JPH09116415A - 出力回路 - Google Patents
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- JPH09116415A JPH09116415A JP7266936A JP26693695A JPH09116415A JP H09116415 A JPH09116415 A JP H09116415A JP 7266936 A JP7266936 A JP 7266936A JP 26693695 A JP26693695 A JP 26693695A JP H09116415 A JPH09116415 A JP H09116415A
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Abstract
される出力回路において電源端子及び接地端子への電流
の流入を阻止し高速でかつ低消費電力の出力回路を得
る。 【解決手段】入力信号Iに対応したトランジスタP1の
制御信号をスイッチするトランスファゲート6と、入力
信号Iの供給に応答して過電圧入力を検出したときトラ
ンスファゲート6を遮断する防護制御回路5とを備え
る。
Description
に出力端子に自己の電源電圧より高い電圧が印加される
低電圧動作の集積回路の出力回路に関する。
ら成る集積回路(LSI)の高集積度化,高速度化にと
もなうMOSトランジスタのゲート長縮小化により動作
電源電圧が低下してきている。このため、この種の低電
圧動作のLSIと通常動作電圧のLSIとを組合せる場
合には、互いに電源電圧の異なるLSI間のインターフ
ェースが必要になってきている。従来のこの種の異電圧
の電源を用いるLSI間を接続する場合、低電圧動作L
SIの出力回路は、自己の電源電圧以上の電位すなわち
過電圧が出力端子に印可された場合、高電位の相手側L
SIから自LSIへの電流の流入を防止する過電圧防護
回路を備えることで自LSIの電源電圧・電流の変動を
抑圧している。
すると、この従来の出力回路は、入力端が入力端子TI
にそれぞれ接続したインバータ1,2と、これらインバ
ータ1,2に駆動され出力端子TOに駆動信号対応の出
力信号を出力する出力バッファ回路4と、出力端子TO
に過電圧が印加されたとき出力バッファ回路4を遮断し
て電流の流入を防止する防護回路7とを備える。
Dにゲートがインバータ1の出力端にドレインが出力端
子TOにそれぞれ接続されたPMOS型トランジスタP
1と、ソースが接地GNDにゲートがインバータ2の出
力端にドレインが出力端子TOにそれぞれ接続されたN
MOS型トランジスタN6とを備える。
力端に端子bが電源VDDに端子cがトランジスタP1
のウェルに端子dが入力端子TIに端子eが出力端子T
Oにそれぞれ接続し、ソースが端子aを経由してインバ
ータ1の出力端にゲートが端子bを経由して電源VDD
にドレインが端子eにそれぞれ接続されたPMOS型ト
ランジスタP15と、ソースが端子bにゲートが端子e
を経由して出力端子TOにドレインとウェルとが共通接
続し端子cを経由してトランジスタP1のウェルとトラ
ンジスタP15のウエルにそれぞれ接続されたPMOS
型トランジスタP16と、ソースが端子aを経由してイ
ンバータ1の出力端にゲートが端子dを経由して入力端
子TIにドレインとウェルとが共通接続しトランジスタ
P16のウェルにそれぞれ接続されたPMOS型トラン
ジスタP17とを備える。
動作について説明すると、まず、出力バッファ回路4の
トランジスタP1がオン状態としかつトランジスタN6
がオフ状態とすることにより、出力端子TOは電源VD
Dと等しい電位に維持できる。この状態において出力端
子TOに電源VDD以上の高電位(説明の便宜上VPP
とする)が印加されると出力端子TOからトランジスタ
P1を経由して電源VDDへの電流経路が発生し、電源
VDDの電位変動や電流変動を誘起する。
ため、防護動作駆動用のトランジスタP15を設け、ト
ランジスタP1のゲート電位を出力端子TOと同電位に
保持することによりトランジスタP1を遮断させてい
る。この時にトランジスタP1,P15の各々のウェル
電位を出力端子TOと同電位に保持するためにトランジ
スタP17を設け、また出力端子TOが接地GNDの電
位の時に上記ウェル電位を電源VDDと同電位に保持す
るためにトランジスタP16を設けている。
の電位VPPが印加された場合、トランジスタP15が
オンしトランジスタP1のゲートを出力端子TOと同電
