JPH0984153A - リモコン受信用回路 - Google Patents
リモコン受信用回路Info
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- JPH0984153A JPH0984153A JP7237411A JP23741195A JPH0984153A JP H0984153 A JPH0984153 A JP H0984153A JP 7237411 A JP7237411 A JP 7237411A JP 23741195 A JP23741195 A JP 23741195A JP H0984153 A JPH0984153 A JP H0984153A
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- mos transistor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低電源電圧化，ＣＭＯＳ集積回路化に適した
回路構成のリモコン受信用回路を提供する。 【解決手段】 受光素子５に直列に負荷抵抗８を接続
し，負荷抵抗８の一端をグランド電位とした。更に負荷
抵抗８に発生した電圧Ｐを増幅する演算増幅器１を，入
力段のＰＭＯＳＴｒ１３，１４のサイズをＴｒ１４の方
が大きくなるように，負荷段のＮＭＯＳＴｒ１５，１６
のサイズをＴｒ１５の方が大きくなるようにし，負荷抵
抗８に発生する直流電圧が０Ｖの時にも，演算増幅器１
の出力Ａには一定の直流電圧がでるようにした。出力Ｎ
ＭＯＳＴｒ１９の動作領域が確保出来るので，負荷抵抗
８に発生する交流信号を増幅して出力できるようにな
る。演算増幅器１の動作点を確保するための電源が不要
になるので低電源電圧化がはかれる。
回路構成のリモコン受信用回路を提供する。 【解決手段】 受光素子５に直列に負荷抵抗８を接続
し，負荷抵抗８の一端をグランド電位とした。更に負荷
抵抗８に発生した電圧Ｐを増幅する演算増幅器１を，入
力段のＰＭＯＳＴｒ１３，１４のサイズをＴｒ１４の方
が大きくなるように，負荷段のＮＭＯＳＴｒ１５，１６
のサイズをＴｒ１５の方が大きくなるようにし，負荷抵
抗８に発生する直流電圧が０Ｖの時にも，演算増幅器１
の出力Ａには一定の直流電圧がでるようにした。出力Ｎ
ＭＯＳＴｒ１９の動作領域が確保出来るので，負荷抵抗
８に発生する交流信号を増幅して出力できるようにな
る。演算増幅器１の動作点を確保するための電源が不要
になるので低電源電圧化がはかれる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，テレビやＶＴＲ等
々に広く用いられるリモートコントロール装置の受信用
回路に関するもので，さらに詳しくは，かかるリモート
コントロール装置の受信用回路のＣＭＯＳ集積回路化，
低電源電圧動作化に関するものである。
々に広く用いられるリモートコントロール装置の受信用
回路に関するもので，さらに詳しくは，かかるリモート
コントロール装置の受信用回路のＣＭＯＳ集積回路化，
低電源電圧動作化に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のリモートコントロール受信回路
（例えば特開平３−１１３９２４等）では，電源電圧よ
り低いバイアス電圧を作成し，該バイアス電圧に直列に
抵抗とフォトダイオードを接続し，該抵抗の一端に演算
増幅器の非反転入力端子を接続する構成になっている。
フォトダイオードに流れる直流電流が０，即ち赤外光の
入力が無いときには，演算増幅器の非反転入力端子には
該バイアス電圧が印加され，演算増幅器の反転入力端子
も出力端子も該バイアス電圧の電位になる。従来の技術
では，演算増幅器を正常な動作範囲にするために，演算
増幅器の反転と非反転の両入力端子と，出力端子に１．
２Ｖ以上の電圧を必要とするため，該バイアス電圧も
１．２Ｖ以上必要としていた。
（例えば特開平３−１１３９２４等）では，電源電圧よ
り低いバイアス電圧を作成し，該バイアス電圧に直列に
抵抗とフォトダイオードを接続し，該抵抗の一端に演算
