CN1735307B - 用于含自振荡驱动器的谐振变流器的控制系统 - Google Patents

用于含自振荡驱动器的谐振变流器的控制系统 Download PDF

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Abstract

用于对AC负载供电(如气体放电灯或调节DC/DC转换器)的具有自振荡驱动器IC的谐振变流器的控制器包括定时电路，它生成注入到该定时电路的控制选通脉冲。该定时电路通过为该谐振变流器提供锁相的反馈电路连接到变流器的谐振电路。反馈电路包括用于360°闭合回路相移的无源相移电路。相位控制的选通脉冲自动调整IC振荡器的频率，以使变流器在谐振频率以上安全和稳定地工作。通过将小AC或DC控制信号注入到定时电路，可以将同步选通脉冲的相位角超前或延迟，由此可以控制该锁相系统的频率和功率。

Description

用于含自振荡驱动器的谐振变流器的控制系统
技术领域
本发明涉及用于对AC负载(优选应用于气体放电灯)供电以及对此类放电灯调光的谐振变流器。本发明还涉及调节DC/DC转换器电路。
背景技术
通过引用本文结合了如下参考文献：美国专利：5245253、4998046、6246183、5723953和5719472；美国专利申请US20030147263A1、IR应用注释(IR Application Notes)AN-995A“采用节省成本的IR2155X驱动器的电子镇流器”(″Electronic Ballast Using the Cost-Saving IR2155X Drivers″)；IR设计技巧(IR Design Tip)DT98-1，“采用IR215X自振荡IC的可变频率驱动器”(″Variable frequencyDrive Using IR215X self oscillating IC′s″)以及“电子镇流器应用的谐振变流器”(″A Resonant Inverter for Electronic Ballast Application，″Melvin C.Cosby and R.M.Nelms，IEEE Transactions On IndustrialElectronics，vol.41，no.4，August 1994)。
气体放电灯通常利用电子镇流器来将AC线电压转换成高频电流以对放电灯供电。常规的电子镇流器包括AC-DC转换器和将DC电压转换成放电灯的高频电流的谐振变流器。谐振变流器包括开关晶体管，它生成高频矩形AC电压，以施加于串联有电感器和电容器的电压谐振电路。气体放电灯以并联方式连接到该电容器。对于高频电子镇流器来说，自振荡谐振变流器是生成用于启动的AC电压和对放电灯供电的AC电流的常用部件。自振荡谐振变流器利用连接于谐振电路和开关晶体管的栅极之间的反馈变压器向该栅极提供正弦波电压以维持振荡。谐振变流器还应用于DC/DC转换器中。
谐振变流器的主要优点在于零电压开关允许以较高的开关频率工作。典型的谐振变流器包括含有功率MOSFET的半桥(或全桥)配置，用于生成高频AC以对谐振负载供电。谐振负载有三种常用类型，按连接到LC元件的实际负载来区分为：串联电路配置、并联电路配置和串并联电路配置。在谐振负载元件的任何组合中，控制电路提供在谐振频率以上的MOSFET开关，以实现有效且可靠的MOSFET操作。当在谐振以上开关时，谐振负载的输入是电感性的。当在谐振以下开关时，该输入是电容性的，应该避免这种情况。自振荡变流器电路构建为具有正反馈的振荡器，它自动提供稳定工作的电感模式。在此类振荡器中，开关频率超前于谐振负载的谐振频率，并跟踪谐振负载中的任何变化。
