JPH08237309A - データ再生方法およびデータ再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回路をシンボルレートよりも高い周波数で動
作させる必要をなくし、しかもサンプリングクロックの
位相シフト調整を不要にすることである。 【構成】 サンプラー１は、入力されたベースバンド信
号をサンプリングクロックに従ってサンプリングして、
サンプル値Ｓ_n を保持する。遅延回路７と遅延回路８と
は、それぞれＳ_n-1 とＳ_n-2 とを保持する。判定回路２
は、サンプル値Ｓ _n-1 を判定してデータｄ_n-1 を出力す
る。定数乗算器１６は、ｄ_n-1 を定数α倍する。減算器
１７は、Ｓ_n-1 からｄ_n-1 を減算する。減算器１３は、
Ｓ_n-2 からＳ_n を減算する。乗算器１４は、減算器１７
の出力と減算器１３の出力とを乗算して、タイミング誤
差信号を出力する。ローパスフィルタ１５は、このタイ
ミング誤差信号の低域成分を抽出して、電圧制御発振器
６に制御電圧を与える。電圧制御発振器６は、この制御
電圧に依存する周波数のサンプリングクロックを出力す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、データ再生装置に関
し、より特定的には、ベースバンド信号をサンプリング
してデータに変換するためのデータ再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ベースバンド信号をデータに変
換するためには、所定の周期と位相とを有するクロック
信号を必要とする。従来、このクロック信号を発生する
ために、ベースバンド信号から所定のクロック信号を再
生するクロック再生回路が用いられている。

【０００３】以下、従来のデータ再生装置について説明
する。図１４は、従来のデータ再生装置のブロック図で
ある。図１４において、このデータ再生装置は、クロッ
ク成分抽出回路２１と、位相比較回路２２と、ローパス
フィルタ２３と、電圧制御発振器２４と、位相シフト回
路２５と、サンプラー２６と、判定回路２７とを備えて
いる。

【０００４】クロック成分抽出回路２１は、ゼロクロス
検出器や自乗回路などから構成され、入力されたベース
バンド信号からシンボルレートの成分をもつ信号を抽出
する。電圧制御発振器２４は、ベースバンド信号を所定
のタイミングでサンプリングするためのクロックを制御
電圧に従って発生させる。位相比較回路２２は、クロッ
ク成分抽出回路２１からの信号と、電圧制御発振器２４
からのクロックとの位相差を検出して、位相差信号を出
力する。ローパスフィルタ２３は、この位相差信号の低
域成分を抽出して、電圧制御発振器２４に制御電圧とし
て供給する。位相比較回路２２とローパスフィルタ２３
と電圧制御発振器２４とで構成される位相制御ループ
（ＰＬＬ）により、ベースバンド信号と一定の位相関係
をもつクロックが得られる。位相シフト回路２５は、こ
のクロックの位相を調整し、ベースバンド信号のアイパ
タン開口が最も大きくなる時点でサンプリングするよう
に、サンプリングクロックをサンプラー２６に供給す
る。サンプラー２６は、位相シフト回路２５から供給さ
れるサンプリングクロックに同期して、ベースバンド信
号をサンプリングする。判定回路２７は、サンプラー２
６でサンプルされたベースバンド信号の符号や大きさを
判定して、データを出力する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
データ再生装置では、クロック成分抽出回路２１は、ベ
ースバンド信号のゼロクロスを検出したり、ベースバン
ド信号全体を自乗したりするために、データ判定に必要
な時点以外にも多くの時点での情報を必要とする。その
ため、従来のデータ再生装置では、シンボルレートに比
べて高い周波数でクロック成分抽出回路２１を動作させ
なければならないという問題があった。

【０００６】また、ベースバンド信号のアイパタン開口
が最も大きくなる時点でサンプリングするためには、位
相シフト回路２５を必要とし、その調整をアイパタンや
誤り率を見ながら行なわなければならないという問題が
あった。

【０００７】それゆえに、本発明の目的は、シンボルレ
ートよりも高い周波数で動作させる必要がなく、しかも
位相シフトの調整が不要なデータ再生装置を提供するこ
とである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
入力信号をサンプリングして得たサンプル値から元のデ
ータを再生する方法であって、入力信号をシンボルレー
トでサンプリングしたサンプル値系列と、当該サンプル
値系列に対応する送信シンボルの推定値系列を時間軸上
で１シンボル分移動させた推定値系列との間の相関値を
計算し、相関値の極性に応じて、入力信号をサンプリン
グする時点を調整することを特徴とする。

【０００９】請求項２に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する方
法であって、入力信号をシンボルレートでサンプリング
したサンプル値系列と、当該サンプル値系列に対応する
送信シンボルの推定値系列を時間軸上で１シンボル分移
動させた第１の推定値系列との間の第１の相関値を計算
し、サンプル値系列と、当該サンプル値系列に対応する
送信シンボルの推定値系列を第１の推定値系列とは逆方
向に１シンボル分移動させた第２の推定値系列との間の
第２の相関値を計算し、第１の相関値と第２の相関値と
の差の極性に応じて、入力信号をサンプリングする時点
を調整することを特徴とする。

【００１０】請求項３に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する方
法であって、入力信号をシンボルレートでサンプリング
したサンプル値系列から、当該サンプル値系列に対応す
る送信シンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値
系列を計算し、差値系列と、推定値系列を時間軸上で１
シンボル分移動させた推定値系列との間の相関値を計算
し、相関値の極性に応じて、入力信号をサンプリングす
る時点を調整することを特徴とする。

【００１１】請求項４に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する方
法であって、入力信号をシンボルレートでサンプリング
したサンプル値系列から、当該サンプル値系列に対応す
る送信シンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値
系列を計算し、差値系列と、推定値系列を時間軸上で１
シンボル分移動させた第１の推定値系列との間の第１の
相関値を計算し、差値系列と、推定値系列を第１の推定
値系列とは逆方向に１シンボル分移動させた第２の推定
値系列との間の第２の相関値を計算し、第１の相関値と
第２の相関値との差の極性に応じて、入力信号をサンプ
リングする時点を調整することを特徴とする。

【００１２】請求項５に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する方
法であって、入力信号をシンボルレートでサンプリング
したサンプル値系列から、当該サンプル値系列に対応す
る送信シンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値
系列を計算し、差値系列と、サンプル値系列を時間軸上
で１シンボル分移動させた第１のサンプル値系列との間
の相関値を計算し、相関値の極性に応じて、入力信号を
サンプリングする時点を調整することを特徴とする。

