JPH0983280A - リミッタ回路 - Google Patents
リミッタ回路Info
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- JPH0983280A JPH0983280A JP7238886A JP23888695A JPH0983280A JP H0983280 A JPH0983280 A JP H0983280A JP 7238886 A JP7238886 A JP 7238886A JP 23888695 A JP23888695 A JP 23888695A JP H0983280 A JPH0983280 A JP H0983280A
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Abstract
大値を設定することで,振幅制限値を自由に設定するこ
とを可能にしたリミッタ回路を提供する。 【解決手段】 定電流源5と負荷抵抗3の間に挿入した
NMOSTr4を,直流ゲインが1で交流ゲインが>1
の増幅器19で駆動する。増幅器19の直流動作点は,
定電流源11と,負荷抵抗13との間に挿入したNMO
STr10とを用いて,出力2の最大振幅の半分に設定
している。入力1に交流を入力すると,NMOSTr4
のオン,オフに従い,出力2は最大振幅が負荷抵抗×定
電流値に,最小振幅が0に振幅制限され,中心値はその
半分になる。
Description
うMOS型の集積回路に関する。さらに詳しくは,出力
の振幅制限を行う所謂リミッタ回路に関する。
ために,従来一般的に用いられるリミッタ回路を図3に
示す。この回路は例えば,日本放送協会編「NHKテレ
ビ技術教科書(上)」,1989 P288,に見られ
るように,入力の振幅をダイオードの順方向電圧降下を
利用して制限し,出力振幅とするものである。ダイオー
ドは,流れる電流値が大きく変わっても順方向の電圧降
下はほぼ一定なので,図3の入力端子1に信号を入力し
た場合,ダイオード7,8の順方向の電圧降下以下の入
力振幅は,そのまま出力振幅となる。ダイオード7,8
の順方向電圧降下より以上の入力電圧が入ってくると,
ダイオード7,8に電流が流れ抵抗9で電圧が降下し,
出力2は,ほぼダイオードの順方向電圧降下にクリップ
される。
振幅の制限値が,例えば0.65V程度と大きい。この
出力振幅の制限値は,ダイオードの順方向電圧降下によ
って決まっているので,自由に設定が出来ない。又,グ
ランド電位に接続された,二方向のダイオード7,8
を,標準的なCMOSプロセスでは同時には製造出来な
いという問題点あるいは課題があった。
ることが可能で,特に0.65Vよりずっと低い電圧値
の振幅制限を行うことのできるリミッタ回路を提供する
ことを目的とする。
を解決し,本発明の目的を達成するために,図1に示す
手段を講じた。即ち本発明によるリミッタ回路は,定電
流源5と負荷抵抗3との間にNチャンネルMOSトラン
ジスタ(以下NMOSTr)4を挿入して,入力信号を
増幅回路19で増幅した後NMOSTr4のゲート電極
を駆動して出力をうる。出力振幅の最小値は0,最大値
は,定電流源5の電流値Ic×負荷抵抗3の抵抗値,と
自由な値で振幅制限できる。
大値と最小値の中間電位に位置するように,増幅回路1
9の入力側に,定電流源11と負荷抵抗13の間にゲー
ト電極とドレイン電極を共通に接続したNMOSTr1
0を挿入した回路を付加した。無入力信号時の増幅回路
19の入力側の電圧と,出力側の電圧は,定電流源11
の電流値又は負荷抵抗13の抵抗値を設定することによ
り自由に設定できる。
が,定電流源の電流値×負荷抵抗値で設定できる。定電
流源の電流値は,例えばゲート・ソース電極間に一定電
圧を加えたMOSトランジスタのサイズを変更するか,
ゲート・ソース電極間の一定電圧を変えるかにより設定
でき,負荷抵抗値を変えるのも容易である。例えば,出
力を5mVという低電圧に振幅制限したリミッタ回路を
構成することも可能である。
な実施例を詳細に説明する。図1は本発明によるリミッ
タ回路の一実施例を示す回路図である。図2は,図1に
示した実施例の動作を説明するために,図1の入力1,
出力2,内部の電位Aの動作波形を示した図である。
5の一端が接続されている。定電流源5の他端はNMO
STr4のドレイン電極に接続している。NMOSTr
