 있을 것이다.
많은 종래 기술의 구동 회로 구성은 전력 증폭기에 의한 직접 구동을 제공한다. 전력 증폭기 드라이버는 전형적으로 낮은 고조파 항에 대해서는 효율성을 희생하는 연속적인 사인파 구동 신호를 생성한다. 전력 증폭기 드라이버의 또다른 결점은 큰 커패시턴스 값을 구동하기 어렵다는 것이다.
또다른 선택 사항은 스위치된 토템 폴 하프 브리지(totem-pole half-bridge) 드라이버들을 사용하는 것이지만, 이들도 또한 한계가 있다. 하프 브리지 드라이버들은 전형적으로 상당한 고조파 항을 포함하는 구형파 구동 신호를 생성한다. 하프 브리지 드라이버들은 또한 압전 변압기 입력의 용량성으로 인해 압전 변압기 입력부에서 큰 과도 전류를 생성할 수도 있다.
몇몇 종래 기술의 접근 방법들은 압전 변압기에 기반한 컨버터의 출력 전압 또는 전류를 조절하는 것을 개시하고 있다. 폐루프 "공진 위의 VCO 주파수" 기술은 위에서 상세하게 설명되었다. 종래 기술에 개시된 또다른 기술은 펄스 폭 변조(PWM;Pulse Width Modulation)이다. 그 스위칭된 토템-폴 브리지 구동 커즌(cousins)처럼, PWM 구동 고조파는 그 상당한 고조파 항 때문에 구동 효율을 희생시킨다. PWM 구동은 압전 변압기에서 의사 진동 모드들을 여기시킬 수도 있다.
종래 기술에 기재된 또다른 출력 조절 방법에서는, 구동 회로에 공급되는 DC 전압이 압전 변압기 출력 전압 또는 전류 모니터로부터의 피드백에 의해 교대로 제어되는 선형 또는 스위칭 조절기 중 하나에 의해 제어된다. 선형 조절기는 본 출원에서는 매우 비능률적이고, 따라서 통상적으로 스위칭 조절기가 바람직하다. 유감스럽게도, 스위칭 조절기들은 압전 변압기와 관련 드라이버의 비능률에 그 자신의 비능률을 부가한다. 스위칭 조절기들의 또다른 결점은 그들이 스위칭 조절기 제어기와 관련 전원 스위치에 부가하여 적어도 하나의 저 손실 전력 인덕터와 적어도 하나의 낮은 ESR 출력 필터링 커패시터를 또한 필요로 한다는 점이다.
많은 다른 공진 구동 회로 구성들이 종래 기술에서 사용되어 왔다. 이 공진 구동 회로들은 압전 변압기의 입력 커패시턴스와 공진하는 인덕터를 사용하는 것들과 압전 변압기의 입력 커패시턴스와 공진하는 스텝-업(step-up) 컨버터를 사용하는 것들을 포함한다. 제로 전압 스위칭(ZVS)에 대해 인정되는 기준을 충족시키는 공진 구동 회로는 바람직한 압전 변압기 구동 구성이다. 종래 기술의 공진 ZVS 구동 회로의 예들은 도 1 내지 5에 도시되어 있다.
도 1은 종래 기술에 따라 자기 및 압전 변압기 전력 컨버터 모두를 가지고 사용되는 단일 단 무조정 공진 구동 회로(single ended unregulated resonant drive circuit)를 나타낸다. 도 1을 참조하면, 압전 변압기(102)는 점선으로 도시되어 있다. 커패시턴스(CIN)는 압전 변압기(102)의 입력을 가로질러 도시되어 있고 압전 변압기(102)의 등가 입력 커패시턴스를 나타낸다.
입력 구동 주파수(104)는 스위치(S1)에 인가된다. 또한 이 회로에는 공급 전압(V+), 기준 전압점(V1) 및 출력 전압(V0)이 포함된다. 또한 부하 저항(RL ) 및 인덕턴스(L1)가 도 1에 도시되어 있다.
도 2는 종래 기술에 따라 도 1의 회로에 의해 발생된 회로 파형을 도시하는 타이밍도를 나타낸다. 도 2를 참조하면, 위쪽 파형은 대략 50%의 듀티 팩터(duty factor)로 교대로 "off" 및 "on" 위치에 있는 S1 구동을 나타낸다. L1과 CIN이 입력 구동 주파수에서 공진하도록 선택될 때, 의사 1/2 사인파 구동 파형이 V1에서 나타날 것이다. 이것은 또한 도 2에 도시되어 있다.
도 3은 종래 기술에 따라 자기 및 압전 변압기 전력 컨버터 둘 다와 함께 사용되는 "푸쉬-풀" 무조정 공진 구동 회로를 나타낸다. 도 3을 참조하면, 압전 변압기(302)가 제공되고 점선으로 도시되어 있다. CIN은 압전 변압기(302)의 등가 입력 커패시턴스를 나타낸다. 도 3에는, 각각 별개의 인덕턴스(L1, L2)에 각각 접속된 2개의 스위치(S1, S2)가 또한 도시되어 있다. RL은 출력 부하이다. 전압 기준점(V1, V2)은 압전 변압기(402)의 일 측에 제공된다.
도 4는 종래 기술에 따라 도 3의 회로에 의해 발생된 회로 파형을 도시하는 타이밍도를 나타낸다. 도 4를 참조하면, 처음 2개의 파형은 각각 스위치(S1)와 스위치(S2)를 나타낸다. 스위치(S1, S2)는 대략 50%의 듀티 팩터로 서로 180°위상차로 구동됨을 유의한다. 세번째 및 네번째 파형은 각각 기준점(V1, V2)에서의 신호를 나타낸다. L1과 L2가 구동 주파수에서 CIN으로 공진하도록 선택되면, V1과 V2는 둘다 교대하는 주기적 양의 의사 하프 사인파(alternatvie periodic positive pseudo half-sinewaves)이다. 다섯번째 파형은 (V2-V1)를 가로지르는 전압을 나타낸다. 의미있게도, (V2-V1)를 가로지르는 전압은 압전 변압기(302)의 입력 양단에서 완전 의사 사인파(full pseudo sinewave)를 생성한다.