具有高频振荡变流器业界标准的控制器和自振荡半桥配置的镇流器，如ST微电子公司以及其他公司出产的IR215X和IR53H(D)系列产品，没有自动振荡谐振变流器电路的缺点。但是，预调整的开关频率对于谐振负载的谐振频率变化不敏感，且易于受到集成电路(IC)电压源Vcc的噪声和变化的影响。因此，直接应用这些控制器是不可能的。不对开关频率进行校正，当MOSFET在某些稳态情况下、调光模式或放电灯启动时在谐振频率以下工作时可能交叉传导(cross conduct)并失效。再者未提供配合上述IC的功率控制。
一种避免该问题的解决方案是国际整流器公司发布的应用注释AN 995A“采用节省成本的IR215X驱动器的电子镇流器(ElectronicBallasts Using the Cost-saving IR215X Drivers)”中所述的方案。该参考文献建议采用含有两个与该谐振负载串联的反并联功率二极管的反馈电路作为零电流检测器。这些二极管生成矩形AC脉冲信号，以利用该信号强制IC中的定时电路同步开关。以一个反馈信号指示该谐振负载中电流的定相。但是，谐振频率以上时，在该谐振负载的任何部分读取零电流并不提供锁相操作所必需的360°正反馈角度。此外，当用作同步化信号源时，功率二极管使镇流器增加了不小的功率损耗。
美国专利5723953和5719472中公开了其他现有技术的IC驱动的谐振变流器。这两个专利均属通过更改正弦控制信号振幅的半桥式IC反馈控制技术。采用此方法，强制根据反馈信号的振幅来实现相移，因此可以保证振荡系统的稳定性，尤其是在过渡期间。
美国专利申请2003/0147263 A1公开一种控制该变流器的相位延迟控制技术。该控制技术设有一静态反馈电路，其具有表示电感器电流的相位的输入信号，并与表示参考相位的信号比较。差值信号或误差信号提供给电压控制的振荡器(VCO)，以控制变流器频率和功率。该控制技术采用集成到控制器中的有源元件来处理脉冲信号。
本申请人的在先申请(序列号10649898)公开了一种方法，用于通过自组振荡驱动器IC的同步化来控制谐振变流器。该方法利用电压衰减和相移的反馈正弦信号来锁定回路。即使如此，仍需要控制范围更宽且更稳健以及具有相移控制的电路。
现有技术中用于IC驱动的谐振半桥式变流器的内部同步化的电路的一个问题是，它们需要相当大的相位旋转，以获取总共360°相移的反馈信号。为了实现可靠的锁相以及在闭合回路之前，最好相对于外部同步化信号以最小相位差生成注入的反馈信号。为了实现可靠的同步化，最好大范围的工作频率中该注入信号充分高于斜坡信号。最好设有通过小的外部DC信号(如当调光时)实现的变流器输出功率控制。
发明内容
本发明一个目的在于，提出一种用于根据小正弦信号对自振荡IC执行较宽范围且可靠的同步化的方法和电路。
本发明的另一个目的在于通过所述同步化电路提供用于所述谐振变流器的反馈锁相电路。
本发明的另一个目的在于提出一种以低成本的无源元件构建且所需相移最小的电压锁相环电路。
本发明的另一个目的在于提出一种具有可变相移的电压反馈电路，用于在放电灯启动期间生成正弦相位信号并增加变流器频率。
本发明的另一个目的在于提出一种电压/放电灯组合电流相位控制反馈电路，以用于优化启动以及实现稳态工作模式。
本发明的另一个目的在于提出一种具有可变结构的反馈电路，以用于在放电灯启动期间生成相位信号并增加变流器频率。
本发明的另一个目的在于提出在变流器开路期间和稳态放电灯工作期间的编程的变流器频率。
本发明的另一个目的是提出利用小DC信号执行变流器功率控制(调光)。
本发明的另一个目的是提出功率变流器调节的输出电压或电流。