位にしてトランジスタP1をオンからオフに切換えるこ
とにより、出力端子TOから電源VDDへの電流経路を
遮断し電位変動や電流変動を防止している。
6,P17のウェル電位を出力端子TOと同電位に保持
する役割を果たし、また出力端子TOが接地GND電位
を出力している場合は、上記ウェル電位を電源VDDと
同電位に保持する役割を果たす。
ウェルの電位がソースの電位より低くなると、このトラ
ンジスタ自身のしきい値が変動するだけでなく、ソース
から基板への電流経路が生じ、トランジスタ自身の劣化
やこのトランジスタを用いた回路の消費電力の増加を生
ずるため、ウェル電位は常にソースの電位と同等にする
必要がある。
トランジスタP1をオンにするため接地GND電位であ
るLレベルを出力しトランジスタP1のゲートに供給し
ている。この結果、このインバータ1を経由し、電圧V
PPにより出力端子TOからトランジスタP15を通り
抜けて接地GNDへ流れ込む電流を生ずる。特に高速動
作用の出力回路はトランジスタP1とインバータ1の構
成素子に対し大きいサイズを要求し、出力端子TOから
接地GNDへの流入電流、すなわち消費電流は大きくな
り、消費電力の増大ばかりでなく、集積回路自身の接合
温度の上昇を招く。
路は、出力バッファ回路の出力PMOSトランジスタの
ゲートに供給する駆動用インバータの出力を接地電位レ
ベルとしてこの出力PMOSトランジスタを導通させる
ので、上記インバータを経由し、出力端子から出力PM
OSトランジスタの遮断時のゲート電位保持用すなわち
防護駆動用PMOSトランジスタを通り抜けて接地GN
Dへ流れ込む電流を生じてしまい、特に高速動作用の出
力回路は上記出力用トランジスタ及びインバータに大サ
イズのものを用いるので、消費電力及び接合温度の上昇
要因となるという欠点があった。
力信号のハイおよびローの各レベルに応答して出力端子
に出力する出力信号をそれぞれ電源および接地の各レベ
ルにそれぞれスイッチする第1および第2のトランジス
タを含む出力バッファ回路と前記出力端子の電圧が前記
電源電圧より高い過電圧入力を検出して前記第1のトラ
ンジスタを遮断する防護回路とを備える出力回路におい
て、前記入力信号に対応した前記第1のトランジスタの
制御信号をスイッチするトランスファゲートと、前記入
力信号の供給に応答して前記過電圧入力を検出したとき
前記トランスファゲートを遮断する防護制御回路とを備
えて構成されている。
と共通の構成要素は共通の文字を付して同様に回路図で
示す図1を参照すると、この図に示す本実施の形態の出
力回路は、従来と共通のインバータ1,2と、出力バッ
ファ回路4と、防護回路7とに加えて、入力端が入力端
子TIに接続されたインバータ3と、防護制御回路5
と、入力端をインバータ3の出力端に出力端を出力バッ
ファ回路4のトランジスタP1のゲートにそれぞれ接続
したトランスファゲート6とを備える。
ゲートが入力端子TIにそれぞれ接続されたPMOS型
トランジスタP3と、ソースが電源VDDにゲートがイ
ンバータ3の出力端にそれぞれ接続されたPMOS型ト
ランジスタP4と、ソースがトランジスタP4のドレイ
ンにゲートがトランスファゲート6の出力端とトランジ
ススタP1のゲートにドレインがトランジスタP3のド
レインにウェルがトランジスタP1のウェルにそれぞれ
接続されたトランジスタP2と、ソースがインバータ3
の出力端にゲートがトランジスタP2のゲートにドレイ
ンがトランジスタP2のドレインにそれぞれ接続された
NMOS型トランジスタN7とを備える。
子TOにウェルがトランジスタP1のウェルにそれぞれ
接続されたPMOS型トランジスタP5と、ゲートがト
ランジスタP2のドレインに接続されソースおよびドレ
インの各々がそれぞれトランジスタP5のソースおよび
ドレインに共通接続して入出力端としたNMOS型トラ
ンジスタN8とを備える。
ト6の出力端に接続する以外は前述の従来の出力回路と
同様の接続である。
について説明すると、入力端子TIには振幅がほぼ接地
電位のLレベルからほぼ電源VDDの電位のHレベルま
での入力信号Iを供給する。ここで、入力信号IがLレ
ベルからHレベルに遷移する場合、トランジスタP3は
オンからオフに切換わり、インバータ1,2,3の出力
はHレベルからLレベルに変化するため、防護制御回路
4のトランジスタP4はオフからオンに、トランジスタ
N6はオンからオフにそれぞれ切換わる。このとき、ト
ランスファゲート6のトランジスタP5はまだオン状態
であるためインバータ1のLレベル出力が出力バッファ