통상, 공진 구동 방법을 사용하는 회로들은 공급 전압(V+)을 제어하기 위해 스위칭 조절기를 사용함으로써 출력 조절을 달성한다. 이것은 상기한 바와 같이 스위칭 조절기의 사용으로 인한 불리한 점이다.
도 5는 종래 기술에 따라 압전 변압기 전력 컨버터와 함께 사용되는 "푸쉬-풀" 조절된 공진 구동 회로를 나타낸다. 도 5에 도시된 소자의 대부분은 상기 도 1-4에서 설명되었고 이 설명은 참조로 여기에 포함된다. 도 5는 점선으로 제공된 압전 변압기(502)를 나타낸다. 도 5는 또한 스위치(S1)와 스위치(S2)가 어떻게 VCO제어기(506)가 접속되어 있는 전압 제어 발진기(VCO)(504)에 접속될 수 있는지를 나타낸다. 듀티 팩터 제어(510)가 접속되어 있는 중간 제어(508)도 또한 도 5에 도시되어 있다. 도 5의 종래 기술의 회로는 출력 전압을 조절하기 위해 폐루프 "공진보다 높은 VCO 주파수"를 사용한다.
도 5는 디지털 PWM 디스에이블 신호로 공진 구동 스위치들을 게이트하는 펄스 주파수 변조 조절 구조를 또한 나타낸다. 가변 주기 동안 스위치들을 "오프"로 게이트함으로써, 압전 변압기내로의 평균 구동 전력이 변화될 수 있고, 따라서 평균 출력 전압 또는 전류가 변화한다. 이 방법은 후술하는 바와 같이, 실제로 몇몇 단점들이 있다.
도 1을 참조하면, 스위치(S1)가 몇몇 사이클에 대해 디스에이블될 때 커패시터(CIN)는 L1을 통해 V+로 충전할 것이다. S1이 인에이블되고 그 다음 공진 ZVS 사이클이 시작할 때 CIN 상의 전압은 S1에 의해 단락될 것이고, 이 결과 CIN과 S1에 큰 서지 전류(surge current)가 발생하고 효율을 감소시키는 소산적 손실(dissipative loss)이 발생할 것이다. S1이 폐쇄되어 있고 전류가 L1에서 흐르는 동안 디스에이블 신호가 발생한다면, S1을 개방하여 L1을 통해 큰 dl/dT이 S1의 양단에서의 큰 잠재적인 손상 전압 스파이크를 교대로 발생하게 할 것이다. 유사한 효과가 도 3 및 도 5에 도시한 듀얼 또는 차동 공진 구동 구성에서 나타난다.
종래 기술의 펄스 주파수 변조 조정에 의해 야기된 또다른 바람직하지 못한 효과로는 압전 변압기의 하이 Q 기계적 공진 특성이 있다. 압전 변압기는 공진시 구동되고 그 후 입력 구동은 갑자기 디스에이블되며, 변압기는 변압기의 기계적 Q 및 입출력 로딩에 의해 결정되는 기간 동안 계속 공진하게 된다. 이 기간 동안, 압전 변압기 입력은 AC 발전기처럼 동작하여 구동 회로에 역으로 전압 및 전류를 공급하게 된다. 도 1, 3 및 5의 S1 및 S2를 구현하는데 공통으로 사용되는 고체 상태 트랜지스터 및 MOSFET 스위치는 이 압전 발전기 신호를 접지에 선택적으로 클램프시키는 콜렉터-에미터 또는 드레인-소스 다이오드를 포함하며, 따라서 압전 발전기에서 본 구동 임피던스를 변조시킨다.
이 동작 모드는 압전 변압기에 저장되어 있는 공진 에너지를 소모하게 되고, 또한 바람직하지 못하게 변압기의 공진 주파수에 천이를 일으킬 수도 있다. 이러한 바람직하지 못한 효과는 PWM 디스에이블 신호가 공진 구동 회로를 일주(cycle)할 때마다 반복된다.
압전 변압기가 그의 공진 주파수나 그 근처에서 동작할 수 있도록 해주는 압전 변압기 기반 전력 컨버터용의 개량된 구동 회로에 대한 필요가 있게 되었다. 이 구동 회로는 노후, 온도, 부하 변동 및 다른 요인에 따른 공진 주파수의 변화를 추적해야만 한다. 구동 회로는 또한 변압기 출력 전압 또는 전류를 효율적으로 조절할 수 있어야만 한다. 구동 회로는 또한 부가되는 구성 요소의 수 및 단가를 효율적으로 절감해야만 한다.
압전 변압기의 공진 주파수에서 동작하는 의사 사인파 구동의 정수개의 반 사이클을 선택적으로 게이트함으로써 압전 출력 전류 또는 전압을 제어하는 압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로는 당해 기술 분야에 상당한 기여를 하게 될 것이다.
본 발명은 압전 변압기와 함께 사용하기에 적합한 펄스 주파수 변조 구동 회로이다. 이 회로의 종래 기술(도 1 내지 5 참조)에 대한 이점은 압전 변압기는 모든 부하 조건하에서 그의 공진 주파수나 그 근처에서 동작할 수 있는 것과 동시에 출력 전압 또는 전류를 조정 또는 조절하는 간단하고 효율적인 메카니즘을 제공한다는 것이다.
본 발명은 압전 변압기 응용 분야에 공통된 기본적인 문제점, 즉 공진 주파수 제어 및 출력 레벨 조절을 동시에 하는 것이 본질적으로 가변적인 공진 주파수를 갖는 이들 하이 Q 협대역 장치들로는 어렵다는 점에 대해 고찰하고 있다.