本发明的谐振变流器包括：具有定时端和公共端的自振荡驱动电路；电压源；与所述定时端连接的定时电容器；零信号检测器，当第一输入端的输入信号更改极性时所述零信号检测器更改输出信号；两个反并联二极管和分别与所述两个二极管的各自一个串联的两个电阻器，所述两个二极管连接到所述定时电容器，所述两个电阻器连接到所述公共端；以及附加电容器，它将所述电压源连接到所述两个二极管的第一个与所述两个电阻器的相应第一个之间的第一节点，所述附加电容器还连接到所述零信号检测器的输出，以使当所述零信号检测器输入信号更改极性并将所述两个电阻器的所述第一个两端生成的选通脉冲施加到所述定时端的电压上时开始使所述附加电容器向所述两个电阻器的所述第一个放电。
不同于现有技术中具有相位控制的谐振变流器，本发明包括在相位控制中利用正弦信号的控制系统，因此可以将无源元件用于相移。与此相比，现有技术的系统中将有源元件用于相移来操作脉冲信号。本发明提出一种高效且成本经济的系统，它通过成本经济的IC来控制谐振变流器。仅利用少数的外部元件，就可以实现有效的同步化和调光。另外配合连接到这些输入的电压和电流反馈，可以实现用于对气体放电灯供电的镇流器变流器电路。
附图说明
通过如下附图说明将可以更好理解本发明的上述和其他特征及其优点。
图1A以电路图显示根据本发明第一实施例的自振荡IC驱动的谐振变流器，其中它具有电压锁相环和外部控制。
图1B显示图1A的定时电路中构成同步选通脉冲的信号的波形。
图2A是另一个实施例的电路图，其中与图1A一样，自振荡IC驱动谐振变流器，但是它具有反相的控制信号。
图2B显示图2A的定时电路中构成同步选通脉冲的信号的波形。
图3A是再一个实施例的电路图，其中谐振变流器在反馈回路中采用基于n-p-n晶体管的控制。
图3B显示图3A的控制电路中构成同步选通脉冲的信号的波形。
图4A以电路图显示在回路锁定电路中设有可变相移的镇流器的电压谐振变流器。
图4B显示图4A的电路中在稳态模式下构成选通脉冲的信号的波形。
图4C显示与图4B相同的波形，但是它处于变流器开路模式或放电灯启动间隔的开始时。
图4D显示放电灯启动期间图4A的谐振变流器的频率特征。
图4E显示对称半桥式谐振变流器中的控制系统的实施方案。
图4F显示本发明一个实施例中在电压锁定回路中设有相位延迟补偿器。
图5A以电路图显示设有电压和电流组合的锁定回路以实现优化启动和稳态模式的谐振变流器。
图5B显示放电灯启动期间图5A的电路图中的波形。
图6A以电路图显示本发明设有调光功能的镇流器谐振变流器。
图6B显示当DC调光控制信号为正时图6A的电路中构成同步选通脉冲的信号的波形。
图7A以电路图显示本发明基于p-n-p晶体管实现同步化控制且设有调光功能的镇流器谐振变流器。
图7B显示当DC调光控制信号为负时图7A的电路中构成同步控制选通脉冲的信号的波形。
图8显示对同一个气体放电灯供电时设有图6A(n-p-n)控制电路和图7A(p-n-p)控制电路的镇流器变流器的调光特征曲线(输出功率对DC控制信号)。
具体实施方式
图1A是设有标准自振荡驱动器集成电路(IC)10的镇流器振荡变流器-电路图，以说明本发明的同步化控制设置。IC10的HO和LO输出驱动半桥式功率级，其中包括MOSFET 11和12以及栅极晶体管13和14。IC10设有阴极输出电容(bootstrap capacitor)CB，其连接到与阴极输出二极管连接的IC10的引脚VB。MOSFET 11和12连接到高电压(+Vbus)DC，用于生成谐振电路15的输入两端的AC电压。负载16(如气体放电灯或具有含滤波器的整流器的变压器)连接到谐振电路15。