【００１３】請求項６に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する方
法であって、入力信号をシンボルレートでサンプリング
したサンプル値系列から、当該サンプル値系列に対応す
る送信シンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値
系列を計算し、差値系列と、サンプル値系列を時間軸上
で１シンボル分移動させた第１のサンプル値系列との間
の第１の相関値を計算し、差値系列と、サンプル値系列
を第１のサンプル値系列とは逆方向に１シンボル分移動
させた第２のサンプル値系列との間の第２の相関値を計
算し、第１の相関値と第２の相関値との差の極性に応じ
て、入力信号をサンプリングする時点を調整することを
特徴とする。

【００１４】請求項７に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する装
置であって、サンプリングクロックを発生するクロック
発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信号
をサンプリングしてサンプル値を出力するサンプラー
と、サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
送信シンボルの推定値を生成する推定値生成手段と、推
定値とサンプル値とを乗算する乗算手段と、乗算手段の
出力の低域を通過させるローパスフィルタとを備え、ロ
ーパスフィルタの出力により、クロック発生手段におけ
るサンプリングクロックの位相を変化させることを特徴
とする。

【００１５】請求項８に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する装
置であって、サンプリングクロックを発生するクロック
発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信号
をサンプリングしてサンプル値を出力するサンプラー
と、サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
送信シンボルの第１の推定値と、当該サンプル値に対し
て第１の推定値とは逆方向に１シンボル分ずれた送信シ
ンボルの第２の推定値とを生成する推定値生成手段と、
サンプル値と第１の推定値とを乗算する第１の乗算手段
と、サンプル値と第２の推定値とを乗算する第２の乗算
手段と、第１の乗算手段の出力の低域を通過させる第１
のローパスフィルタと、第２の乗算手段の出力の低域を
通過させる第２のローパスフィルタと、第１のローパス
フィルタの出力から第２のローパスフィルタの出力を減
ずる減算手段とを備え、減算手段の出力により、クロッ
ク発生手段におけるサンプリングクロックの位相を変化
させることを特徴とする。

【００１６】請求項９に係る発明は、入力信号をサンプ
リングして得たサンプル値から元のデータを再生する装
置であって、サンプリングクロックを発生するクロック
発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信号
をサンプリングしてサンプル値を出力するサンプラー
と、サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
送信シンボルの第１の推定値と、当該サンプル値に対し
て第１の推定値とは逆方向に１シンボル分ずれた送信シ
ンボルの第２の推定値とを生成する推定値生成手段と、
第１の推定値から第２の推定値を減ずる減算手段と、サ
ンプル値と減算手段の出力とを乗算する乗算手段と、乗
算手段の出力の低域を通過させるローパスフィルタとを
備え、ローパスフィルタの出力により、クロック発生手
段におけるサンプリングクロックの位相を変化させるこ
とを特徴とする。

【００１７】請求項１０に係る発明は、入力信号をサン
プリングして得たサンプル値から元のデータを再生する
装置であって、サンプリングクロックを発生するクロッ
ク発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信
号をサンプリングしてサンプル値を出力するサンプラー
と、サンプル値から、当該サンプル値に対する送信シン
ボルの推定値の定数倍を減ずる第１の演算手段と、サン
プル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた送信シン
ボルの推定値と、演算手段の出力とを乗算する第２の演
算手段と、演算手段の出力の低域を通過させるローパス
フィルタとを備え、ローパスフィルタの出力により、ク
ロック発生手段におけるサンプリングクロックの位相を
変化させることを特徴とする。

【００１８】請求項１１に係る発明は、入力信号をサン
プリングして得たサンプル値から元のデータを再生する
装置であって、サンプリングクロックを発生するクロッ
ク発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信
号をサンプリングしてサンプル値を出力するサンプラー
と、サンプル値から、サンプル値に対する送信シンボル
の推定値の定数倍を減ずる第１の演算手段と、サンプル
値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた送信シンボル
の第１の推定値から、当該サンプル値に対して第１の推
定値とは逆方向に１シンボル分ずれた送信シンボルの第
２の推定値を減ずる第２の演算手段と、第１の演算手段
の出力と第２の演算手段の出力とを乗算する乗算手段
と、乗算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
タとを備え、ローパスフィルタの出力により、クロック
発生手段におけるサンプリングクロックの位相を変化さ
せることを特徴とする。

【００１９】請求項１２に係る発明は、入力信号をサン
プリングして得たサンプル値から元のデータを再生する
装置であって、サンプリングクロックを発生するクロッ
ク発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信
号をサンプリングして第１のサンプル値を出力するサン
プラーと、第１のサンプル値から、当該第１のサンプル
値に対する送信シンボルの推定値の定数倍を減ずる演算
手段と、第１のサンプル値に対して時間軸上で１シンボ
ル分ずれた第２のサンプル値と、演算手段の出力とを乗
算する乗算手段と、乗算手段の出力の低域を通過させる
ローパスフィルタとを備え、ローパスフィルタの出力に
より、クロック発生手段におけるサンプリングクロック
の位相を変化させることを特徴とする。

【００２０】請求項１３に係る発明は、入力信号をサン
プリングして得たサンプル値から元のデータを再生する
装置であって、サンプリングクロックを発生するクロッ
ク発生手段と、サンプリングクロックに同期して入力信
号をサンプリングしてサンプル値を出力するサンプラー
と、サンプル値と所定の時間関係を有する第１のサンプ
ル値から、当該第１のサンプル値に対する送信シンボル
の推定値の定数倍を減じると共に、その出力がサンプル
値に対して時間軸上で所定シンボル分遅延されている演
算手段と、演算手段の出力に対して時間軸上で１シンボ
ル分ずれた第２のサンプル値から、当該演算手段の出力
に対して第１のサンプル値とは逆方向に１シンボル分ず
れた第３のサンプル値を減ずる減算手段と、演算手段の
出力と減算手段の出力とを乗算する乗算手段と、乗算手
段の出力の低域を通過させるローパスフィルタとを備
え、ローパスフィルタの出力により、クロック発生手段
におけるサンプリングクロックの位相を変化させること
を特徴とする。

【００２１】

【作用】本発明は以上のように構成し、シンボルレート
でサンプリングしたサンプル値のみを用いて相関値を計
算することにより、サンプル点以外の情報を必要とせ
ず、回路をシンボルレートで動作させればよいことにな
る。また、その相関値がタイミングの誤差信号を表し、
この誤差信号によりサンプルタイミングを変化させるこ
とにより、クロックの位相シフト手段を用いずに最適な
タイミングでベースバンド信号をサンプリングすること
になる。