4のゲート電極は,増幅回路19の出力に接続してい
る。NMOSTr4のソース電極は出力端子2とRLの
抵抗値を持つ負荷抵抗3の一端に接続している。負荷抵
抗3の他端はグランド端子に接続されている。
定電流源11の一端が接続され,定電流源11の他端
は,NMOSTr10のドレイン電極とゲート電極と増
幅回路19の入力端子と容量12の一端とに共通に接続
している。NMOSTr10のソース電極は,抵抗値R
Lを持つ負荷抵抗13の一端に接続されていていて,負
荷抵抗13の他端はグランド電位に接続されている。
増幅回路19は直流ゲインは1,交流ゲインは>1とい
う特性とする。該特性は容易に実現可能であり,実現例
については後述する。先ず,入力信号が無い場合の各部
の直流電圧,所謂直流動作点について説明をおこなう。
負荷抵抗13には,Ic/2の電流が流れているので,
負荷抵抗13の一端即ちNMOSTr10のソース電極
にはRL×Ic/2の電圧が発生している。NMOST
rの閾値電圧をVth,利得係数をβとすると,NMO
STr10には,Ic/2の電流が流れているので,良
く知られたMOSTrの電流式から,NMOSTr10
のゲート電極とソース電極の間には,Vth+ (Id
/β)の電圧がかかる。従って増幅回路19の入力に
は,(RL×Ic/2)+Vth+ (Id/β)の電
圧がかかる。これを増幅回路19の直流動作点と呼ぶ。
増幅回路19の出力即ち電位Aは,入力と同じ電圧にな
る。NMOSTr10とNMOSTr4は同じサイズで
同じ利得係数をもつようにしてあるので,NMOSTr
4のゲート−ソース間電圧はNMOSTr10と同じ電
圧になる。即ち電流源5の電流値Icの全てをNMOS
Tr4には流せず,NMOSTr4に流せるのは,NM
OSTr10とおなじくIc/2の電流となる。従って
出力端子2にはRL×Ic/2の電圧がでる。該電圧
は,出力端子2の最大電圧RL×Icと最小電圧0の中
間値になっている。
入力が加わった場合について,動作の説明を図2を用い
ておこなう。入力1に入って来た交流信号は,容量12
で直流分が除去される。図2の入力1の信号の様に0か
ら1vの信号が入ってきても,増幅回路19の入力で
は,前述した直流動作点(RL×Ic/2)+Vth+
(Id/β)を中心にした振幅になる。
電位Aも前記直流動作点を中心にして電圧が振幅する。
但し,電位Aの振幅は,入力1の振幅を増幅回路19の
交流ゲイン倍した振幅になる。NMOSTr4の状態
は,ゲート電圧即ち電位Aの電圧により変化する。電位
Aが,前記直流動作点より上昇すると,NMOSTr4
に流せる電流はIcよりも増す。しかし,定電流源5に
より流せる電流はIcに制限されているので,NMOS
Tr4に流れる電流値はIcになり,出力端子2の電圧
はIc×RLになる。
と,NMOSTr4はオフになり電流は流れなくなるの
で,出力端子2の電圧は0になる。以上述べたごとく出
力端子2の電圧は,Ic×RLと0の二つの値をとる方
形波となり振幅はIc×RLに制限される。
例を示している。基本的には同一の構成を有しており,
対応する部分には対応する参照番号を付して理解を容易
にしている。図1に示す構成と異なる点は,増幅回路1
9を,演算増幅器24と抵抗15,16と容量23とを
用いて構成した所である。演算増幅器24の反転入力端
子と出力の間には抵抗15を配し,非反転入力端子とグ
ランドとの間には抵抗16と容量23を直列に接続して
配した。演算増幅器24と抵抗15,16容量23とで
所謂正転増幅回路を形成している。該正転増幅回路は,
直流分が容量23で除去されるため直流ゲインは1で,
交流ゲインは,抵抗15,16の抵抗値をR15,R1
6とすると,(1+R15/R16)になる。従って図
1の説明で述べた増幅回路19の特性を満たしている。
ース電極とを共通に接続したノードと,増幅回路19の
入力との間に抵抗18を挿入している。抵抗18は,入
力1と,増幅回路19の入力との間に配した容量12と
の組み合わせにより,高い周波数成分だけ通過させる所
謂ハイパスフィルタを構成している。抵抗18がない場
合にも,容量12とNMOSTr10と抵抗13とでハ
イパスフィルタが構成されて直流分が除去されるが,ハ
イパスフィルタの遮断周波数は高い。特に,絶対値の小
さい振幅制限値を得ようとする場合には,電流源5,1