控制器IC10设有内置的振荡器，它类似于业界标准的CMOS 555定时器。初始振荡器频率可以通过定时电路编程，该定时电路包括连接到IC10的引脚CT和RT的外部定时电阻器17和定时电容器18。在图1A的电路和下文公开的其他类似电路中，IC10的低输出侧LO与RT引脚电压信号同相。因为RT引脚电压相对于公共端(COM)在低电位(0)和高电位(+Vcc)之间变化，CT电压VCT具有叠加于DC电压上的斜坡波形。IC10振荡器在高(2/3Vcc)和低(1/3Vcc)预确定的CT引脚电平。
在本发明的一个方面，通过在COM端和定时电容器18之间插入都连接到该COM端的反并联二极管19和20和串联电阻器21和22的电路网来改进定时电路。小电容器23(例如，100-200pf)连接到二极管19和电阻器21之间节点，并通过电阻器24连接到+Vcc端。电容器23和电阻器24之间的节点连接到零信号检测器(ZSD)25的输出，当第一输入端的输入信号Vin更改极性时它执行开关。ZSD 25可以是高频放大器、电压比较器或单晶体管。图1A的电路采用换相型ZSD。当ZSD 25的正弦输入信号从负极更改到正极时，ZSD 25将启动电容器23对电阻器21的瞬间放电。在电阻器21两端生成的负选通脉冲将叠加于CT引脚斜坡电压VCT。该选通脉冲控制可以利用含接地(公共端)定时电容器CT的不同类型的振荡器被用于控制IC。
图1B演示图1A电路的波形，包括当其正弦信号输入信号Vin从负极更改到正极时ZSD 25生成的负选通脉冲。叠加于斜坡电压VCT上的负选通脉冲强制IC10在斜坡电压VCT达到下限1/3Vcc之前执行开关。
控制系统可以设有任何类型的全波谐振变流器(串联、并联或串并联)和任何类型的负载(气体放电灯、感应加热器、具有含滤波器和DC负载的整流器的变压器等)。
根据本发明的另一个方面，电压锁定回路设为通过相位补偿器26从谐振电路15的输出到ZSD 25的输入。相位补偿器26提供反馈信号的相位超前(或延迟)，通过在反馈回路中提供最大360°的相移以在期望的频率与控制器同步。相位补偿器26将来自谐振电路15的输出电压Vout衰减并执行相移。在图1A中，显示一个经济型的相位补偿器26，它具有串联电容器27和28以及与电容器28并联的电阻器29。相位补偿器26的其他实施例还设有无源元件，下文将对此说明。
上述的系统可以设有用于获得附加变流器频率/功率控制的控制器。系统振荡频率通过更改选通脉冲相位来控制。如图1A所示，控制器可以包括可变DC偏置电流ic源32，该电流通过电阻器33连接到ZSD 25的输入Vin，以用于外部选通相位控制。可以采用含有电阻器30和31的电阻除法器作为ZSD 25输入的匹配电路网。节点N可以(a)通过电阻器31连接到相位补偿器26；(b)通过电阻器33连接到DC偏置电流Ic源32；(c)连接到接地的电阻器30；以及(d)连接到ZSD 25的第一输入端。
图2A显示另一个实施例，其中包括不换相ZSD 34，其输出通过附加电容器35连接到电阻器22。通过ZSD34将附加电容器35向电阻器22放电在串联电阻器22两端生成正选通脉冲。该实施例与第一实施例相似，所不同的在于附加电容器35连接到二极管20和电阻器22之间节点，而ZSD 34的另一个输入端接收Vin。利用这种连接方式，可以控制定时电容器18的充电间隔时间。附加电容器35通过限流电阻器36从负辅助电压源Vaux充电。当ZSD34的输入信号Vin从正极更改为负极时，通过ZSD 34将电容器35向电阻器22放电在电阻器22两端生成正选通脉冲。