이러한 문제점은 압전 변압기의 공진 주파수나 그 근처에서 압전 변압기내로 정수개의 반 사이클의 의사 사인파를 선택적으로 게이트함으로써 압전 변압기 출력 전류 또는 전압을 조절하는 회로를 제공하는 본 발명에 의해 해결되었다.
본 발명은 이하에서 보다 상세히 설명되는 상기 회로내에 새로운 스위칭 구성을 이용함으로써, 압전 변압기의 평균 출력을 조절할 수 있게 된다. 출력 조절은 정수개의 반사이클 사인파를 사용하여 압전 변압기의 입력을 펄스 주파수 변조함으로써 달성된다. 하이 Q 압전 변압기는 단지 이러한 일련의 사인파 펄스를 사용하여 간헐적으로 구동되고 있지만, 변압기의 출력은 기본적으로 연속적이고, 그에 따라 압전 변압기로부터의 피드백을 사용하여 구동 신호 주파수를 압전 변압기의 공진 주파수나 그 근처에 유지시킬 수 있게 된다.
이러한 방법의 한 가지 이점에 대해서는 플라이휠(flywheel)로부터 유추해보면 이해할 수 있을 것이다. 플라이휠이 기동하기 위해 상당한 에너지가 필요하지만 그의 속도를 유지하는 것은 단지 적은 에너지만 있으면 되는 것과 마찬가지로, 하이 Q 압전 변압기가 공진 상태에서 그의 최대 출력을 내기 위해서는 비교적 상당한 양의 에너지가 필요하지만 그의 공진 동작점을 유지시키는데는 비교적 적은 양의 에너지만 있으면 된다. 본 발명은 보다 효율을 높이기 위해 플라이휠과 유사한 특성을 갖는 하이 Q 압전 변압기를 연구하였다.
본 발명의 다른 이점은 "모드-호핑(mode-hopping)", 또는 의사 공진 모드에서 변압기가 동작하는 것을 방지한다는 것이다. 정수개의 반사이클 사인파 구동 파형을 사용함으로써 구동 고조파를 최소화한다. 게다가, 동기 순차 스위칭을 사용함으로써 유도성 전압 스파이크 및 용량성 에너지 덤프가 일어나지 않게 한다. 본 발명의 회로 설계의 다른 이점으로는, 공진 제로 전압 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS)을 사용함으로써 스위칭 손실을 최소화하고 압전 변압기의 유효 스텝-업 비율(step-up ratio)을 증대시킨다는 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 자기 및 압전 변압기 전력 컨버터(magnetic and piezoelectric transformer power converter) 모두와 함께 사용된 단일 단 무조정 공진 구동 회로(a single ended unregulated resonant drive circuit)를 나타낸 도면.
도 2는 종래 기술에 따른 도 1의 회로에 의해 발생되는 회로 파형을 나타낸 타이밍도.
도 3은 종래 기술에 따른 자기 및 압전 변압기 전력 컨버터 양자와 함께 사용된 "푸시-풀" 무조정 공진 구동 회로를 나타낸 도면.
도 4는 종래 기술에 따른 도 3의 회로에 의해 발생된 회로 파형을 나타낸 타이밍도.
도 5는 종래 기술에 따른 자기 및 압전 변압기 전력 컨버터 양자와 함께 사용된 "푸시-풀" 조정 공진 구동 회로(push-pull regulated resonant drive circuit)를 나타낸 도면.
도 6은 본 발명에 따른 압전 변압기용 단일 단 공진 구동 회로를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명에 따른 도 6의 회로에 의해 발생된 회로 파형을 나타낸 타이밍도.
도 8은 본 발명에 따른 압전 변압기용 단일 단 공진 구동 회로의 다른 실시예를 나타낸 도면.
도 9는 본 발명에 따른 차동 공진 구동 회로(differential resonant drive circuit)를 나타낸 도면.
도 10은 본 발명에 따른 도 9의 회로에 의해 발생된 회로 파형을 나타낸 타이밍도.
도 11은 본 발명에 따른 압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로를 사용하는 조정 전력 컨버터의 블럭도.
도 12는 본 발명에 따른 도 11의 블럭(1108)의 한 실시예의 개략도.
도 13은 본 발명에 따른 도 11의 블럭(1108)의 다른 실시예의 개략도.
도 14는 본 발명에 따른 도 11의 블럭(1110)의 한 실시예의 개략도.
도 15는 본 발명에 따른 도 11의 블럭(1110)의 다른 실시예의 개략도.
도 16은 본 발명에 따른 고전압 전력 컨버터 용도로 사용되는 압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로의 다른 실시예의 개략도.
도 17은 본 발명에 따른 형광램프 전력 인버터 용도로 사용되는 압전 변압기용 펄스 주파수 변조 구동 회로의 다른 실시예의 개략도.
스위칭 회로에 관련한 출원인의 발명에 대한 이해는 도 6 내지 11을 참조하면 알 수 있을 것이다. 먼저 도 6을 참조하면, 회로는 제1 스위치 S1과 제2 스위치 S2, 및 그와 더불어 인덕터 L1 및 커패시터 C1을 구비하고 있다. 커패시터 C1은 압전 변압기의 유효 입력 커패시턴스를 나타낸다. 인덕터 L1의 값은 스위치 S1의 구동 스위칭 주파수에서 커패시터 C1과 공진하도록 선택되어 있다. 전원 전압 V+이 도시되어 있고, 이는 전압 기준점 V1이 된다.