増幅器の非反転入力端子を接続する構成になっている。
フォトダイオードに流れる直流電流が０，即ち赤外光の
入力が無いときには，演算増幅器の非反転入力端子には
該バイアス電圧が印加され，演算増幅器の反転入力端子
も出力端子も該バイアス電圧の電位になる。従来の技術
では，演算増幅器を正常な動作範囲にするために，演算
増幅器の反転と非反転の両入力端子と，出力端子に１．
２Ｖ以上の電圧を必要とするため，該バイアス電圧も
１．２Ｖ以上必要としていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】該バイアス電圧を作成
するために，電源電圧は該バイアス電圧よりも高くする
必要がある。動作する電源電圧を下げようとする時，該
バイアス電圧が，最低動作電圧の制約条件となる。そこ
で本発明の目的は，該バイアス電圧の制約を除去し，よ
り低い電源電圧で動作するリモコン受信用回路を提供す
ることにある。
するために，電源電圧は該バイアス電圧よりも高くする
必要がある。動作する電源電圧を下げようとする時，該
バイアス電圧が，最低動作電圧の制約条件となる。そこ
で本発明の目的は，該バイアス電圧の制約を除去し，よ
り低い電源電圧で動作するリモコン受信用回路を提供す
ることにある。
【０００４】
【課題を解決する為の手段】上記課題を解決するために
本発明は，使用する演算増幅器の内部回路を，対となる
入力差動段のトランジスタのサイズを等しくせず、更に
入力差動段の対となる負荷回路のトランジスタも等しく
ないサイズとし，非反転入力端子と反転入力端子が共に
０Ｖ（グランド電位）でも，出力端子に一定の電圧がで
る構成とした。
本発明は，使用する演算増幅器の内部回路を，対となる
入力差動段のトランジスタのサイズを等しくせず、更に
入力差動段の対となる負荷回路のトランジスタも等しく
ないサイズとし，非反転入力端子と反転入力端子が共に
０Ｖ（グランド電位）でも，出力端子に一定の電圧がで
る構成とした。
【０００５】本発明によれば，使用する演算増幅器の内
部回路において，入力差動段を構成する二つのＭＯＳト
ランジスタの相対的サイズ比を，ゲート電極を非反転入
力端子とするトランジスタのサイズを小さく，ゲート電
極を反転入力端子とするトランジスタのサイズを大きく
なるように設定した。更に，入力差動段に対応した負荷
段の二つのＭＯＳトランジスタ相対的サイズ比を，反転
入力端子を持つトランジスタの負荷となるトランジスタ
のサイズを小さく，非反転入力端子を持つトランジスタ
の負荷となるトランジスタのサイズを大きくなるように
設定した。該サイズ比により所謂オフセット電圧を発生
させている。フォトダイオードを流れる電流が０Ｖの
時，該演算増幅器の入力端子の電圧が０Ｖなっても，該
演算増幅器の出力端子には，一定のオフセット電圧が発
生し，該演算増幅器の出力トランジスタが動作範囲に入
る。演算増幅器を動作範囲に入れるためのバイアス回路
を必要としないので，動作する電源電圧の低電圧化がは
かれる。
部回路において，入力差動段を構成する二つのＭＯＳト
ランジスタの相対的サイズ比を，ゲート電極を非反転入
力端子とするトランジスタのサイズを小さく，ゲート電
極を反転入力端子とするトランジスタのサイズを大きく
なるように設定した。更に，入力差動段に対応した負荷
段の二つのＭＯＳトランジスタ相対的サイズ比を，反転
入力端子を持つトランジスタの負荷となるトランジスタ
のサイズを小さく，非反転入力端子を持つトランジスタ
の負荷となるトランジスタのサイズを大きくなるように
設定した。該サイズ比により所謂オフセット電圧を発生
させている。フォトダイオードを流れる電流が０Ｖの
時，該演算増幅器の入力端子の電圧が０Ｖなっても，該
演算増幅器の出力端子には，一定のオフセット電圧が発
生し，該演算増幅器の出力トランジスタが動作範囲に入
る。演算増幅器を動作範囲に入れるためのバイアス回路
を必要としないので，動作する電源電圧の低電圧化がは
かれる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の好適
な実施例を詳細に説明する。図１は，本発明にかかるリ