1の電流値,抵抗3,13の抵抗値は各々小さくなり,
前記遮断周波数は益々高くなる。抵抗18を挿入するこ
とで,前記遮断周波数は低くできる。
電極とを共通に接続したNMOSTr14を並列に,抵
抗18には,同様にゲート電極とソース電極とを共通に
接続したNMOSTr20を並列に挿入している。二つ
のNMOSTr14,20は,各々抵抗15,18の両
端の電位差をVthより大きくならないようにする為の
ものである。詳しく説明すると,まず,NMOSTr1
4については,ゲート電極とドレイン電極が共通に演算
増幅器24の出力に接続され,ソース電極が演算増幅器
24の反転入力端子に接続されている。演算増幅器24
の出力が反転入力端子からVthより大きくなると,N
MOSTr14はオンし電流が流れ始め等価的に抵抗1
5の抵抗値が小さくなり,前記交流ゲイン(1+R15
/R14)が著しく低下するので,演算増幅器24の出
力の電圧は反転入力端子よりほぼVth大きくなったと
ころでクリップされる。
ト電極とドレイン電極とを共通に接続したノードを容量
20の一端と増幅器19の入力と抵抗18の一端とに共
通に接続し,ソース電極を,NMOSTr10のゲート
電極とドレイン電極と抵抗18の一端と定電流源11の
一端とに共通に接続している。入力端子1の交流振幅が
Vthより大きくなったときには,MOSTr20がオ
ンするため,抵抗18の両端には,ほぼVthより大き
な電圧はかからないようになる。
時の図4の動作の違いについて,図5を用いて説明す
る。NMOSTr14,20が無い場合に,しだいに入
力信号の振幅が大きくなっていくと,増幅回路19の出
力(電位A)はやがて電源電圧(Vdd)にも到達する
ようになる。図5の点線に電位Aの変化の様子を示して
いる。出力2の波形は,図5の点線で示したように,最
大値がIc×RLを超えて過渡的にオーバーシュートを
生じた波形になる。原因は,電位Aの電圧変化が,NM
OSTr4のゲート・ソース間容量を通じて出力端子2
の電圧を引き上げるためである。該オーバーシュートを
抑えるためには,電位Aの不必要な振幅を抑えれば良
い。
前述したように,NMOSTr14,20各々が並列に
接続されている抵抗15,18の両端の最大振幅を,V
thに抑える。電位Aの振幅は図5の実線に示す様に最
大でも約2×Vthに抑えられる為,出力2の波形のオ
ーバーシュートも図5の実線で示す様に小さい。
的な実施例としたものを示す。基本的に同一の構成を有
しており対応する部分には対応する参照番号を付して,
理解を容易にしている。図4に示した構成と異なってい
る点は,定電流源5とNMOSTr4との間にNMOS
Tr22を追加した所である。NMOSTr22は,電
圧源21によりゲート電極に一定電圧Vbが加えられて
おり,ドレイン電極は定電流源5の一端に接続され,ソ
ース電極はNMOSTr4のドレイン電極に接続されて
いる。
るのは,NMOSTr4のドレイン電極とNMOSTr
22のソース電極が共通に接続されているノードの電圧
(電位B)だけである。図7の点線は図4の電位Bの電
圧変化を示し,実線はNMOSTr22を追加した図6
の電位Bの電圧変化を示している。
子1に入った入力信号は,容量12で直流分が除去さ
れ,増幅回路19の入力と出力では,前記直流動作点を
中心として上下に振幅する。直流動作点は図1,図4,
図6の回路全て同じで(RL×Ic/2)+Vth+
(Id/β)になっている。増幅器19の出力が前記直
流動作点を超えると,NMOSTr4はオンし抵抗3に
Icの電流が流れ出力2はIc×RLになる。同時にN
MOSTr22にもIcの電流が流れるので,電位B
は,Vb−Vth− (2・Ic/β)になる。βはN
MOSTr22の利得係数である。
り下がると,NMOSTr4はオフするのでIcはなが
れず出力2は0になる。NMOSTr22にも電流が流
れず,電位BはNMOSTr22がオンする限界のVb
−Vthの電圧値になる。電位Bの振幅は,NMMOS
Tr4がオンした時と,オフした時の差から (2・I
c/β)になる。NMOSTr22が無い場合は,図7
の点線で示すように電位Bは,NMOSTr4のオンオ
フに従いIc×RLと電源電圧(Vdd)の間を振幅す
る。即ち,NMOSTr22は所謂カスケードのトラン
ジスタで,NMOSTr4のドレイン電極の電圧振幅を
少なくしている。