이 회로는 스위치 S2의 부가로 인해 새롭고 독창적인 것으로 되었다. 스위치 S2가 닫히면("온" 위치에 있으면), 도 6의 회로는 전압 기준점 V1에서 고전적인 ZVS 파형을 생성한다. 이것은 도 7에 제공된 타이밍 파형의 전반부에 도시되어 있다. 그러나, 스위치 S2가 S1의 구동 주파수와 동기하여 게이트되면(도 7의 타이밍도 파형에 도시됨), V1에서의 파형은 정수개의 반사이클 사인파로 이루어져 있으며, 이는 스위치 S2 제어 신호의 듀티 사이클에 의해 결정된다. 게다가, 스위치 S2가 "오프" 위치로 될 때 실질적으로 유도성 스파이크가 없게 되며, S2가 "온" 위치로 될 때 실질적으로 용량성 에너지 덤프도 없다.
전압 기준점 V1에서 등가의 게이트 파형을 생성하는 다른 스위칭 구성이 도 8에 도시되어 있다. 이 도면은 본 발명에 따른 압전 변압기용 단일 단 공진 구동 회로의 다른 실시예를 나타낸다. 도 8을 참조하면, 스위치 S1 및 S2와 함께 인덕터 L1 및 커패시터 C1을 갖는 회로가 제공된다. 입력 전압 V+ 및 전압 기준점 V1도 이 회로에서는 제공되고 있다. 이 회로는 도 6에 도시한 것(상기 설명함)에 제3 스위치 S3를 부가한 것과 유사하다. 도 8에서, 스위치 S2 및 S3는 표준 토템폴(totem-pole) 또는 하프 브리지(half-bridge) 구동을 형성한다. 스위치 S3는 스위치 S2와 대략 180°의 위상차를 가지고 구동되며, 브레이크-메이크 스위칭(break-before-make switching)을 가정한다.
도 7에 도시된 타이밍도 파형은 도 8의 회로에도 적용할 수 있다. 도 8의 회로는 제3 스위치 S3의 부가로 약간 더 복잡해졌지만, 이 특징은 어떤 응용에서는 유용할 수도 있다. 이러한 구성을 하면, C1에서 압전 변압기의 입력이 본 구동 임피던스는 S2가 "온" 위치에 있든 "오프" 위치에 있든지에 관계없이 근본적으로 일정하게 유지된다.
도 9에 도시된 차동 구동 회로를 사용하면 또다른 레벨의 고도성을 달성할 수 있다. 도 9는 본 발명에 따른 차동 공진 회로를 도시한 것이다. 도 9를 참조하면, 이 회로는 4개의 스위치, 스위치 S1, 스위치 S2, 스위치 S3, 및 스위치 S4를 각각 가지고 있다. 또한, 인덕터 L1 및 L1', 입력 전압 V+, 이와 아울러 전압 기준점 V1 및 V2가 제공된다. 커패시터 C1도 도9에서 V1과 V2 사이에 도시되어 있다. 커패시터 C1은 압전 변압기의 유효 입력 커패시턴스를 나타낸다.
인덕터 L1 및 L2의 값은 스위치 S1 및 S2의 구동 스위칭 주파수에서 커패시턴스 C1과 공진하도록 선택된다. S2 및 S4가 닫혀지면("온" 위치에 있으면), 도 9의 회로는 V1 및 V2에서 고전적인 ZVS 파형을 생성하며, 이는 도10의 타이밍 도 파형의 전반부에 도시되어 있다. 이 경우에, 압전 변압기의 입력에 있는 커패시턴스 C1의 양단의 차동 구동 신호는 거의 사인파에 근접하게 된다. 그러나, 스위치 S2 및 S4가 도 10의 타이밍도에 도시된 바와 같이 S1의 구동 주파수에 동기하여 게이트되면, 전압 기준점 V1 및 V2에서의 파형은 S2와 S4의 듀티 사이클에 의해 결정되는 정수개의 반사이클 사인파로 이루어져 있다. 주시할 점은, S2 또는 S4가 "오프" 위치에 있을 때 실질적으로 유도성 스파이크가 없다는 것이다. 게다가, S2 또는 S4가 "온" 위치에 있을 때 실질적으로 용량성 에너지 덤프도 없으며, 부분 또는 축약 구동 사이클(partial or abbreviated drive cycles)이 실질적으로 전혀 발생되지 않는다.
도 9 및 10에서 설명한 회로의 다른 중요한 이점은 이 새로운 4개 스위치 설계를 사용하여 달성될 수 있다. 스위치 S1 및 S3이 스위치 S2 및 S4가 "오프" 위치에 있는 구간 동안 구동 주파수로 계속 스위칭할 수 있기 때문에, 압전 변압기는 발전기로서 기능할 수 있고, 통상 S1과 S3의 고체 상태 구현에 나타나는 역 다이오드에 의해 클램프되는 일 없이 스위칭 회로에 역으로 전압을 구동시킨다.
도 9 에 도시된 스위칭 구성이 단일 종단을 갖는 구동 실시예에 대해 도 8 에서(상기 설명됨) 도시된 것과 유사한 방식으로 S2 와 하프 브리지를 형성하는 하나의 스위치와 S4 와 하프 브리지를 형성하는 또다른 스위치인 두개의 추가 스위치를 부가함으로써 변형될 수 있다는 것을 알아야 한다. 이는 압전(piezoelectric) 변압기 입력으로부터 관측되는 구동 임피던스가 스위치 S2 및 S4가 개폐되었는지에 ("온" 또는 "오프" 위치에 있는 지에) 상관 없이 근본적으로 일정하기 때문에 몇몇 응용예에서는 이점이 있다.
도 11은 블럭도로서 본 발명의 압전 변압기의 펄스 주파수 변조 구동 회로의 한 실시예를 도시하였다. 압전 변압기에 기반을 둔 전력 컨버터 회로(1100)가 도 11에 제공되었고 접지에 접속된 부하 회로(1104)에 결합된 압전 변압기(1102)를 포함한다. 압전 변압기(1102)는 또한 위상 트리거(trigger)된 발진기(1108)를 구동하고 이는 동기 사이클 게이트 제어부(1110)에 결합된다. 부하 회로(1104)에서의 출력 레벨은 동기 사이클 게이트 제어부(1110)를 피드(feed)하는 출력 레벨 센스(1112)에 의해 모니터된다.