回路4のトランジスタP1のゲートに伝えられ、トラン
ジスタP1はオフからオンに切換わり出力端子TOのレ
ベルをLレベルからHレベルに変化させる。同時に防護
制御回路4のトランジスタP2がオンし、トランジスタ
N8のオン状態すなわちトランスファゲート6の導通状
態を保つ。したがって出力端子TOのレベルはHレベル
を保持し、電源VDDと同電位のHレベルを出力する。
ーフェースのため電源VDDより高い電源電圧VPPの
相手先LSIに接続されており、この相手先LSIから
電位VPPが端子TOに印加される場合は、従来と同様
に、防護回路7のトランジスタP15の機能によってト
ランジスタP1のゲート電圧を出力端子TOと同電位に
することによりこのトランジスタP1を完全にオフし電
源VDDへの電流の流れ込みを阻止する。同時に防護制
御回路4のトランジスタP2がオフし、これによってト
ランスファゲート6のトランジスタN8のゲートには電
位が与えられずオンからオフに変化する。また、トラン
ジスタN8とパラレル接続したトランジスタP5は出力
端子TOが上述したLレベルからHレベルへの変化の過
程で既にオフ状態となっている。また、防護制御回路4
のトランジスタN7はトランジスタP2がオフに遷移す
ると同時にトランジスタN8のゲートの蓄積電荷を引き
抜きこれを迅速に遮断状態にする役目を果たす。これに
より、トランジスタP5,N8すなわちトランスファゲ
ート6は完全に遮断状態となり、インバータ1がLレベ
ルを出力しているにも関わらず、トランジスタP1を遮
断させるための防護回路7のトランジスタP15,イン
バータ1を経由する電流経路が完全に遮断され、出力端
子TOからの電流の流れ込みを阻止することができる。
さらに詳細に説明すると、まず、入力端子TIにHレベ
ルの入力信号Iが供給され、出力端子TOからHレベル
すなわち電VDDの出力信号Oが出力するとともに電源
VDD以上の電位VPPが印加された場合は、ゲートに
電位VPPが印加されたトランジスタP16はオフ状態
で、ゲートに電位VDDが印加されているトランジスタ
P15はオン状態となる。このとき防護回路7の端子a
は電位VPPまで上昇するため、Hレベルの入力信号I
が直接ゲートに供給されるトランジスタP17はオンし
端子cの電位はVPPを保持する。すなわちトランジス
タP1,P2,P5,P15,P16,P17の各々の
ウェル電位は出力端子TOと同電位VPPに保持され
る。
子TOにLレベルすなわち接地GND電位を出力してい
る場合は、端子TOに接続された端子eにGND電位が
印加されるためゲートに電位VDDが印加されたトラン
ジスタP15はオフ状態に、ゲートに電位GNDが印加
されたトランジスタP16はオン状態となる。このとき
端子cは電位VDDとなり、すなわちトランジスタP
1,P2,P5,P15,P16,P17の各々のウェ
ル電位は電源VDDと同電位に保持される。ここでLレ
ベルの入力信号Iがゲートに印加されたトランジスタP
17もオン状態を保持しており、また端子aは、入力信
号Iのインバータ1により反転されたHレベルが与えら
れるので、トランジスタP17はオンし、端子cの電位
をVDDに保持する。
共通の構成要素には共通の参照文字/数字を付して同様
に一部をブロックで示す図2を参照すると、本実施の形
態の前述の第1の実施の形態との相違点は、出力バッフ
ァ回路4の代りにコレクタが電源VDDにベースがトラ
ンジスタP1のソースにエミッタが出力端子TOにそれ
ぞれ接続されたNPNトランジスタQ1と、入力端が入
力端子TIに出力端がトランジスタQ1のベースおよび
トランジスタP1のソースにそれぞれ接続されたバッフ
ァ回路8とをさらに含む出力バッファ回路4Aを備える
ことである。
て第1の実施の形態との相違点を説明すると、まず、入
力信号IがLレベルからHレベルに遷移した場合、防護
制御回路4のトランジスタP3はオンからオフに切換わ
り、インバータ1,2,3の各々の出力はHレベルから
Lレベルに変化し、バッファ回路8の出力はLレベルか
らHレベルに変化するためトランジスタP4はオフから
オンに、トランジスタN6はオンからオフに、トランジ
スタQ1はオフからオンにそれぞれ切換わる。第1の実
施の形態と同様にトランスファゲート6はまだ導通状態
であるためインバータ1のローレベル出力はトランジス
タP1のゲートに伝えられ、トランジスタP1はオフか
らオンに切換わる。同時にトランジスタP2がオンし、
トランスファゲート6の導通状態を保つ。したがって、
出力端子TOのレベルはLレベルからHレベルに変化す