ート電極とソース電極間に一定電圧を印加したMOST
rの定電流特性を利用するのが容易であるが,MOST
rは完全な定電流特性を持つわけではなく,ソース電極
とドレイン電極間の電圧が増加すると電流値も増加す
る。従ってNMOSTr22が無い場合には,電位Bの
変動に伴い,設定した電流値が変動する。変動する様子
は,図7の出力2の点線に示したが,変動する割合は電
位Bの振幅に依存する。図6の回路は,NMOSTr2
2を追加して電位Bの振幅を抑えて,出力端子2の出力
振幅の設定精度を向上させている。
す。図8の回路は図1に示した基本構成の増幅器19を
所謂容量結合増幅器で実現したものである。増幅器19
の構成方法がより具体的になっている他は同一であり,
図1に対応する箇所には,同一の参照番号を付けて理解
を容易にしている。
ており,容量12の他端は演算増幅器24の反転入力端
子に接続されている。容量17の一端は演算増幅器24
の反転入力端子に他端は演算増幅器24の出力端子に接
続されている。抵抗15は容量17に並列に接続されて
いる。演算増幅器24の非反転入力端子はNMOSTr
10のゲート電極,ドレイン電極と定電流源11の他端
に共通に接続されている。
は抵抗15によって直流帰還がかかっているため,非反
転入力端子からみれば,直流ゲインは1になっており,
反転入力端子も,非反転入力端子も,出力端子も同じ直
流電圧になる。該直流電圧は,図1,4,6の説明で述
べた,直流動作点と同一である。
流が除去されていて,交流ゲインは,抵抗15の影響を
無視できるほど高い周波数では,容量12,17の容量
値を各々C12,C17とすれば,C12/C17にな
る。図8の回路の動作波形は,図1の回路と同様に図2
に示したものと同一である。
述したように直流動作点は全て抵抗13の抵抗値R13
と定電流源11の電流値Ic/2の積であたえている。
従って抵抗値R13と電流値Ic/2の積の値を一定に
保ち,抵抗値R13か電流値Ic/2を変更してもよ
く,又,任意に抵抗値R13,電流値Ic/2を変更し
て任意の直流動作点を設定することも可能である。
モコン受信用回路29に,リミッタ回路31として適用
した実施例をしめす。数10kHzの発光周期を持つ赤
外光25は,フォトダイオード等の光電変換素子26に
より電気信号に変換され,入力端子27を通してリモコ
ン受信用回路29に入力される。リモコン受信用回路2
9では,数10kHzの発光周期を持つ赤外光が,入射
しているか,全く入射していないかを検出する。
少で50μVと微弱である。リモコン受信用回路の内部
では,入力信号を低雑音増幅器30で増幅し,次に本発
明によるリミッタ回路31で振幅を一定値以下に制限
し,前記発光周期に同調したバンドパスフィルタ32で
信号成分のみを抽出し,検波回路33で検波を行い,検
波後の直流レベルを一定の閾値と比較して,High又
はLowレベルを出力する比較回路34を通して,出力
端子35に出力する。太陽光のような直流的な光の入射
がある場合には,直流レベル設定回路28が作動し,入
力の直流レベルの変動を抑えている。
信機との距離の遠近により,入力端子27の信号レベル
が最少50μV位から最大50mV以上と大幅に変化す
る。そこで,リミッタ回路31で一定値に振幅制限を行
ない,フィルタ32の入出力の振幅がオーバーフローし
て,フィルタ特性が極端に劣化するのを防いでいる。又
リモコン受信用回路29に用いるリミッタ回路31に
は,扱う信号レベルが微小なので振幅制限値の絶対値を
小さく,かつ,出力波形のオーバーシュートが少ないこ
とが要求される。本発明によるリミッタ回路31は,前
述したように,振幅制限値,即ちリミッタレベルを電流
値と抵抗値の積で絶対値を小さく設定出来,又出力のオ
ーバーシュートも少ないので,リモコン受信用回路31
には適している。
てCMOSプロセスで実現が可能である為,特にリモコ
ン受信用回路29をCMOSで実現しようとする場合に
適している。
振幅制限値(リミッタレベル)を,定電流源の電流値
と,抵抗値の積で自由に設定出来るため数10mVのオ
ーダーの低いリミッタレベルを設定したリミッタ回路を
構成でき,低電源電圧動作に適する。
チャート。
チャート。
チャート。
Claims (1)
- 【請求項1】一端が電源端子に接続された第一の定電流
源と,ドレイン電極が前記第一の定電流源の他端に接続