モコン受信用回路の実施例を示す回路図である。図１に
おいてリモコン受信用集積回路（以下ＩＣ）２は，光の
強弱を電流の強弱に変換する外付けの光電変換素子５
と，電流の強弱を電圧の強弱に変換する負荷抵抗８と，
前記負荷抵抗８の両端に発生した電圧を増幅する前置増
幅器１と，前置増幅器１の出力Ａを入力とし，リミッ
タ，フィルタ，検波回路等々から構成された信号処理回
路３とで構成されている。更に電源４にはリモコン受信
用ＩＣ２の電源端子６と，光電変換素子５の一端がつな
がっている。光電変換素子５は，ＩＣ２の入力端子７を
通してＩＣ２内部の負荷抵抗８の一端に接続されてい
る。
な実施例を詳細に説明する。図１は，本発明にかかるリ
モコン受信用回路の実施例を示す回路図である。図１に
おいてリモコン受信用集積回路（以下ＩＣ）２は，光の
強弱を電流の強弱に変換する外付けの光電変換素子５
と，電流の強弱を電圧の強弱に変換する負荷抵抗８と，
前記負荷抵抗８の両端に発生した電圧を増幅する前置増
幅器１と，前置増幅器１の出力Ａを入力とし，リミッ
タ，フィルタ，検波回路等々から構成された信号処理回
路３とで構成されている。更に電源４にはリモコン受信
用ＩＣ２の電源端子６と，光電変換素子５の一端がつな
がっている。光電変換素子５は，ＩＣ２の入力端子７を
通してＩＣ２内部の負荷抵抗８の一端に接続されてい
る。
【０００７】図１の全体の概略動作を述べる。光電変換
素子５により電流に変換された光信号は，負荷抵抗８で
電圧に変換され，前置増幅器１の入力端子P に入力され
増幅される。増幅された信号は，前置増幅器１の出力端
子Ａを通して信号処理回路３に入力される。信号処理回
路３の出力は，Ｈｉｇｈ又はＬｏｗの２値でＩＣ２の出
力端子１１から出力される。図１に用いている前置増幅
器１は，非反転入力端子（正入力端子）Ｐ，反転入力端
子（負入力端子）Ｍ，出力端子Ａ，の三端子で表現出来
る所謂演算増幅器１とも呼ばれるものである。一端が該
演算増幅器１の出力端子Ａに，他端が該演算増幅器１の
反転入力端子Ｍに接続された抵抗１７と，一端が前記反
転入力端子Ｍに，他端が容量１０の一端に接続された抵
抗１８と，他端がグランド電位に接続された前記容量１
０とで，所謂抵抗帰還増幅回路を構成している。該抵抗
帰還増幅回路は，前記非反転入力端子Ｐから前記出力端
子Ａを見た時，直流ゲイン（利得）は１で交流ゲイン
は，抵抗１７の抵抗値をＲ１７，抵抗１８の抵抗値をＲ
１８とすると，Ｒ１８＜＜Ｒ１７のとき，ほぼＲ１７／
Ｒ１８になる。
素子５により電流に変換された光信号は，負荷抵抗８で
電圧に変換され，前置増幅器１の入力端子P に入力され
増幅される。増幅された信号は，前置増幅器１の出力端
子Ａを通して信号処理回路３に入力される。信号処理回
路３の出力は，Ｈｉｇｈ又はＬｏｗの２値でＩＣ２の出
力端子１１から出力される。図１に用いている前置増幅
器１は，非反転入力端子（正入力端子）Ｐ，反転入力端
子（負入力端子）Ｍ，出力端子Ａ，の三端子で表現出来
る所謂演算増幅器１とも呼ばれるものである。一端が該
演算増幅器１の出力端子Ａに，他端が該演算増幅器１の
反転入力端子Ｍに接続された抵抗１７と，一端が前記反
転入力端子Ｍに，他端が容量１０の一端に接続された抵
抗１８と，他端がグランド電位に接続された前記容量１
０とで，所謂抵抗帰還増幅回路を構成している。該抵抗
帰還増幅回路は，前記非反転入力端子Ｐから前記出力端
子Ａを見た時，直流ゲイン（利得）は１で交流ゲイン
は，抵抗１７の抵抗値をＲ１７，抵抗１８の抵抗値をＲ
１８とすると，Ｒ１８＜＜Ｒ１７のとき，ほぼＲ１７／
Ｒ１８になる。
【０００８】次に演算増幅器１の内部構成について説明
する。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（以下ＰＭＯ
Ｓ）１３のソース電極が，共通にＰＭＯＳ１４のソース
電極と接続され，更に共通に，一端が電源に接続された
電流源２２の他端に接続されて所謂差動入力段を形成し
ている。ＰＭＯＳ１３のドレイン電極はＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタ（以下ＮＭＯＳ）１５のドレイン電極