도 11의 구동 회로는 (1114)로 번호를 매긴 빗금친 영역으로 도시되었다. 구동 회로(1114)는 제 1스위치 S1, 제 2스위치 S2 , 제 3스위치 S3 , 및 제 4스위치 S4 를 포함한다. 구동 회로(1114)는 또한 한 쌍의 인덕터 (1116) 및 (1116')을 포함할 뿐만 아니라 압전 변압기(1202)의 등가 입력 커패시턴스를 나타내는 커패시터(1118)를 포함한다. 전압 기준점 V1 및 V2 는 또한 구동 회로(1114)의 부분이고 관련되는 파형들을 측정하는 데에 사용되며 입력 전압 V+는 스위치 S2 와 S4 사이에 제공된다.
동기 사이클 게이트 제어(1110)는 약 50% 의 듀티 사이클에서, 서로에 대해 약 180 도의 위상차가 났을 때에 위상 트리거된 발진기(1108)에 의해 결정된 주파 수에서 스위치 S1 및 S3 를 스위치한다. 인덕터(1116) 및 (1116') 의 값은 구동 주파수에서 커패시터(1118)와 공진하도록 선택되고 공진 ZVS 구동을 위한 전제 조건을 만족시킨다.
공진 주파수 제어는 스위치 S1 및 S3, 압전 변압기(1118), 위상 트리거된 발진기(1108) 및 동기 사이클 게이트 제어(1110)로 구성된 폐쇄 제어 루프에 의해 성립된다. 압전 변압기(1102)로부터의 버퍼된 피드백 신호는 압전 변압기(1102)의 공진 주파수로 타이머를 위상 동기(phase-lock)하기 위해 전류를 어스테이블(astable) 타이머의 트리거 회로 또는 슈미트 트리거 발진기로 끌어 오거나 주입할 수 있다. 발진기의 개루프 주파수는 압전 변압기(1102)의 목표 동작 주파수에 가깝게 설정되어 시동시에 변압기의 목표 공진 모드만이 여기되도록 한다.
한 실시예에서, 바람직한 피드백 신호는 압전 변압기의 이동 전류를 모니터하기 위해 특별히 디자인된 압전 변압기 상의 독립 탭(tap)에 의해 공급된다. 완만한 동적 부하 범위에 대한 대안 실시예에서는 압전 변압기의 출력 전압 파형의 일부분이 피드백 신호로서 사용될 수 있다.
이런 방법으로 획득한 주파수 제어는 단조성(monotonic)을 띠는데, 다른 말로는 단지 하나의 동작점에서 안정하다는 뜻이 된다. 이는 압전 변압기의 동작점에 대한 안정된 루프 위상/주파수 제어를 이루어낸다. 본 주파수 제어 루프에서 발진기는 출력 조정을 얻기 위해 주파수를 변화시키는 VCO 로서 기능하지 않는다. 바람직한 실시예에서 주파수 제어 루프의 유일한 기능은 압전 변압기의 목표 공진 주파수의 또는 그보다 약간 높게 동작 주파수를 유지하는 것이다.
적절한 피드백으로, 회로는 온도, 장착 스트레스, 동적 부하 변화 및 기타 변수에 의한 압전 변압기의 공진 주파수의 변화를 추적한다.
출력 조정이 펄스 주파수 변조 스위치 S2 및 S4 에 의해 이뤄진다. 스위치 S2 및 S4 는 출력 레벨 센스(1112)에 의해 발생된 비동기 "온/오프" 제어 신호에 응답하여 구동 주파수와 동기화되어 순차적으로 스위치된다. 작동할 때 부하(1104)에서의 출력 레벨이 레벨 센스 선정 세트 포인트보다 낮아졌을 때 출력 레벨 센스(1112) 출력은 "온"으로 된다. 동기 사이클 게이트 제어 (1110)는 "온" 신호에 응답하여 스위치 S2 및 S4 를 순차적으로 인에이블하고 정수개의 하프 사인파 구동파형을 압전 변압기(1102)의 입력에 게이트한다. 부하(1104)에서의 출력 레벨이 레벨 센스 세트 포인트를 넘어섰을 때 출력 레벨 센스(1112)는 "오프" 위치로 스위치한다. 이 시점에서 동기 사이클 게이트 제어(1110)는 "오프" 신호에 응답하여 순차적으로 스위치 S2 및 S4 를 디스에이블하고 압전 변압기(1102)로의 입력 구동을 제거한다.
스위치 S2 및 S4 모두가 "오프" 위치에 있는 간격 동안에 압전 변압기 (1102)는 변압기의 기계적 Q와 변압기의 입력 및 출력 부하 모두에 의해 결정된 기간 동안 공진을 지속한다. 위상 트리거된 발진기(1108)는 압전 변압기(1102)의 공진 주파수를 계속 추적하고, 스위치 S1 및 S3 는 구동 주파수에서 계속 동작하여 변압기 입력에서의 에너지 손실과 임피던스 변화를 최소화한다.
길이 연장 모드(length extensional mode)에서 작동하는 로젠형(Rosen-type) 압전 변압기는 본 발명의 바람직한 실시예에서 사용된다. 그러나 본 발명의 회로는 다양한 종류의 서로 다른 동작 모드를 갖는 서로 다른 수많은 종류의 압전 컨버터를 구동하는 데에 사용될 수 있음을 알아야 한다.
특정 응용예에 따라서 몇몇의 공지된 출력 회로 중 하나가 부하 (1104)를 포함하기 위해 사용될 수 있다. 한 유형의 부하에서 압전 변압기의 출력은 AC 디바이스를 직접적으로 구동하는 데에 사용될 수 있다. 임피던스 정합 네트워크가 압전 변압기 출력과 부하 임피던스 사이에 배치될 수 있다. DC 응용예에서 다이오드 전압 배가기(doubler) 및 필터용 커패시터로 구성된 정류기가 사용될 수 있다. 조절되는 출력 파라미터는 전압 또는 전류가 될 수 있다. 많은 출력 회로들은 기술계에 공지되었고 당업자에 의해 본 발명과 조합하여 사용될 수 있다.