从图2B可以看到，正选通脉冲叠加于VCT斜坡电压之上。因此，选通脉冲强制振荡器在斜坡电压VCT达到上限2/3Vcc之前执行开关。
这两个实施例的负和正选通脉冲都提供范围较宽的可靠频率控制，因为这些选通脉冲的振幅相当于斜坡电压的峰值，且可以高于该电压。
图1A和2A的电路具有完全相同的开路回路控制特征，可以利用完全相同的反馈信号偏移来实现锁相。即，DC控制信号Ic可以施加于对ZSD 25或34的正弦电压反馈输入，以偏置ZSD 25或34的开关角。利用闭合锁定回路，由偏置电流源32在反馈回路执行相移，提供对谐振变流器的频率控制。
下文所述的另一个实施例是第一和第二实施例的变体，它提供再一种改进，以帮助对本发明的理解。
图3A-B说明采用n-p-n晶体管36作为零信号检测器的实施例。为了通过AC电流源提供对称开关，将一个反并联二极管37连接到晶体管36的基极发射极结点。晶体管36的输入通过电阻器38连接到相位补偿器26的输出，由此可以将晶体管36视为电压驱动的装置。当晶体管36处于截止时，由+Vcc派生的小电流通过电阻器24和21对电容器23充电。当晶体管36导通时，电容器23即刻向电阻器21放电，生成负的选通脉冲。该选通脉冲使IC10的振荡器与正弦电压Vsync同步。输出变流器电压Vout和外部同步化正弦电压Vsync(假定电阻器38处的开路回路)之间的相位角对应于为在变流器工作频率上实现锁相的与相位补偿器26的相移角度。对于大多数包括气体放电灯的AC负载来说，采用相位超前相位补偿器26(所有附图中都显示的是相位超前的图示)。如果需要小的相位延迟，可以采用相位延迟补偿器。例如，相位延迟或零相位偏移，可以将附加的电阻器(未显示)与相位补偿器26中的电容器27并联。来自电流源32的控制电流Ic通过电阻器33向晶体管36的基极提供DC偏置，以实施变流器频率/功率控制。
图4A显示本发明的再一个实施例，以气体放电灯39为负载的镇流器谐振并联变流器。该变流器的谐振电路可以包括以并联方式连接到放电灯29的谐振电感器40和谐振电容器41。DC隔离电容器43以串联方式与电感器40连接。变流器相位锁定反馈电路网可以包括改进的相位补偿器44，它设有含背对背连接的齐纳二极管45、46和电阻器47的非线性串联电路网。该串联电路网与相位补偿器44的下方电容器28并联。齐纳二极管45和46在稳态模式下具有稍高于相位补偿器的Vsync输出电压峰值的阈值电压。因此，电阻器47在此模式期间不会导通任何电流。在此模式下，相位补偿器44的操作与图3A的相位补偿器26的操作相似。
稳态模式下的波形如图4B所示，其中可以看到通过相位补偿器44生成相位超前角ψ1，以提供标称放电灯功率。在放电灯启动期间或开路电路模式期间，谐振负载的谐振频率走高，而可能导致变流器元件中的电压和电流应力。实际上，对MOSFET有应力的电容模式是可能存在的。图4A的变流器中在放电灯启动期间防止了这种情况的发生。因为变流器的输出电压Vout启动时远高于稳态模式时，所以相位补偿器44的电容器28两端的Vsync电压也较高，齐纳二极管45和46开始导通。通过引入电阻器47，连接到电容器28的总电阻降低，且相位补偿器44的超前角也较稳态模式时高。这导致较高的开关频率和启动及开路模式时输出电压降低。镇流器的变流器在谐振频率以上工作。图4C中显示的是开路电路和放电灯启动模式时的波形。即使至ZSD 36的正弦输入电流稍有失真，该准正弦电流的超前角仍较稳态模式增加(ψ2＞ψ1)。