と，ＮＭＯＳ１９のゲート電極に共通に接続され，ＰＭ
ＯＳ１４のドレイン電極はＮＭＯＳ１６のドレイン電極
と，ＮＭＯＳ１６のゲート電極に接続され，ＮＭＯＳ１
５とＮＭＯＳ１６とで所謂負荷回路を構成している。Ｎ
ＭＯＳ１９のドレイン電極は，一端が電源に接続された
負荷素子２１の他端に接続されて，所謂出力段を形成し
ている。
する。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ（以下ＰＭＯ
Ｓ）１３のソース電極が，共通にＰＭＯＳ１４のソース
電極と接続され，更に共通に，一端が電源に接続された
電流源２２の他端に接続されて所謂差動入力段を形成し
ている。ＰＭＯＳ１３のドレイン電極はＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタ（以下ＮＭＯＳ）１５のドレイン電極
と，ＮＭＯＳ１９のゲート電極に共通に接続され，ＰＭ
ＯＳ１４のドレイン電極はＮＭＯＳ１６のドレイン電極
と，ＮＭＯＳ１６のゲート電極に接続され，ＮＭＯＳ１
５とＮＭＯＳ１６とで所謂負荷回路を構成している。Ｎ
ＭＯＳ１９のドレイン電極は，一端が電源に接続された
負荷素子２１の他端に接続されて，所謂出力段を形成し
ている。
【０００９】以下演算増幅器１の動作を図２を用いて説
明する。図２は入射光の強度とＡ点の電位を示してい
る。実線は本発明によるリモコン受信用回路の特性を示
しており，点線は演算増幅器１に一般的に用いられるオ
フセット電圧の少ないものを用いた場合を示している。
直流的な光入力の場合には，Ｐ点に発生する電圧は，入
射光の強度に比例する。一方，演算増幅器１の出力端子
Ａでは，入射光の強度が０でも一定の出力Ｖｏｆｆが得
られている。入射光の強度が増していくとＡ点の電位は
Ｖｏｆｆを始点として，入射光に比例して増加してい
く。入力端子Ｐが直流的に０のときにも，出力端子Ａに
はＶｏｆｆの電圧が発生しているので，微小の交流入力
が同時に重畳して入力されると，出力端子Ａには，交流
ゲイン倍に増幅された交流信号があらわれる。即ちバイ
アス電源のような別電源による動作点の設定をおこなわ
なくても，背景光が無い時に交流的な信号を増幅でき
る。
明する。図２は入射光の強度とＡ点の電位を示してい
る。実線は本発明によるリモコン受信用回路の特性を示
しており，点線は演算増幅器１に一般的に用いられるオ
フセット電圧の少ないものを用いた場合を示している。
直流的な光入力の場合には，Ｐ点に発生する電圧は，入
射光の強度に比例する。一方，演算増幅器１の出力端子
Ａでは，入射光の強度が０でも一定の出力Ｖｏｆｆが得
られている。入射光の強度が増していくとＡ点の電位は
Ｖｏｆｆを始点として，入射光に比例して増加してい
く。入力端子Ｐが直流的に０のときにも，出力端子Ａに
はＶｏｆｆの電圧が発生しているので，微小の交流入力
が同時に重畳して入力されると，出力端子Ａには，交流
ゲイン倍に増幅された交流信号があらわれる。即ちバイ
アス電源のような別電源による動作点の設定をおこなわ
なくても，背景光が無い時に交流的な信号を増幅でき
る。
【００１０】図３の実線で示すように，直流的な入射光
の強度を横軸，交流ゲイン（利得）を縦軸として表示す
れば，本発明によるリモコン受信用回路は，入射光の強
度によらず一定の交流ゲインを得ている。図３の点線は
図１の演算増幅器１の中のＭＯＳトランジスタの定数設
定を，一般的に行なわれるように，ＰＭＯＳトランジス
タ１３と１４を同じサイズ，ＮＭＯＳトランジスタ１５
と１６を同じサイズにしたものの入射光と交流ゲインの
関係を示している。トランジスタのサイズを各々同一サ
イズにすれば，演算増幅器１に発生する所謂オフセット
は，製造ばらつき等により正負ランダムにわずかな量し
か発生しない。入射光強度がないときには，図２の点線
で示したように出力Ａの電圧はほぼ０となりトランジス
タの動作不能範囲になるので，図３の点線で示したよう
に交流ゲインは極端に低下する。
の強度を横軸，交流ゲイン（利得）を縦軸として表示す
れば，本発明によるリモコン受信用回路は，入射光の強