るが、トランジスタQ1のベースとエミッタ間にはトラ
ンジスタP1のオンにより順方向電圧が与えられるため
非常に高速にオンに切換わる。さらに、このトランジス
タP1のオン状態の継続により、トランジスタQ1の順
方向電圧分降下している出力端子TOの出力レベルを電
源VDDと同電位まで上昇させる。
様に、電源電圧が電源VDDより高い他集積回路から出
力端子TOに電源VDD以上の電圧が印加された場合、
防護回路7の機能によってトランジスタP1のゲート電
圧を出力端子TOと同電位にすることによりトランジス
タP1は完全にオフし、バッファ回路8を介し電源VD
Dへの電流の流れ込みを阻止する。同時にトランジスタ
P2がオフし、これによってトランジスタN8のゲート
には電位が与えられずトランスファゲート6は導通状態
から遮断状態に変化する。これにより、端子TOからの
電流経路が完全に遮断され、電流の流れ込みを阻止でき
る。
負荷駆動素子はNPNトランジスタQ1であるため、第
1の実施の形態に対し極めて大きな負荷駆動能力を得る
ことができる。さらに、トランジスタQ1を迅速にオフ
からオンに切換える場合にはトランジスタP1のオン抵
抗値は小さい程良好であるため、トランジスタP1の素
子サイズは小さい値で構成することが可能であり、これ
に伴いトランジスタP1のゲート駆動用のトランスファ
ゲート6のトランジスタN8,P5やインバータ1の素
子サイズを小さくすることができる。これにより、出力
回路を構成する素子占有面積を縮小するとともにより一
層の低消費電力化を可能とする。
回路の各々の出力端子に対する過電圧印加時の電源電流
を示すシミュレーション特性図を示す図3(A)を参照
すると、線Aで示す従来回路は電源VDD3.0Vに対
し、自身の電源電圧以上の電位が出力端子に印加された
場合、印加電圧にほぼ比例して消費電流が増大する。こ
れに対し線Bで示す第1,第2の実施の形態の回路は印
加電圧に対する消費電流の変化は全くなく、零に等しい
ことが明らかである。
各々の出力波形を示すシミュレーション波形図を示す図
3(B)を参照すると、点線で示す本実施の形態の出力
波型は一点鎖線で示す従来の出力波形に対し遅延時間に
おいて約46%の改善効果があり、十分な速度優位性が
あることが明らかである。
は、入力信号に対応した出力トランジスタの制御信号を
スイッチするトランスファゲートと、入力信号の供給に
応答して過電圧入力を検出したとき上記トランスファゲ
ートを遮断する防護制御回路とを備えることにより、出
力端子に自集積回路の電源電圧以上の過電圧が印加され
た場合に、自電源への電流の流入を阻止するばかりでな
く、自接地への電流の流入を完全に遮断できるため、消
費電力を大幅に低減するとともに集積回路の各素子の接
合温度を大幅に低減できるという効果がある。
路図である。
路図である。
各々の出力回路の出力端子に過電圧を印加したときの流
入電流を比較した特性図および出力波形を比較したシミ
ュレーション波形図である。
ランジスタ
Claims (3)
- 【請求項1】 入力信号のハイおよびローの各レベルに
応答して出力端子に出力する出力信号をそれぞれ電源お
よび接地の各レベルにそれぞれスイッチする第1および
第2のトランジスタを含む出力バッファ回路と前記出力
端子の電圧が前記電源電圧より高い過電圧入力を検出し
て前記第1のトランジスタを遮断する防護回路とを備え
る出力回路において、 前記入力信号に対応した前記第1のトランジスタの制御
信号をスイッチするトランスファゲートと、 前記入力信号の供給に応答して前記過電圧入力を検出し
たとき前記トランスファゲートを遮断する防護制御回路
とを備えることを特徴とする出力回路。 - 【請求項2】 入力端が入力端子にそれぞれ接続しそれ
ぞれ第1,第2,第3の反転入力信号を出力する第1,
第2,第3のインバータを備え、 前記出力バッファ回路が、ソースを前記電源にゲートを
前記第1のインバータの出力端にドレインが前記出力端
子にそれぞれ接続した第1のPチャネル型MOSトラン
ジスタと、ソースを接地にゲートを前記第2のインバー
タの出力端にドレインを前記出力端子にそれぞれ接続し
た第1のNチャネルMOS型トランジスタとを備え、 前記防護回路が、ソースを前記第1のインバータの出力
端にゲートを前記電源にドレインを前記出力端子にそれ
ぞれ接続した第3のPチャネル型MOSトランジスタ
と、ソースを前記電源にゲートを前記出力端子にドレイ
ンとウェルとを共通接続し前記第1および第3のPチャ