도 12 및 도 13 은 위상 트리거된 발진기의 대안 실시예로 볼 수 있다. 먼저, 도 12 를 참조하면, 도 12는 본 발명에 따른 도 11의 블럭 (1108), 즉 위상 트리거된 발진기의 한 실시예에 대한 개략도가 도시되었다. 도 12 를 참조하면, 50 %의 듀티 사이클 구형파(squarewave) 클럭이 표준 어스테이블 구성에 접속된 CMOS 타이머 U1 으로서 구현된다. 저항 R1 과 커패시터 C1 은 클럭의 명목 주파수를 거의 압전 변압기의 목표 공진 주파수가 되도록 설정한다. 입력 전압 V+ 뿐만 아니라 피드백 신호(FB)가 또한 도 12에 도시되었다. 압전 변압기로부터의 적절한 피드백이 저항 R3 로 가해지는데 이 저항은 입력에서 높은 입력 임피던스 논리 게이트 또는 비교기 U2 에 대한 전류 제한기로 기능한다. 비교기 U2의 출력은 저항 R2 를 통해서 저항 R1 및 커패시터 C1 에 가해진다.
피드백 루프가 폐쇄되었을 때 압전 변압기로부터의 피드백 신호는 클럭 주파수가 피드백 주파수를 거의 90 도의 위상 시프트를 가지면서 추적하게 한다. 피드백 신호와 클럭 사이의 위상 관계는 커패시턴스를 비교기 U2 의 입력에 커패시턴스를 추가함으로써 제한된 범위내에서 조정될 수 있다.
도 13 은, 본 발명에 따른 도 11의 블럭 (1108), 즉 위상 트리거된 발진기의 또다른 실시예의 개략도이다. 도 13 의 회로에 나타난 많은 소자들은 상기 설명한 대로 도 12 를 참조해 설명한 그런 소자들과 유사하다. 이 설명은 여기 참조로서 포함된다. 도 13 을 참조하면 50 %의 듀티 사이클 구형파 클럭은 표준 어스테이블 구성에 접속된 CMOS 슈미트 트리거 인버터 U1 에 의해 구현된다. 저항 R1 및 커패시터 C1 은 클럭의 명목 주파수가 거의 압전 변압기의 목표 공진 주파수가 되도록 설정한다. 압전 변압기로부터의 적절한 피드백은 입력에서 높은 입력 임피던스 논리 게이트 또는 비교기 U2 에 대한 전류 제한기로 기능하는 저항 R3 에 가해진다.
비교기 U2 의 출력은 저항 R2 를 통해서 저항 R1 및 커패시터 C1의 접합에 가해진다. 피드백 루프가 폐쇄될 경우, 압전 변압기로부터의 피드백 신호는 클럭 주파수가 거의 90 도의 위상 시프트를 가지면서 피드백 주파수를 추적하게 한다. 피드백 신호와 클럭 사이의 위상 관계는 커패시턴스를 비교기 U2 의 입력에 추가함으로써 제한된 범위내에서 조정될 수 있다.
도 14 및 도 15는 도 11에서 블럭 (1110)으로 설명된 동기 사이클 게이트 제어의 대안 실시예이다. 도 14 는 도 11 의 동기 사이클 게이트 제어 (1110)의 바람직한 한 실시예를 나타내는 개략도이다. 도 14 에서 위상 트리거된 발진기 클럭은 개별적으로 네개의 구동 스위치 S1, S2, S3, 및 S4 의 스위칭 순서를 결정하는 마스터 타이밍 신호로서 사용된다. 스위치 S1 및 S3 는 반전 버퍼 U3-C 및 비반전 버퍼 U3-D 를 통해서 클럭 신호에 의해 구동된다. 스위치 S2 및 S4 는 플립-플롭 U1-A 및 U1-B 의 비반전 버퍼 U3-A 및 U3-B 를 통해서 대응 반전 출력들로부터 구동된다. U1 은 표준 7474 D형 플립-플롭이다. U1-A의 클럭 입력은 클럭 신호에 의해 구동되고 U1-B 의 클럭 입력은 게이트 U2 에 의해 반전된다. U1의 데이타 입력은 출력 레벨 센스 회로(도 11 의 블럭(1112))의 비동기 "온/오프" 출력에 접속된다.
도 14 에 도시된 회로 구성은 도 7 및 도 10 의 타이밍 도를 발생시키는 데에 요구되는 동기 구동 제어 시퀀스를 실현한다. 도 14 의 회로는 이들이 정수 의사 하프 사인파 신호를 압전 변압기의 입력에 동기적으로 게이트하도록 스위치 S1 및 S4 를 구동한다.
도 15 는 동기 사이클 게이트 제어(도 11 의 블럭(1110))의 또다른 바람직한 실시예에 대한 개략도이다. 도 15 의 회로는 도 14 의 회로와 비슷하고 상기의 도 14 에 대한 설명이 여기에도 적용된다. 도 15 와의 하나의 중요한 차이점은 플립-플롭 U1-A의 데이타 입력이 U1-B 의 비반전 출력에 접속된다는 점이다. 도 15 에 도시된 회로 구성은 또한 도 7 및 도 10의 타이밍 다이어그램을 발생시키는 데에 요구되는 동기 구동 제어 시퀀스를 실현한다. 도 15 의 회로는 이들이 정수 의사 완전 사인파 구동 신호를 압전 변압기의 입력에 동기적으로 게이트하여 폐쇄된 루프 PFM 출력 레벨 조정을 획득하도록 스위치 S1 및 S4 를 구동한다.