度によらず一定の交流ゲインを得ている。図３の点線は
図１の演算増幅器１の中のＭＯＳトランジスタの定数設
定を，一般的に行なわれるように，ＰＭＯＳトランジス
タ１３と１４を同じサイズ，ＮＭＯＳトランジスタ１５
と１６を同じサイズにしたものの入射光と交流ゲインの
関係を示している。トランジスタのサイズを各々同一サ
イズにすれば，演算増幅器１に発生する所謂オフセット
は，製造ばらつき等により正負ランダムにわずかな量し
か発生しない。入射光強度がないときには，図２の点線
で示したように出力Ａの電圧はほぼ０となりトランジス
タの動作不能範囲になるので，図３の点線で示したよう
に交流ゲインは極端に低下する。
【００１１】次に，このＶｏｆｆの発生方法について説
明する。ＭＯＳトランジスタのゲート長をＬゲート幅を
Ｗとすると一般的にトランジスタサイズはＷ／Ｌで表現
される，トランジスタサイズという表現は，この定義を
用いている。一般的にはＣＭＯＳで構成する演算増幅器
１は，差動入力段を構成するＰＭＯＳトランジスタ１３
と１４のサイズは相等しく，又負荷段を構成するＮＭＯ
Ｓトランジスタ１５と１６のサイズも相等しく設定す
る。
明する。ＭＯＳトランジスタのゲート長をＬゲート幅を
Ｗとすると一般的にトランジスタサイズはＷ／Ｌで表現
される，トランジスタサイズという表現は，この定義を
用いている。一般的にはＣＭＯＳで構成する演算増幅器
１は，差動入力段を構成するＰＭＯＳトランジスタ１３
と１４のサイズは相等しく，又負荷段を構成するＮＭＯ
Ｓトランジスタ１５と１６のサイズも相等しく設定す
る。
【００１２】本発明では，ＰＭＯＳトランジスタ１３の
サイズをＰＭＯＳトランジスタ１４より小さく，ＮＭＯ
Ｓトランジスタ１６のサイズをＮＭＯＳトランジスタ１
５より小さくしている。具体的にはＰＭＯＳトランジス
タ１３の利得係数をβとし，ＰＭＯＳトランジスタ１４
は利得係数がｂ×βとなるようにｂ倍のサイズとして，
負荷段のトランジスタＮＭＯＳ１５と１６のサイズの比
をａ：１とすると，Ｖｏｆｆは，即ちＰＭＯＳトランジ
スタ１３と１４のゲート−ソース間電圧の差であるか
ら，よく知られているＭＯＳの電流式を使ってＰＭＯＳ
トランジスタ１３と１４の閾値電圧をＶｔｈ，ＰＭＯＳ
トランジスタ１３のゲート−ソース間電圧をＶｇｓ１
３，ＰＭＯＳトランジスタ１４のゲート−ソース間電圧
をＶｇｓ１４とすると，ＰＭＯＳトランジスタ１３のド
レイン電流Ｉｄ１と，ＰＭＯＳトランジスタ１４のドレ
イン電流Ｉｄ２は
サイズをＰＭＯＳトランジスタ１４より小さく，ＮＭＯ
Ｓトランジスタ１６のサイズをＮＭＯＳトランジスタ１
５より小さくしている。具体的にはＰＭＯＳトランジス
タ１３の利得係数をβとし，ＰＭＯＳトランジスタ１４
は利得係数がｂ×βとなるようにｂ倍のサイズとして，
負荷段のトランジスタＮＭＯＳ１５と１６のサイズの比
をａ：１とすると，Ｖｏｆｆは，即ちＰＭＯＳトランジ
スタ１３と１４のゲート−ソース間電圧の差であるか
ら，よく知られているＭＯＳの電流式を使ってＰＭＯＳ
トランジスタ１３と１４の閾値電圧をＶｔｈ，ＰＭＯＳ
トランジスタ１３のゲート−ソース間電圧をＶｇｓ１
３，ＰＭＯＳトランジスタ１４のゲート−ソース間電圧
をＶｇｓ１４とすると，ＰＭＯＳトランジスタ１３のド
レイン電流Ｉｄ１と，ＰＭＯＳトランジスタ１４のドレ
イン電流Ｉｄ２は
【００１３】
【数１】
【００１４】
【数２】
【００１５】ＮＭＯＳトランジスタ１５，１６は，所謂
カレントミラーを構成していて，流れる電流比がトラン
ジスタサイズの比と等しくなるので
カレントミラーを構成していて，流れる電流比がトラン
ジスタサイズの比と等しくなるので
【００１６】
【数３】
【００１７】したがってＶｏｆｆは，Ｖｇｓ１３−Ｖｇ
ｓ１４なので，数式１，２，３から
ｓ１４なので，数式１，２，３から
【００１８】
【数４】
【００１９】数式４に，容易に実現可能な代表的な数値
を代入してみる，Ｉｄ１＝５０μＡ，β＝１ｍＡ／ｖ・
ｖ，ａ＝１．７，ｂ＝１．７とすると，Ｖｏｆｆ≒１３
０ｍＶ となり容易に実現が可能である。
を代入してみる，Ｉｄ１＝５０μＡ，β＝１ｍＡ／ｖ・