ネル型MOSトランジスタの各々のウェルにそれぞれ接
続した第4のPチャネル型MOSトランジスタと、ソー
スを前記第1のインバータの出力端にゲートを前記入力
端子にドレインとウェルとを共通接続し前記第4のPチ
ャネル型MOSトランジスタのウェルにそれぞれ接続し
た第5のPチャネル型MOSトランジスタとを備え、 前記防護制御回路が、ソースを前記電源にゲートを前記
入力端子にそれぞれ接続した第6のPチャネル型MOS
トランジスタと、ソースを前記電源にゲートを前記第3
のインバータの出力端にそれぞれ接続した第7のPチャ
ネル型MOSトランジスタと、ソースを前記第7のPチ
ャネル型MOSトランジスタのドレインにゲートを前記
トランスファゲートの出力端と前記第1のPチャネル型
MOSトランジスタのゲートにドレインを前記第6のP
チャネル型MOSトランジスタのドレインにウェルを前
記第1のPチャネル型MOSトランジスタのウェルにそ
れぞれ接続した第8のPチャネル型MOSトランジスタ
と、ソースを前記第3のインバータの出力端にゲートを
前記第8のPチャネル型MOSトランジスタのゲートに
ドレインを前記第8のPチャネル型MOSトランジスタ
のドレインにそれぞれ接続した第2のNチャネル型MO
Sトランジスタとを備え、 前記トランスファゲートが、ゲートを前記出力端子にウ
ェルを前記第1のPチャネル型MOSトランジスタのウ
ェルにそれぞれ接続した第9のPチャネル型MOSトラ
ンジスタと、ゲートを前記第8のPチャネル型MOSト
ランジスタのドレインに接続しソースおよびドレインの
各々をそれぞれ前記第9のPチャネル型MOSトランジ
スタのソースおよびドレインに共通接続して入力端およ
び出力端とした第3のNチャネル型MOSトランジスタ
とNMOS型トランジスタN8とを備えることを特徴と
する請求項1記載の出力回路。 - 【請求項3】 前記出力バッファ回路が、コレクタを前
記電源にベースを前記第1のPチャネル型MOSトラン
ジスタのソースにエミッタを前記出力端子にそれぞれ接
続したNPN型トランジスタと、入力端を前記入力端子
に出力端を前記NPN型トランジスタのベースおよび前
記第1のPチャネル型MOSトランジスタのソースにそ
れぞれ接続したバッファ回路とを備えることを特徴とす
る請求項2記載の出力回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7266936A JP2959449B2 (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | 出力回路 |
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EP96116613A EP0768762B1 (en) | 1995-10-16 | 1996-10-16 | Output circuit |
DE69618135T DE69618135T2 (de) | 1995-10-16 | 1996-10-16 | Ausgangsschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7266936A JP2959449B2 (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | 出力回路 |
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---|---|
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JP2959449B2 JP2959449B2 (ja) | 1999-10-06 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7266936A Expired - Fee Related JP2959449B2 (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | 出力回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5864245A (ja) |
EP (1) | EP0768762B1 (ja) |
JP (1) | JP2959449B2 (ja) |
DE (1) | DE69618135T2 (ja) |
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