图4D显示转换函数(实电压增益|Vout/Vin|对相对频率ω/ω0，其中ω0是未加载谐振电路的谐振频率)。曲线1对应于假定有某些功率损耗情况下的开路谐振储能转换函数。曲线2显示由运行的放电灯加载的同一个谐振电路的转换函数。图4D还显示图4A中实施例的镇流器/放电灯启动轨迹。在点亮放电灯之前，其电阻值非常高(曲线1)，而变流器生成较高的电压Vout。相位补偿器44在谐振变流器的锁定回路中提供更高相位超前角ψ2。因此，变流器在电感模式下以更高开关频率ω2工作，ω2是点亮的初始频率(图4D中的IGN)。当放电灯启动且以实电阻加载谐振电路时谐振频率降低。同时，相位补偿器44的相位角降低到ψ1，而开关频率也降低到ω1。系统的工作点(参见图4D)从IGN变迁到RUN，RUN对应于变流器的标称输出功率。放电灯启动期间，变流器始终在其可变谐振频率以上工作。
图4E显示对称半桥式并联加载谐振变流器的实施例。诸如气体放电灯39之类的负载与谐振电容器48并联且与谐振电感器40串联。谐振电容器40和放电灯40的第一公共端连接到串联储能电容器49和50的结点。电压反馈回路在电容器27处的输入连接到放电灯39和谐振电容器40的第二公共端。电容器27阻止来自储能电容器50的DC电压进入锁定回路。
图4F显示具有在锁定回路中设有信号延迟的增强型相位补偿器51的另一个实施例。相位补偿器51的输入连接到产生与输出电压Vout成正比的电压信号的电压源。相位补偿器51连接到串联的谐振电容器52和53的结点，它们都表示变流器的并联谐振电容值。相位补偿器51可以包括含有电阻器54和电容器55的第一相位延迟RC电路网，还包括含电容器56和电阻器38的第二RC信号相位超前电路网。它还包括类似于图4B中具有齐纳二极管45、46和电阻器47的非线性电路网的电路网。
在稳态模式下，电阻器47中没有电流。第一RC电路网的延迟角度选为过度补偿第二RC电路网的相位超前。通过在锁定回路中设置相位延迟，可以达到更高的输出功率。从辅助电压Vaux通过电阻器57到晶体管36的基极的负DC偏置可以再增加该功率。图4F中的实施例对晶体管36的输入添加负偏置，以提供深度的放电灯调光。
当启动放电灯时或处于开路模式时，通过提高开关频率，阻止图4F的变流器进入过电压和电感模式。在高电压下，齐纳二极管45和46开始导通，通过引入含电容器56和电阻器47的附加串联相位超前RC电路网来更改锁定回路的结构，从而提供较大的相位超前和系统频率提升。
图5A显示组合了如下两个反馈锁定回路的实施例：上述根据本发明的电压回路(例如图1A)和放电灯电流回路。与放电灯39串联的电容器58被用作放电灯电流传感器。电阻器59(可选)在放电灯关闭时加速电容器58放电。电容器58通过电阻器60连接到晶体管36的基极。
图5B显示图5A中变流器的控制电路网在放电灯启动之后的信号波形。放电灯启动期间，来自放电灯电流传感器(电容器58)的信号稍低。系统通过电压反馈来锁定，电压反馈向ZSD 36提供电流iv，其相位要使系统在提供放电灯39的指定启动电压所需的低功率下生成更高的频率。
通常情况下，电压回路提供启动期间相对于输出电压Vout的相位超前。然后，增大放电灯电流，有限的电流信号io出现在电流回路。电容器58两端的电压和电流i0相对于变流器输出电压Vout延迟约90°。现在施加于ZSD 36的输入的上述电流iv+io＝iin的几何和表现为延迟相移(参见图5B的偏移角ψ3)。这使得叠加于斜坡信号VCT的选通脉冲的对应相移。因此，降低了变流器频率和提升了功率，从而通过变流器在启动放电灯之后生成标称放电灯功率。
图6A显示可调光放电灯镇流器的变流器的电路图，它是图4A所示变流器电路的一个版本。调光控制电流Ic提供正弦信号电流iin的DC偏移(参见图6B的波形)。如果调光信号是正的(ic＞0)，则晶体管36较早导通，选通脉冲的相位被超前，开关频率提升。当调光信号是负值时，开关频率降低(未显示)。