ｖ，ａ＝１．７，ｂ＝１．７とすると，Ｖｏｆｆ≒１３
０ｍＶ となり容易に実現が可能である。
【００２０】
【発明の効果】本発明によるリモコン受信回路では，初
段に使用している演算増幅器のトランジスタサイズを非
対称に変えることで，意図的にオフセットを発生させた
ものを用いている。即ち入力電圧が０でも出力には一定
の直流電圧Ｖｏｆｆが得られる。又差動入力段にＰＭＯ
Ｓトランジスタを用いているので，入力直流電圧が０Ｖ
でも交流入出力を可能にしている。 即ち，背景光が無
い時に入力が０Ｖになっても，交流ゲインを得ることが
できるので，動作点を設定するバイアス回路が不要にな
り，低電源電圧で動作させることができる。
段に使用している演算増幅器のトランジスタサイズを非
対称に変えることで，意図的にオフセットを発生させた
ものを用いている。即ち入力電圧が０でも出力には一定
の直流電圧Ｖｏｆｆが得られる。又差動入力段にＰＭＯ
Ｓトランジスタを用いているので，入力直流電圧が０Ｖ
でも交流入出力を可能にしている。 即ち，背景光が無
い時に入力が０Ｖになっても，交流ゲインを得ることが
できるので，動作点を設定するバイアス回路が不要にな
り，低電源電圧で動作させることができる。
【００２１】また演算増幅器のトランジスタを，ＭＯＳ
トランジスタで構成しているのでＣＭＯＳ集積回路化が
可能である。
トランジスタで構成しているのでＣＭＯＳ集積回路化が
可能である。
【図１】本発明の実施例を示す回路図。
【図２】本発明によるリモコン受信回路の初段の直流特
性を示すグラフ。
性を示すグラフ。
【図３】本発明にようリモコン受信回路の初段の交流特
性を示すグラフ。
性を示すグラフ。
１ 演算増幅器 ２ リモコン受信用回路 ３ 信号処理回路 ４ 電源 ５ 受光素子 ６ リモコン受信用回路の電源端子 ７ リモコン受信用回路の入力端子 ８ 負荷抵抗 １０，２０ 容量 １１ リモコン受信用回路の出力端子 １３，１４ ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ １５，１６，１９ ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ １７，１８ 抵抗 ２１ 負荷素子 ２２ 定電流源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/06 Ｈ０４Ｎ 5/00
Claims (1)
- 【請求項１】光の強弱を電流の強弱に変換する光電変換
素子と，前記電流の強弱を電圧の強弱に変換する第一の
抵抗と，前記電圧の強弱を入力とし増幅する増幅回路
と，前記増幅回路の出力の信号を処理する回路とで構成
されたリモコン受信用回路において，前記増幅回路は，
非反転入力端子を入力とする演算増幅器と，前記演算増
幅器の反転入力端子と出力端子との間に配した第二の抵
抗と，前記演算増幅器の反転入力端子とグランド電位の
間に配した直列に接続した第三の抵抗と第一の容量とで
構成され，前記演算増幅回路が，一端が電源，他端が第
一のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース電極と第
二のＰチャンネルＭＯＳトランジスタのソース電極とに
共通に接続された電流源と，ゲート電極を非反転入力端
子としドレイン電極が第一のＮチャンネルＭＯＳトラン
ジスタのドレイン電極と第三のＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタのゲート電極に共通に接続された前記第一のＰ
チャンネルＭＯＳトランジスタと，ゲート電極を反転入
力端子としドレイン電極を第二のＮチャンネルＭＯＳト
ランジスタのゲート電極とドレイン電極と前記第一のＮ
チャンネルＭＯＳトランジスタのゲート電極に共通に接
続した前記第二のＰチャンネルＭＯＳトランジスタと，
残るソース電極はグランド電位に接続された前記第一の
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと，残るソース電極は