【００２２】

【実施例】

（第１の実施例）図１は、本発明の第１の実施例に係る
データ再生装置の構成を示すブロック図である。また、
図２は、図１のデータ再生装置の前段に配置される、変
調部から復調部までのデータ伝送システムの構成を示す
ブロック図である。図３は、図２における各部の信号の
波形図である。

【００２３】図２で変調部３１に入力された送信シンボ
ル（図３（ａ）参照）は、変調部３１の帯域制限により
連続波形に変換された後、伝送路３２によって伝送さ
れ、復調部３３で受信側帯域制限を受け、図１のデータ
再生装置に供給される。伝送路３２にベースバンド帯域
の信号を通過させるときは、変調部３１および復調部３
３は、ベースバンド帯域の信号のみを扱う。伝送路３２
に搬送波帯域の信号を通過させるときは、変調部３１は
ベースバンド帯域から搬送波帯域への変換を行い、復調
部３３は搬送波帯域からベースバンド帯域への変換を行
う。

【００２４】一般に、変調部３１と伝送路３２と復調部
３３とを合わせた総合伝達特性は、図４に例示するよう
なフルロールオフフィルタのインパルス応答を持つの
で、復調部３３の出力は、図３（ｂ）に示すような連続
波形になる。変調部３１に入力した送信シンボルと同じ
タイミングを持つクロック（図３（ｃ）参照）に同期し
てこの連続波形をサンプリングすることにより、データ
を正確に再生することができる。ただし、簡単化のた
め、変調部３１、伝送部３２および復調部３３を通過す
るときに生じる時間差は無視している。

【００２５】図１において、本実施例のデータ再生装置
は、サンプラー１と、判定回路２と、遅延回路３と、乗
算器４と、ローパスフィルタ５と、電圧制御発振器５と
を備えている。

【００２６】サンプラー１は、入力されたベースバンド
信号を、電圧制御発振器６から供給されるサンプリング
クロックに従ってサンプリングして、サンプル値Ｓ_n を
出力する。判定回路２は、サンプル値Ｓ_n を判定して、
送信シンボルの推定値であるデータｄ_n を出力する。遅
延回路３は、データｄ_n をサンプリングクロック１つ分
遅延させて、データｄ_n-1 を出力する。乗算器４は、サ
ンプル値Ｓ_n と、遅延させたデータｄ_n-1 とを乗算す
る。ローパスフィルタ５は、乗算器４の出力を平滑化し
て、その直流成分を抽出する。電圧制御発振器６は、そ
の直流成分の符号と大きさとに応じて、周波数が変化す
るサンプリングクロックを発生する。

【００２７】次に、図１に示す構成でベースバンド信号
を最適なタイミングでサンプルできる理由を詳細に説明
する。前述の図３では、サンプリングクロックの位置が
最適な場合を示したが、図５にサンプリングクロックが
最適位置からずれた場合のサンプル値を示す。図５にお
いて、サンプリングクロックが時間軸上で早い方向にず
れた場合、Ａ〜Ｆのうち、ＡおよびＤは、サンプル値が
本来の値よりも大きくなっている。これは、ＡやＤに先
立つデータの極性が正であり、サンプリングするタイミ
ングが先立つデータに近づいて、先立つデータからの応
答が先立つデータの極性と同じく正になったためであ
る。これに対し、ＥおよびＦでは、先立つデータからの
応答が先立つデータの極性と同じく負なので、サンプル
値が本来の値よりも小さくなっている。

【００２８】一方、図５で、サンプリングクロックが時
間軸上で遅い方向にずれた場合、ａ〜ｆのうち、ａおよ
びｄは、サンプル値が本来の値よりも小さくなってい
る。これは、ａやｄに先立つデータの極正が正であり、
サンプリングするタイミングが先立つデータから遠ざか
って、先立つデータからの応答が先立つデータの極性と
は逆に負になったためである。これに対し、ｅおよびｆ
では、先立つデータからの応答が先立つデータの極性と
は逆に正なので、サンプル値が本来の値よりも大きくな
っている。

【００２９】時間軸上で早い方向にずれた場合のサンプ
ル値ＢおよびＣ、または遅い方向にずれた場合のサンプ
ル値ｂおよびｃは、本来の値からのずれはわずかであ
る。これは、先立つデータからの応答と、後続するデー
タからの応答とが打ち消し合うためである。先立つデー
タからの応答のみを考えると、以上述べたように、サン
プリングするタイミングが時間軸上で早い方向にずれた
場合は、サンプル値とそれに先行するデータとの相関が
正になる。逆に、時間軸上で遅い方向にずれた場合は、
サンプル値とそれに後続するデータとの相関が負にな
る。以上のことを前提にして、図１のデータ再生装置で
サンプリングタイミングが最適値になる理由を以下に説
明する。

【００３０】乗算器４はサンプル値とそれに先行するデ
ータとを乗算し、ローパスフィルタ５はこの乗算結果を
近似的に累積するので、結果的にローパスフィルタ５
は、両者の相関値を出力する。電圧制御発振器６は、制
御電圧が上がれば周波数が下がり、制御電圧が下がれば
周波数が上がる特性を有している。サンプリングするタ
イミングが早い場合は、相関が正になるので、制御電圧
が上がり、サンプリングする周波数が下がる。その結
果、サンプリングするタイミングが遅れる。逆に、サン
プリングするタイミングが遅い場合は、相関が負になる
ので、制御電圧が下がり、サンプリングする周波数が上
がる。その結果、サンプリングするタイミングが早くな
る。このようにして相関が０になるようにサンプルタイ
ミングが制御され、最適な時刻でのサンプリングが実現
する。

【００３１】ここで、相関値の符号と大きさとが、タイ
ミングずれの方向と大きさとを示すことを数式を用いて
確認しておく。

【００３２】図５に示したサンプル値のうちの１つＳ_n
は、次式（１）で表される。 Ｓ_n ＝ｋ｛ａ_n+1 ｈ（ｔ−Ｔ）＋ａ_n ｈ（ｔ）＋ａ_n-1 ｈ（ｔ＋Ｔ）｝ …（１） ただし、上式（１）において、ｋは変調部３１と伝送部
３２と復調部３３とを合わせた総合振幅利得、ａ_n は変
調部から送信したデータ、ａ_n+1 はそれに後続するデー
タ、ａ_n-1 はそれに先立つデータ、ｔは最適なサンプル
タイミングからのずれ時間、Ｔは１シンボル長を表して
いる。