정수 완전 사인파 PFM 을 사용하는 것은 DC 출력 전압을 획득하기 위해 다이오드 전압 배가기를 사용하는 응용예 들에서 양호하다. 다이오드 전압 배가기는 제 1 하프 사이클이 직렬 배가기 커패시터를 하전시키고 제 2 하프 사이클이 전하를 출력 커패시터에 전달하도록 요구할 수 있다. 도 14 및 도 15 의 회로에 대해 논리적으로 등가인 회로가 실현될 수 있다는 것을 당업자는 알아야 한다. 예를 들어 NAND 게이트 또는 NOR 게이트에 대해 논리적으로 등가인 회로를 사용하면 실질적으로 유사한 결과를 얻을 수 있다.
도 16 은 DC 고전압 전력 컨버터에 적용된 본 발명에 따른 한 실시예의 개략도이다. 본 회로의 많은 소자들은 상기 언급한 도 6 에서 도 15 를 참조하여 이미 설명하였고 그 설명이 여기에도 적용된다.
도 16 을 참조하면 압전 변압기 (1602)는 고전압 다이오드 D1 및 D2 와 고전압 필터 커패시터 C1 으로 구성된 다이오드 전압 배가기를 구동한다. 출력 부하 RL 은 필터 커패시터 C1 을 가로질러 접속된다. 저항성 전압 구동기는 저항 R1 및 R2 에 의해 형성되고 비교기 U1 의 반전 입력에 접속되는데, 여기서 비교기는 예를 들어 텍사스 인스트루먼트에 의해 제조된 LMC-339 모델일 수 있다.
조절 레벨을 설정하는 전압 기준은 U1의 비반전 입력에 접속된다. U1으로부터의 "온/오프" 출력 신호는 동기 사이클 게이트 제어 회로(1610)에 대한 입력이 된다. 이 응용에 대한 컨트롤러 회로의 바람직한 실시예는 도 15 에 도시된 완전 사인파 컨트롤러이다. 압전 변압기(1602)로부터의 전압 피드백 신호는 위상 트리거된 발진기(1608)에 접속된다. 이 응용에 대한 발진기 회로의 바람직한 실시예는 도 12 에 도시된다.
스위치 S1 및 S3 는 인터내셔널 렉터파이어에 의해 제조된 IRF7103 과 같은 N채널 MOSFET 트랜지스터이다. 스위치 S2 및 S4 는 페어차일드에 의해 제조된 NDS9933 과 같은 P 채널 MOSFET 트랜지스터이다. 전력 인덕터 L1 및 L2 는 예를 들어 코일크래프트에 의해 제조된 모델 번호 DO-5022이다. 물론 또다른 공급자 및 제조자가 업계에 표준인 소자들을 공급할 수 있다.
전력 인덕터 L1 및 L2 의 값은 변압기의 목표 공진 주파수에서 압전 변압기(1602)의 실효 입력 커패시턴스와 공진하도록 선택된다. 압전 변압기(1602)는 실질적으로 모든 동작 조건 하에서 그의 목표 공진 주파수에서 또는 약간 상위의 주파수에서 작동한다. 또한 스위치 S1 및 S3 의 공진 ZVS 스위칭은 스위치 손실을 최소화하도록 유지된다. DC 고전압 출력 레벨은 정수개의 의사 완전 사이클 사인파 구동 파형으로서 압전 변압기의 폐루프 펄스 주파수 변조를 함으로써 조절된다.
본 발명에서 일정한 전원 전압에서 도출되는 평균 전원 전류는 평균 DC 부하 전류와 거의 비례한다. 평균 DC 부하 전류는 구동 듀티 팩터에 비례한다. 따라서 낮은 평균 DC 부하 전류에서는 압전 변압기가 시간의 일부분에서만 구동되기 때문에 실질적으로 평균 공급 전류 드레인이 낮아진다.
도 17은 본 발명의 또다른 특정 응용예를 도시한다. 도 17 을 참조하면 본 발명에 따른 CCFL(형광) 인버터의 한 실시예에 대한 개략도가 제공되었다. 본 실시예에서 압전 변압기(1702)는 CCFL 램프를 구동한다. 도 17의 회로의 많은 소자들은 도6 내지 도 16의 설명의 설명에서 상세히 설명되었다. 이 설명들은 여기서 참조하여 포함된다. 본 회로에서 램프 전류는 다이오드 D1 및 D2, 저항 R1 및 커패시터 C1 로 이뤄진 회로에 의해서 표준 방식으로 정류된다.
램프 전류에 비례하는 전압이 비교기 U1의 반전 입력에 인가된다. 조절 레벨을 설정하는 전압 기준이 비교기 U1 의 비반전 입력에 접속된다. 비교기 U1로부터의 "온/오프" 출력 신호는 동기 사이클 게이트 제어 (1710)에 입력된다.
동기 사이클 게이트 제어(1710)의 바람직한 실시예는 도 14 에 도시된 실시예이다. 압전 변압기(1702)로부터의 전압 피드백 신호는 위상 트리거된 발진기(1708)에 접속된다. 본 응용예에 대해 위상 트리거된 발진기 회로(1708)의 바람직한 실시예는 도 12 에 도시되었다.
도 17 에서 스위치 S1 및 S3 는 예를 들어 인터내셔널 렉터파이어에 의해 제공된 모델 번호 IRF-7103 과 같은 N-채널 MOSFET 트랜지스터이다. 스위치 S2 및 S4 는 페어차일드에 의해 제공된 모델 번호 NDS-9933 과 같은 P채널 MOSFET 트랜지스터이다. 전력 인덕터 L1 및 L2 는 예를 들어 코일크래프트로부터의 모델 번호 DO-5022 가 될 수 있다. 인덕터 L1 및 L2 의 값은 변압기의 목표 공진 주파수에서 압전 변압기(1702)의 실효 입력 커패시턴스와 공진되도록 선택된다.