グランド電位に接続された前記第二のＮチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタと，一端が電源に，他端が出力端子と前
記第三のＮチャンネルＭＯＳトランジスタのドレイン電
極とに共通に接続された負荷抵抗素子と，残るソース電
極はグランド電位に接続した前記第三のＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタとで構成され，前記各々のトランジス
タの利得係数の比率が，前記第一のＰチャンネルＭＯＳ
トランジスタの利得係数が前記第二のＰチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタの利得係数より小さく，かつ前記第二の
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタの利得係数が前記第一
のＮチャンネルＭＯＳトランジスタの利得係数より小さ
いことを特徴としたリモコン受信用回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23741195A JP3315567B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | リモコン受信用回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP23741195A JP3315567B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | リモコン受信用回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0984153A true JPH0984153A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3315567B2 JP3315567B2 (ja) | 2002-08-19 |
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ID=17014980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23741195A Expired - Fee Related JP3315567B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | リモコン受信用回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3315567B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100844162B1 (ko) * | 2006-10-02 | 2008-07-04 | 주식회사 에이디텍 | 포토다이오드 연결회로 |
| CN109270026A (zh) * | 2018-12-14 | 2019-01-25 | 河北大学 | 一种近红外接收与发射控制装置 |
-
1995
- 1995-09-14 JP JP23741195A patent/JP3315567B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100844162B1 (ko) * | 2006-10-02 | 2008-07-04 | 주식회사 에이디텍 | 포토다이오드 연결회로 |
| CN109270026A (zh) * | 2018-12-14 | 2019-01-25 | 河北大学 | 一种近红外接收与发射控制装置 |
| CN109270026B (zh) * | 2018-12-14 | 2023-11-03 | 河北大学 | 一种近红外接收与发射控制装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3315567B2 (ja) | 2002-08-19 |
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