【００３３】最適なタイミングでサンプリングした場合
には、隣接データの応答は、図４に示したインパルス応
答のゼロ点（中心から±１シンボル時間離れた時点）に
当たるので、データ間の干渉は起こらない。最適なタイ
ミングからずれるに従い、隣接するデータからの干渉が
大きくなる。この様子を上式（１）から求める。上式
（１）のｈ（ｔ−Ｔ）とｈ（ｔ＋Ｔ）は、それぞれ、次
式（２），（３）で近似できる。 上式（２）および（３）において、ｈ’（ ）はｈ
（ ） の１次微分、ｃはインパルス応答の中心から前
後に１シンボル長だけ離れた時点における１次微分値の
絶対値を示している。

【００３４】前述の式（１）のｈ（ｔ）は、インパルス
応答の極大の部分なので、ｔによらず、ｈ（ｔ）＝１と
近似する。これらの近似により、式（１）のＳ_n は、次
式（４）で表される。 Ｓ_n ＝ｋ｛ａ_n ＋ｃ（ａ_n+1 −ａ_n-1 ）ｔ｝ …（４）

【００３５】判定器２は、Ｓ_n の判定値ｄ_n を出力し、
遅延回路３はそれを１サンプル遅延させてｄ_n-1 を出力
する。乗算器４は、このＳ_n とｄ_n-1 とを乗算するの
で、その出力は、次式（５）で表される。 Ｓ_n ｄ_n-1 ＝ｋａ_n ｄ_n-1 ＋ｋｃ（ａ_n+1 ｄ_n-1 −ａ_n-1 ｄ_n-1 ）ｔ …（５） 上式（５）のタイミング誤差信号が、ローパスフィルタ
８を通過することにより、その低域成分すなわち平均値
が求められる。伝送するデータがランダムであると仮定
すると、次式（６），（７）の関係が成り立つ。ただ
し、＜ ＞は平均を表している。 ＜ａ_n ｄ_n-1 ＞＝０ …（６） ＜ａ_n+1 ｄ_n-1 ＞＝０ …（７）

【００３６】上式（６），（７）の関係を用いると、前
述の式（５）の平均値＜ｅ＞は、次式（８）に示す値に
なる。 ＜ｅ＞＝−ｋｃ＜ａ_n-1 ｄ_n-1 ＞ｔ ＝−ｋｃ＜ａ_n ｄ_n ＞ｔ …（８）

【００３７】著しく判定誤りが多くない限り、ａ_n とｄ
_n との相関が大きく、上式（８）の＜ａ_n ｄ_n ＞は正の
値をとるので、＜ｅ＞ は、ずれ時間ｔの符号と大きさ
を反映することになる。

【００３８】なお、図１の実施例では、サンプル値とそ
れに先行するデータとの相関を求めたが、サンプル値の
ほうを遅延させることにより、サンプル値とそれに後続
するデータとの相関を求めてもよい。その場合には、サ
ンプリングするタイミングが早い場合は相関が負になる
ので制御電圧が下がり、サンプリングするタイミングが
遅い場合は相関が正になるので制御電圧が上がる。よっ
て、電圧制御発振器６に、制御電圧が上がれば周波数が
上がり、制御電圧が下がれば周波数が下がる特性を持た
せれば、最適な時刻でのサンプリングが実現する。

【００３９】（第２の実施例）図６は、本発明の第２の
実施例に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図で
ある。前述の第１の実施例では、送信シンボルが完全に
ランダムでなく、式（６）の＜ａ_n ｄ_n-1 ＞＝０が成り
立たない場合、式（８）が完全には成り立たなくなる。
図６の実施例は、送信シンボルが完全にランダムでない
場合に対応させたデータ再生装置として構成されてい
る。

【００４０】図６において、このデータ再生装置は、サ
ンプラー１と、判定回路２と、乗算器４，１０と、ロー
パスフィルタ５，１１と、電圧制御発振器６と、遅延回
路７〜９と、減算器１２とを備えている。

【００４１】サンプラー１は、入力されたベースバンド
信号を、電圧制御発振器６から供給されるサンプリング
クロックに従ってサンプリングして、サンプル値Ｓ_n を
出力する。判定回路２は、サンプル値Ｓ_n を判定して、
送信シンボルの推定値であるデータｄ_n を出力する。遅
延回路７は、データｄ_n をサンプリングクロック１つ分
遅延させて、データｄ_n-1 を出力する。遅延回路８は、
データｄ_n-1 をサンプリングクロック１つ分遅延させ、
データｄ_n-2 を出力する。遅延回路９は、サンプル値Ｓ
_n をサンプリングクロック１つ分遅延させ、サンプル値
Ｓ_n-1 を出力する。乗算器４は、サンプル値Ｓ_n-1 とデ
ータｄ_n-2 とを乗算する。ローパスフィルタ５は、乗算
器４の出力を平滑化して、その直流成分を抽出する。乗
算器１０は、サンプル値Ｓ_n-1 とデータｄ_n とを乗算す
る。ローパスフィルタ１１は、乗算器１０の出力を平滑
化して、その直流成分を抽出する。減算器１２は、ロー
パスフィルタ５が出力する直流成分からローパスフィル
タ１１が出力する直流成分を減算する。電圧制御発振器
６は、減算器１２の出力信号の符号と大きさとに応じ
て、周波数が変化するサンプリングクロックを発生す
る。

【００４２】次に、図６に示す構成でベースバンド信号
を最適なタイミングでサンプルできる理由を詳細に説明
する。第１の実施例では、サンプル値とそれに先行する
データとの相関は、サンプリングするタイミングが時間
軸上で早い方向にずれた場合には正になり、遅い方向に
ずれた場合には負になることを説明した。同様に、サン
プル値とそれに後続するデータとの相関は、サンプリン
グするタイミングが時間軸上で早い方向にずれた場合に
は負になり、遅い方向にずれた場合には正になることが
言える。減算器１２では、サンプル値とそれに先行する
データとの相関から、サンプル値とそれに後続するデー
タとの相関を減算するため、減算器１２の出力は、サン
プリングするタイミングが早い方向にずれた場合は正に
なり、遅い方向にずれた場合は負になる。この減算器１
２の出力で電圧制御発振器６を制御するので、第１の実
施例と同様に最適な時刻でのサンプリングを実現でき
る。さらに、２つの相関値の差を利用したので、より正
確に電圧制御発振器６を制御することができる。