されゲート電極が増幅器の出力に接続されソース電極が
出力端子に接続された第一のNチャンネルMOSトラン
ジスタと,一端が共通に出力端子に,他端がグランド端
子に接続された第一の抵抗と,一端が電源端子に接続さ
れた第二の定電流源と,ドレイン電極とゲート電極が前
記第二の定電流源の他端に共通に接続され,ソース電極
が第二の抵抗の一端に接続された第二のNチャンネルM
OSトランジスタと,他端がグランド端子にされた前記
第二の抵抗と,入力が前記第二の定電流源の他端に共通
に接続され,出力は前記第一のNチャンネルMOSトラ
ンジスタのゲート電極に接続された前記増幅器と,一端
が前記増幅器の入力に共通に接続され他端が入力端子に
接続された容量とで構成された,リミッタ回路
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23888695A JP3531770B2 (ja) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | リミッタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23888695A JP3531770B2 (ja) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | リミッタ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0983280A true JPH0983280A (ja) | 1997-03-28 |
JP3531770B2 JP3531770B2 (ja) | 2004-05-31 |
Family
ID=17036732
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23888695A Expired - Fee Related JP3531770B2 (ja) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | リミッタ回路 |
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---|---|
JP (1) | JP3531770B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11323080B2 (en) | 2019-05-22 | 2022-05-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Amplification circuit, radio-frequency front end circuit, and communication device |
CN117241174A (zh) * | 2023-11-10 | 2023-12-15 | 杭州海康威视数字技术股份有限公司 | 音频处理电路和设备 |
-
1995
- 1995-09-18 JP JP23888695A patent/JP3531770B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11323080B2 (en) | 2019-05-22 | 2022-05-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Amplification circuit, radio-frequency front end circuit, and communication device |
CN117241174A (zh) * | 2023-11-10 | 2023-12-15 | 杭州海康威视数字技术股份有限公司 | 音频处理电路和设备 |
CN117241174B (zh) * | 2023-11-10 | 2024-02-23 | 杭州海康威视数字技术股份有限公司 | 音频处理电路和设备 |
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---|---|
JP3531770B2 (ja) | 2004-05-31 |
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