图7A和7B显示用于可调光放电灯镇流器的变流器的调光控制，其中具有由图2A的变流器电路图衍变的电路图。本实施例采用p-n-p晶体管36作为零信号检测器。
图8给出图6A和7A的谐振变流器的调光控制特征曲线。两种变流器几乎完全相同，功率标准T8放电灯来自155VDC总线。
虽然本发明的实施例是参考上文说明书和附图来描述的，但是当根据说明书和附图来阅读时，要明确的是本发明是由所附的权利要求来限定。两种变流器采用IR21531控制器，工作于在标称放电灯功率下的125kHz。通过施加DC配置(Ic)，电压反馈电路中的相位超前(延迟)角可以从45°更改到-45°，这提供了范围较宽的频率范围和功率调整能力。

Claims (9)

1.一种谐振变流器，包括：
具有定时端CT和公共端COM的自振荡驱动电路(10)；
电压源Vcc、Vaux；
与所述定时端连接的定时电容器(18)；
零信号检测器(25、34、36)，当第一输入端的输入信号Vin更改极性时所述零信号检测器更改输出信号；
两个反并联二极管(19、20)和分别与所述两个二极管的各自一个串联的两个电阻器(21、22)，所述两个二极管连接到所述定时电容器，所述两个电阻器连接到所述公共端；以及
附加电容器(23、35)，它将所述电压源连接到所述两个二极管的第一个与所述两个电阻器的相应第一个之间的第一节点，所述附加电容器还连接到所述零信号检测器的输出，以使当所述零信号检测器输入信号Vin更改极性并将所述两个电阻器的所述第一个两端生成的选通脉冲施加到所述定时端的电压上时开始使所述附加电容器向所述两个电阻器的所述第一个放电。
2.如权利要求1所述的谐振变流器，其特征在于它还包括连接到所述驱动电路的输出的谐振电路(15)，和将所述谐振电路的输出连接到所述零信号检测器的所述第一输入端的反馈电路；所述反馈电路包括可变偏置电流的电流源(32)，它连接到所述零信号检测器的所述第一输入端以偏移一个角度，在该角度极性更改以控制所述谐振变流器的频率。
3.如权利要求2所述的谐振变流器，其特征在于所述反馈电路还包括相位补偿器(26)。
4.如权利要求2所述的谐振变流器，其特征在于还包括由所述驱动电路(10)操作并在所述谐振电路(15)输入端生成电压的一对开关晶体管(11、12)，其中所述谐振电路的输出通过相位补偿器(26)连接到控制器，而所述控制器的输出连接到所述零信号检测器的所述第一输入端。
5.如权利要求4所述的谐振变流器，其特征在于所述相位补偿器包括两个串联于所述谐振电路的所述输出和所述公共端之间的两个电容器(27、28)，和与所述两个电容器中最靠近所述公共端的一个电容器并联的再一个电阻器(29)。
6.如权利要求5所述的谐振变流器，其特征在于所述相位补偿器还包括与所述再一个电阻器(29)并联的一对背靠背连接的齐纳二极管(45、46)。
7.如权利要求4所述的谐振变流器，其特征在于所述控制器包括第二节点N，它连接到所述零信号检测器的所述第一输入端、所述相位补偿器(26)以及DC偏置电流的电流源(32)。
8.如权利要求1所述的谐振变流器，其特征在于所述零信号检测器包括p-n-p和n-p-n晶体管(36)的其中一种。
9.如权利要求2所述的谐振变流器，其特征在于所述反馈电路包括可变偏置电流的电流源(32)，它连接到所述零信号检测器的所述第一输入端以偏移45°至-45°的一个角度，在该角度极性更改以控制所述谐振变流器的频率。
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