【００４３】（第３の実施例）なお、図６の乗算器４，
５、ローパスフィルタ５，１１および減算器１２は、と
もにデータｄ_n-2 とデータｄ_n とに対して、線形処理を
行うものである。従って、まず減算器によりデータｄ
_n-2 からデータｄ_n を減算し、その後に乗算器とローパ
スフィルタとを設けてもよい。この場合、データ再生装
置の構成は、図７に示す構成となり、乗算器とローパス
フィルタとの数を減らすことができる。

【００４４】図７に示す第３の実施例において、減算器
１３は、データｄ_n-2 からデータｄ _n を減ずる。乗算器
１４は、減算器１３の出力とサンプル値Ｓ_n-1 とを乗ず
る。図７の構成を用いれば、第１の実施例に比べてより
正確に電圧制御発振器６を制御できることを、数式を用
いて確認しておく。

【００４５】サンプル値Ｓ_n-1 は、前述の式（４）を導
出したのと同様に次式（９）で表される。 Ｓ_n-1 ＝ｋ｛ａ_n-1 ＋ｃ（ａ_n −ａ_n-2 ）ｔ｝ …（９） 乗算器１４は、このサンプル値Ｓ_n-1 と、データの差
（ｄ_n-2 −ｄ_n ）とを乗じるので、その出力は、次式
（１０）で表される。 Ｓ_n-1（ｄ_n-2 −ｄ_n） ＝ｋａ_n-1（ｄ_n-2 −ｄ_n） −ｋｃ（ａ_n ｄ_n ＋ａ_n-2 ｄ_n-2 −ａ_n ｄ_n-2 −ａ_n-2 ｄ_n ）ｔ …（１０）

【００４６】上式（１０）のタイミング誤差信号は、ロ
ーパスフィルタ１５を通過することにより、その低域成
分すなわち平均値が求められる。伝送するデータが完全
にランダムでなくても、次式（１１），（１２）の関係
が成り立つ。 ＜ａ_n-1 ｄ_n-2 ＞＝＜ａ_n-1 ｄ_n ＞ …（１１） ＜ａ_n ｄ_n ＞＝＜ａ_n-2 ｄ_n-2 ＞≫＜ａ_n ｄ_n-2 ＞＝＜ａ_n-2 ｄ_n ＞ …（１２） 上式（１１），（１２）の関係を用いると、式（１０）
の平均値＜ｅ＞は、次式（１３）に示す値になる。 ＜ｅ＞＝−２ｋｃ＜ａ_n ｄ_n ＞ｔ …（１３） 著しく判定誤りが多くない限り、ａ_n とｄ_n との相関が
大きく、式（１３）の＜ａ_n ｄ_n ＞は正の値をとるの
で、＜ｅ＞は、ずれ時間 t の符号と大きさを反映する
ことになる。

【００４７】（第４の実施例）第１〜第３の実施例にお
いては、ベースバンド信号のサンプル値と、それに隣接
するデータとの相関を利用してサンプリングクロックの
位置を制御していた。これに対し、ベースバンド信号に
含まれる誤差と、それに隣接するデータとの相関を利用
すると、より正確にサンプリングクロックの位置を制御
することができる。

【００４８】図８は、本発明の第４の実施例に係るデー
タ再生装置の構成を示すブロック図である。図８におい
て、このデータ再生装置は、サンプラー１と、判定回路
２と、遅延回路３と、乗算器４と、ローパスフィルタ５
と、電圧制御発振器６と、定数乗算器１６と、減算器１
７とを備えている。

【００４９】サンプラー１は、入力されたベースバンド
信号を、電圧制御発振器６から供給されたサンプリング
クロックに従ってサンプリングして、サンプル値Ｓ_n を
出力する。判定回路２は、サンプル値Ｓ_n を判定して、
送信シンボルの推定値であるデータｄ_n を出力する。遅
延回路３は、データｄ_n をサンプリングクロック１つ分
遅延させてデータｄ_n-1 を出力する。定数乗算器１６
は、データｄ_n に定数αを乗じてαｄ_n を出力する。減
算器１７は、サンプル値Ｓ_n からαｄ_n を減ずる。乗算
器４は、減算器１７の出力と遅延させたデータｄ_n-1 と
を乗算する。ローパスフィルタ５は、乗算器４の出力を
平滑化して、その直流成分を抽出する。電圧制御発振器
６は、その直流成分の符号と大きさとに応じて、周波数
が変化するサンプリングクロックを発生する。

【００５０】次に、図８に示す構成でベースバンド信号
を最適なタイミングでサンプルできる理由を詳細に説明
する。基本的構成は、第１の実施例で説明した図１の構
成と同一なので、それと異なる部分を数式を用いて説明
する。

【００５１】減算器１７はサンプル値Ｓ_n からαｄ_n を
減じ、乗算器４は減算器１７の出力と遅延させたデータ
ｄ_n-1 とを乗算するので、乗算器１７の出力は次式（１
４）で表される。 （Ｓ_n −αｄ_n）ｄ_n-1 ＝（ｋａ_n −αｄ_n ）ｄ_n-1 ＋ｋｃ（ａ_n+1 ｄ_n-1 −ａ_n-1 ｄ_n-1 ）ｔ …（１４）

【００５２】ローパスフィルタ５が出力する相関値は、
第１の実施例と同様に式（８）で表される。式（１４）
を第１の実施例の式（５）と比べると、ｋａ_n ｄ_n-1 の
項が（ｋａ_n −αｄ_n ）ｄ_n-1 になっている。この項
は、サンプルタイミングのずれ時間ｔに無関係なため、
ずれ時間を検出して制御に用いるためには、小さい方が
望ましい。著しく判定誤りが多くない場合、ｄ_n は、ａ
_n に等しいと見てよいので、乗算の定数αを総合利得ｋ
に近い値に選ぶことにより、この項の絶対値を小さくす
ることができる。

【００５３】（第５の実施例）図９は、本発明の第５の
実施例に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図で
ある。図９において、このデータ再生装置は、サンプラ
ー１と、判定回路２と、電圧制御発振器６と、遅延回路
７〜９と、減算器１３と、乗算器１４と、ローパスフィ
ルタ１５と、定数乗算器１６と、減算器１７とを備えて
いる。