압전 변압기(1702)는 거의 모든 동작 조건 하에서 그의 목표 공진 주파수에서 또는 약간 상위의 주파수에서 작동할 수 있다. 스위치 S1 및 S3 의 공진 ZVS 스위칭은 스위치 손실을 최소화하도록 유지될 수 있다. CCFL 램프의 수신 밝기는 정수개의 의사 하프 사인파 구동 파형으로서 의사 전기적 변압기의 입력을 폐루프 펄스 주파수 변조에 의해 평균 램프 전류를 조절함으로써 설정될 수 있다.
또한 본 발명에서 일정한 전원 전압에서 끌어낸 평균 전원전류는 평균 램프 전류에 거의 비례하고 램프 전류는 다시 구동 듀티 팩터에 비례한다. 따라서 낮은 휘도 설정에서 압전 변압기가 시간의 일부분 동안에만 구동되기 때문에 실질적으로 평균 공급 전류 드레인이 낮아진다.
본 발명에 대한 여러 실시예가 도시되고 설명되었지만 상술한 실시예에 대한 재배치 및 재조합 뿐만이 아니라 여러 변형과 대체가 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고서 행해질 수 있음을 당업자는 알아야 한다.

Claims (10)

  1. 압전 장치용 단일 단 펄스 주파수 변조 구동 회로(single ended pulse frequency modulation drive circuit)에 있어서,
    공진 주파수를 가지며, 제1 입력부, 접지에 접속된 제2 입력부 및 상기 제1 입력부와 상기 제2 입력부 간의 유효 커패시턴스를 포함하는 압전 장치;
    제1 단 및 제2 단을 가지며, 상기 압전 장치의 공진 주파수에서 상기 압전 장치의 유효 커패시턴스와 공진하는 인덕터 - 상기 인덕터의 제1 단은 상기 압전 장치의 제1 입력부에 결합됨 - ;
    접지와 상기 압전 장치의 제1 입력부 간에 결합되며, 상기 압전 장치의 공진 주파수의 실질적으로 50%인 듀티 팩터(duty factor)로 주기적인 제1 신호에 의해 동작되는 제1 스위치;
    상기 압전 장치에 결합되고, 출력 신호를 제공하기 위한 상기 압전 장치의 실질적 공진 주파수에서 동작하는 발진기 - 상기 주기적인 제1 신호는 상기 출력 신호에 응답하여 발생됨 - ; 및
    상기 인덕터의 제2 단과 DC 전원 사이에 결합되며, 상기 제1 스위치의 개폐 동작과 동기된 비주기적 제2 신호 - 상기 제2 신호는, 제2 스위치의 닫힘이 상기 압전 장치의 입력부 양단에서 제로 스위칭 볼트를 갖는 정수개의 하프 사인파 공진 파형(half sinewave resonant waveform)을 게이트하도록, 비동기 제어 신호에 응답하여 발생됨 - 에 응답하여 개폐하는 제2 스위치
    를 포함하는 압전 장치용 단일 단 펄스 주파수 변조 구동 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 압전 장치의 입력부 양단의 하프 사인파 공진 파형의 정수 개수는 2로 동등하게 나눠지는 회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위치와 실질적으로 180°의 위상차로 구동되며, 상기 인덕터의 제2 단과 접지 사이에 결합되는 제3 스위치를 더 포함하는 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 발진기는 피드백 입력을 갖는 위상 트리거된 발진기(phase-triggered oscillator)인 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 듀티 팩터는 단일 비동기 구형파 온/오프 신호에 의해 결정되는 회로.
  6. 제1항에 있어서, 상기 압전 장치 상의 피드백 탭(feedback tap)을 포함하는 부하에 대한 결합에서 출력 레벨 센스를 더 포함하는 회로.
  7. 제1항에 있어서, 상기 압전 장치의 출력부는 부하에 접속하는 제2 출력부를 더 포함하는 회로.
  8. 제1항에 있어서, 상기 제2 입력부는 접지에 접속되는 회로.
  9. 제1항에 있어서,
    제1 단과 제2 단을 가지며, 상기 압전 장치의 공진 주파수에서 상기 압전 장치의 유효 커패시턴스와 공진하는 제2 인덕터 - 상기 제2 인덕터의 제1 단은 상기 압전 장치의 제2 입력부에 결합됨 - ;
    상기 압전 장치의 제2 입력부와 접지 간에 결합되며, 상기 제1 스위치와 실질적으로 180°위상차의 주기적 제3 신호에 의해서 상기 압전 장치의 공진 주파수의 실질적으로 50%인 듀티 팩터로 개폐되는 제3 스위치;
    상기 제2 인덕터의 제2 단과 상기 DC 전원 사이에 결합되며, 제2 스위치와 실질적으로 180°위상차의 비주기적 제4 신호에 응답하여 상기 제3 스위치의 개폐와 동기되어 개폐되는 제4 스위치; 및
    상기 압전 장치에 결합되며, 출력 신호를 제공하기 위한 상기 압전 장치의 실질적 공진 주파수에서 동작하는 발진기 - 상기 주기적 제1 및 제3 신호는 상기 출력 신호에 응답하여 발생됨 - 를 더 포함하고,
    상기 비주기적 제2 및 제4 신호는, 상기 제2 및 제4 스위치의 닫힘이 상기 압전 장치의 입력부 양단에서 제로 스위칭 볼트를 갖는 정수개의 하프 사인파 공진 파형을 게이트하도록, 비동기 제어 신호에 응답하여 발생되는 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제2 스위치와 실질적으로 180°의 위상차로 구동되며, 상기 제1 인덕터의 제2 단과 접지 간에 결합되는 제5 스위치; 및
    상기 제4 스위치와 실질적으로 180°의 위상차로 구동되며, 상기 제2 인덕터의 제2 단과 접지 간에 결합되는 제6 스위치를 더 포함하는 회로.
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