【００５４】サンプラー１は、入力されたベースバンド
信号を、電圧制御発振器６から供給されるサンプリング
クロックに従ってサンプリングして、サンプル値Ｓ_n を
出力する。判定回路２は、サンプル値Ｓ_n を判定して、
送信シンボルの推定値であるデータｄ_n を出力する。遅
延回路７は、データｄ_n をサンプリングクロック１つ分
遅延させ、データｄ_n-1 を出力する。遅延回路８は、デ
ータｄ_n-1 をサンプリングクロック１つ分遅延させ、デ
ータｄ_n-2 を出力する。減算器１３は、データｄ_n-2 か
らデータｄ_n を減じて、ｄ_n-2 −ｄ_n を出力する。定数
乗算器１６は、データｄ_n に定数αを乗じて、αｄ_n を
出力する。減算器１７は、サンプル値Ｓ _n からαｄ_n を
減じて、Ｓ_n −αｄ_n を出力する。遅延回路９は、Ｓ_n
−αｄ_nをサンプリングクロック１つ分遅延させ、Ｓ_n-1
−αｄ_n-1 を出力する。乗算器１４は、Ｓ_n-1 −αｄ
_n-1 と、ｄ_n-2 −ｄ_n とを乗算する。ローパスフィルタ
１５は、乗算器１４の出力を平滑化して、その直流成分
を抽出する。電圧制御発振器６は、その直流成分の符号
と大きさとに応じて、周波数が変化するサンプリングク
ロックを発生する。

【００５５】次に、図９に示す構成でベースバンド信号
を最適なタイミングでサンプルできる理由を詳細に説明
する。基本的構成は、第３の実施例で説明した図７の構
成と同一なので、それと異なる部分を数式を用いて説明
する。

【００５６】乗算器１４は、Ｓ_n-1 −αｄ_n-1 とｄ_n-2
−ｄ_n とを乗算するので、乗算器１４の出力は、次式
（１５）で表される。

【００５７】 （Ｓ_n-1 −αｄ_n-1 ）（ｄ_n-2 −ｄ_n ） ＝（ｋａ_n-1 −αｄ_n-1 ）（ｄ_n-2 −ｄ_n ） −ｋｃ（ａ_nｄ_n ＋ａ_n-2ｄ_n-2 −ａ_nｄ_n-2 −ａ_n-2ｄ_n ）ｔ …（１５）

【００５８】ローパスフィルタ１５が出力する相関値
は、第３の実施例と同様に、式（１３）で表される。

【００５９】上式（１５）を第３の実施例の式（１０）
と比べると、ｋａ_n-1 （ｄ_n-2 −ｄ _n ） の項が（ｋａ
_n-1 −αｄ_n-1 ）（ｄ_n-2 −ｄ_n ）になっている。この
項は、サンプルタイミングのずれ時間ｔに無関係なた
め、ずれ時間を検出して制御に用いるためには、小さい
方が望ましい。著しく判定誤りが多くない場合は、ｄ_n
はａ_n に等しいと見てよいので、乗算の定数αを総合利
得ｋに近い値に選ぶことにより、この項の絶対値を小さ
くすることができる。

【００６０】（第６の実施例）第４および第５の実施例
においては、ベースバンド信号に含まれる誤差と、それ
に隣接するデータとの相関を利用してサンプリングクロ
ックの位置を制御していた。これに代えて、ベースバン
ド信号に含まれる誤差と、それに隣接するベースバンド
信号のサンプル値との相関を利用することができる。こ
れにより、搬送波伝送系の搬送波再生が不完全でベース
バンド信号に他のベースバンド信号が混入した場合で
も、相関値とサンプリングクロックずれとの関係が保た
れるため、正確にサンプリングクロックの位置を制御す
ることができる。

【００６１】図１０は、本発明の第６の実施例に係るデ
ータ再生装置の構成を示すブロック図である。図１０に
おいて、このデータ再生装置は、サンプラー１と、判定
回路２と、遅延回路３と、乗算器４と、ローパスフィル
タ５と、電圧制御発振器６と、定数乗算器１６と、減算
器１７とを備えている。

【００６２】サンプラー１は、入力されたベースバンド
信号を、電圧制御発振器６から供給されるサンプリング
クロックに従ってサンプリングして、サンプル値Ｓ_n を
出力する。判定回路２は、サンプル値Ｓ_n を判定して、
送信シンボルの推定値であるデータｄ_n を出力する。定
数乗算器１６は、データｄ_n に定数αを乗じて、αｄ _n
を出力する。減算器１７は、サンプル値Ｓ_n からαｄ_n
を減ずる。遅延回路３は、サンプル値Ｓ_n をサンプリン
グクロック１つ分遅延させてサンプル値Ｓ_n-1を出力す
る。乗算器４は、減算器１７の出力と、遅延させたサン
プル値Ｓ_n-1 とを乗算する。ローパスフィルタ５は、乗
算器４の出力を平滑化して、その直流成分を抽出する。
電圧制御発振器６は、その直流成分の符号と大きさとに
応じて、周波数が変化するサンプリングクロックを発生
する。

【００６３】次に、図１０に示す構成でベースバンド信
号を最適なタイミングでサンプルできる理由を詳細に説
明する。基本的構成は、第４の実施例で説明した図８の
構成と同一であり、乗算器に入力するデータをサンプル
値に置き換えただけなので、ローパスフィルタ５が出力
する相関値は、前述の式（８）に似ており、次式（１
６）で表される。 ＜ｅ＞＝−ｋ² ｃ＜ａ_n ²＞ｔ …（１６） これより、上式（１６）は、ずれ時間ｔの符号と大きさ
を反映することがわかる。

【００６４】（第７の実施例）図１１は、本発明の第７
の実施例に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図
である。図１１において、このデータ再生装置は、サン
プラー１と、判定回路２と、電圧制御発振器６と、遅延
回路７〜９と、減算器１３と、乗算器１４と、ローパス
フィルタ１５と、定数乗算器１６と、減算器１７とを備
えている。

【００６５】サンプラー１は、入力されたベースバンド
信号を、電圧制御発振器６から供給されるサンプリング
クロックに従ってサンプリングして、サンプル値Ｓ_n を
出力する。判定回路２は、サンプル値Ｓ_n を判定して、
送信シンボルの推定値であるデータｄ_n を出力する。遅
延回路７は、サンプル値Ｓ_n をサンプリングクロック１
つ分遅延させ、サンプル値Ｓ_n-1 を出力する。遅延回路
８は、サンプル値Ｓ_{n- 1} をサンプリングクロック１つ分
遅延させ、サンプル値Ｓ_n-2 を出力する。減算器１３
は、サンプル値Ｓ_n-2 からサンプル値Ｓ_n を減じてＳ
_n-2 −Ｓ_n を出力する。定数乗算器１６は、データｄ_n
に定数αを乗じて、αｄ_n を出力する。減算器１７は、
サンプル値Ｓ_n からαｄ_n を減じて、Ｓ_n −αｄ_n を出
力する。遅延回路９は、Ｓ_n −αｄ_n をサンプリングク
ロック１つ分遅延させ、Ｓ_n-1 −αｄ _n-1 を出力する。
乗算器１４は、Ｓ_n-1 −αｄ_n-1 と、Ｓ_n-2 −Ｓ_n とを
乗算する。ローパスフィルタ１５は、乗算器１４の出力
を平滑化して、その直流成分を抽出する。電圧制御発振
器６は、その直流成分の符号と大きさとに応じて、周波
数が変化するサンプリングクロックを発生する。

【００６６】次に、図１１に示す構成でベースバンド信
号を最適なタイミングでサンプルできる理由を詳細に説
明する。基本的構成は、第５の実施例で説明した図９の
構成と同一であり、乗算器に入力するデータをサンプル
値に置き換えただけなので、ローパスフィルタ１５が出
力する相関値は、前述の式（１３）に似ており、次式
（１７）で表される。 ＜ｅ＞＝−２ｋ² ｃ＜ａ_n ²＞ｔ …（１７） これより、式（１７）は、ずれ時間ｔの符号と大きさを
反映することがわかる。

【００６７】（第８の実施例）なお、図１１の実施例で
は、乗算器１４に供給するＳ_n-1 −αｄ_n-1 を得るため
に、まず定数乗算回路１６および減算器１７によってＳ
_n - αｄ_n を作り、それを遅延回路９で遅延させてい
た。これに対し、遅延回路７が出力するＳ_n-1 に定数乗
算回路１６と減算器１７とを適用してＳ_n-1 - αｄ_n-1
を得ることができる。この構成を、第８の実施例として
図１２に示す。図１２の構成により、図１１の遅延回路
９を省くことができる。

【００６８】（第９の実施例）図１３は、本発明の第９
の実施例に係るデータ再生装置の構成を示すブロック図
である。この第９の実施例は、図１２に示す第８の実施
例のベースバンド信号入力を２つに拡張したものであ
る。

【００６９】図１３において、サンプラー１ａ，１ｂ、
判定回路２ａ，２ｂ、遅延回路７ａ，７ｂ、遅延回路８
ａ，８ｂ、減算器１３ａ，１３ｂ、乗算器１４ａ，１４
ｂ、定数乗算回路１６ａ，１６ｂ、減算器１７ａ，１７
ｂは、それぞれ、第８の実施例（図１２）のサンプラー
１、判定回路２、遅延回路７、遅延回路８、減算器１
３、乗算器１４、定数乗算回路１６、減算器１７と同一
の構成なので、その説明を省略する。さらに、図１３の
データ再生装置は、電圧制御発振器６と、ローパスフィ
ルタ１５と、加算器１８とを備えている。

【００７０】サンプラー１ａは、入力された第１ベース
バンド信号を、電圧制御発振器６から供給されるサンプ
リングクロックに従ってサンプリングする。以後、乗算
器１４ａまでの動作は、第８の実施例と同じである。サ
ンプラー１ｂは、入力された第２ベースバンド信号を、
電圧制御発振器６から供給されるサンプリングクロック
に従ってサンプリングする。以後、乗算器１４ｂまでの
動作は、第８の実施例と同じである。加算器１８は、乗
算器１４ａが出力するタイミング誤差信号と、乗算器１
４ｂが出力するタイミング誤差信号とを加算する。ロー
パスフィルタ１５は、この加算結果の低域成分を抽出し
て、電圧制御発振器６に制御電圧を与える。電圧制御発
振器６は、この制御電圧に依存する周波数のクロックを
出力し、サンプラー１ａおよびサンプラー１ｂにサンプ
リングクロックとして与える。

【００７１】第９の実施例では、２つのベースバンド入
力（例えば、ＱＰＳＫ信号の復調時に得られる両軸）か
ら得られるタイミング誤差信号を、両方ともサンプルタ
イミングの制御に用いている。従って、１つのベースバ
ンド信号のみを利用するのに比べて、ベースバンド信号
に含まれる雑音により、サンプルタイミングが乱される
割合が小さくなる。

【００７２】なお、第１〜第７の実施例についても、第
９の実施例の場合と同様に、ベースバンド信号を２つ以
上に拡張できるのは明らかである。

【００７３】なお、第１〜第９の実施例において、サン
プラーは、Ａ／Ｄ変換器により実現してもよい。ベース
バンド信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換
することで、以後の遅延回路がフリップフロップ等で容
易に実現でき、減算器などの演算回路もディジタル回路
で実現できるため、集積回路化に適するデータ再生装置
が得られる。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１〜１３の
発明によれば、サンプル点以外の情報を必要とせず、回
路をシンボルレートで動作させればよいので、シンボル
レートをハードウェアで決まる上限値いっぱいに引き上
げることができる。また、クロックの位相シフト手段を
用いずに最適なタイミングでベースバンド信号をサンプ
リングすることができるので、位相調整が不要となり、
調整コストを低減することができるという優れた効果を
奏する。

【００７５】また、請求項２，８または９の発明によれ
ば、第１の相関値（サンプル値およびそれに先行するデ
ータ（推定値）間の相関値）と、第２の相関値（サンプ
ル値およびそれに後続する推定値間の相関値）とを求
め、これら２つの相関値の差の極性に応じて、入力信号
のサンプリング時点を調整するようにしているので、送
信シンボルが完全にランダムでなくても正確にサンプリ
ングクロックの位置を制御することができる。

【００７６】また、請求項３または１０の発明によれ
ば、入力信号に含まれる誤差と、それに隣接するデータ
との相関を利用して入力信号のサンプリング時点を調整
するようにしているので、より正確にサンプリングクロ
ックの位置を制御することができる。また、請求項４ま
たは１１の発明によれば、入力信号に含まれる誤差と、
それに前後に隣接するデータとの相関を利用して入力信
号のサンプリング時点を調整するようにしているので、
送信シンボルが完全にランダムでなくても、より正確に
サンプリングクロックの位置を制御することができる。

【００７７】また、請求項５または１２の発明によれ
ば、入力信号に含まれる誤差と、それに隣接する入力信
号のサンプル値との相関を利用して入力信号のサンプリ
ング時点を調整するようにしているので、搬送波伝送系
の搬送波再生が不完全でベースバンド信号に他のベース
バンド信号が混入した場合でも、相関値とサンプリング
クロックずれとの関係が保たれるため、正確にサンプリ
ングクロックの位置を制御することができる。

【００７８】また、請求項６または１３の発明によれ
ば、入力信号に含まれる誤差と、それに前後に隣接する
入力信号のサンプル値との相関を利用して入力信号のサ
ンプリング時点を調整するようにしているので、送信シ
ンボルが完全にランダムでなくても、かつ搬送波伝送系
の搬送波再生が不完全でベースバンド信号に他のベース
バンド信号が混入した場合でも、正確にサンプリングク
ロックの位置を制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係るデータ再生装置の
構成を示すブロック図である。

【図２】データ再生装置の前段に配置される変調部から
復調部までのデータ伝送システムの構成を示すブロック
図である。

【図３】図２のデータ伝送システムにおける各部の信号
の波形図である。

【図４】総合伝達特性のインパルス応答を示す図であ
る。

【図５】サンプリングクロックが最適位置からずれた場
合のサンプル値の状態を説明するための図である。

【図６】本発明の第２の実施例に係るデータ再生装置の
構成を示すブロック図である。

【図７】本発明の第３の実施例に係るデータ再生装置の
構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の第４の実施例に係るデータ再生装置の
構成を示すブロック図である。

【図９】本発明の第５の実施例に係るデータ再生装置の
構成を示すブロック図である。

【図１０】本発明の第６の実施例に係るデータ再生装置
の構成を示すブロック図である。

【図１１】本発明の第７の実施例に係るデータ再生装置
の構成を示すブロック図である。

【図１２】本発明の第８の実施例に係るデータ再生装置
の構成を示すブロック図である。

【図１３】本発明の第９の実施例に係るデータ再生装置
の構成を示すブロック図である。

【図１４】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１，１ａ，１ｂ…サンプラー ２，２ａ，２ｂ…判定回路 ３，７〜９…遅延回路 ４…乗算器 ５，１１，１５…ローパスフィルタ ６…電圧制御発振器 １０，１４，１４ａ，１４ｂ…乗算器 １２，１３，１３ａ，１３ｂ…減算器 １６，１６ａ，１６ｂ…定数乗算器 １７，１７ａ，１７ｂ…減算器

フロントページの続き (72)発明者 塩見 智則 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する方法であって、 前記入力信号をシンボルレートでサンプリングしたサン
   プル値系列と、当該サンプル値系列に対応する送信シン
   ボルの推定値系列を時間軸上で１シンボル分移動させた
   推定値系列との間の相関値を計算し、 前記相関値の極性に応じて、前記入力信号をサンプリン
   グする時点を調整することを特徴とする、データ再生方
   法。
2. 【請求項２】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する方法であって、 前記入力信号をシンボルレートでサンプリングしたサン
   プル値系列と、当該サンプル値系列に対応する送信シン
   ボルの推定値系列を時間軸上で１シンボル分移動させた
   第１の推定値系列との間の第１の相関値を計算し、 前記サンプル値系列と、当該サンプル値系列に対応する
   送信シンボルの推定値系列を前記第１の推定値系列とは
   逆方向に１シンボル分移動させた第２の推定値系列との
   間の第２の相関値を計算し、 前記第１の相関値と前記第２の相関値との差の極性に応
   じて、前記入力信号をサンプリングする時点を調整する
   ことを特徴とする、データ再生方法。
3. 【請求項３】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する方法であって、 前記入力信号をシンボルレートでサンプリングしたサン
   プル値系列から、当該サンプル値系列に対応する送信シ
   ンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値系列を計
   算し、 前記差値系列と、前記推定値系列を時間軸上で１シンボ
   ル分移動させた推定値系列との間の相関値を計算し、 前記相関値の極性に応じて、前記入力信号をサンプリン
   グする時点を調整することを特徴とする、データ再生方
   法。
4. 【請求項４】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する方法であって、 前記入力信号をシンボルレートでサンプリングしたサン
   プル値系列から、当該サンプル値系列に対応する送信シ
   ンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値系列を計
   算し、 前記差値系列と、前記推定値系列を時間軸上で１シンボ
   ル分移動させた第１の推定値系列との間の第１の相関値
   を計算し、 前記差値系列と、前記推定値系列を前記第１の推定値系
   列とは逆方向に１シンボル分移動させた第２の推定値系
   列との間の第２の相関値を計算し、 前記第１の相関値と前記第２の相関値との差の極性に応
   じて、前記入力信号をサンプリングする時点を調整する
   ことを特徴とする、データ再生方法。
5. 【請求項５】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する方法であって、 前記入力信号をシンボルレートでサンプリングしたサン
   プル値系列から、当該サンプル値系列に対応する送信シ
   ンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値系列を計
   算し、 前記差値系列と、前記サンプル値系列を時間軸上で１シ
   ンボル分移動させた第１のサンプル値系列との間の相関
   値を計算し、 前記相関値の極性に応じて、前記入力信号をサンプリン
   グする時点を調整することを特徴とする、データ再生方
   法。
6. 【請求項６】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する方法であって、 前記入力信号をシンボルレートでサンプリングしたサン
   プル値系列から、当該サンプル値系列に対応する送信シ
   ンボルの推定値系列の定数倍を差し引いて差値系列を計
   算し、 前記差値系列と、前記サンプル値系列を時間軸上で１シ
   ンボル分移動させた第１のサンプル値系列との間の第１
   の相関値を計算し、 前記差値系列と、前記サンプル値系列を前記第１のサン
   プル値系列とは逆方向に１シンボル分移動させた第２の
   サンプル値系列との間の第２の相関値を計算し、 前記第１の相関値と前記第２の相関値との差の極性に応
   じて、前記入力信号をサンプリングする時点を調整する
   ことを特徴とする、データ再生方法。
7. 【請求項７】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
   ンプリングしてサンプル値を出力するサンプラーと、 前記サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
   送信シンボルの推定値を生成する推定値生成手段と、 前記推定値と前記サンプル値とを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
   タとを備え、 前記ローパスフィルタの出力により、前記クロック発生
   手段におけるサンプリングクロックの位相を変化させる
   ことを特徴とする、データ再生装置。
8. 【請求項８】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
   ンプリングしてサンプル値を出力するサンプラーと、 前記サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
   送信シンボルの第１の推定値と、当該サンプル値に対し
   て第１の推定値とは逆方向に１シンボル分ずれた送信シ
   ンボルの第２の推定値とを生成する推定値生成手段と、 前記サンプル値と前記第１の推定値とを乗算する第１の
   乗算手段と、 前記サンプル値と前記第２の推定値とを乗算する第２の
   乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力の低域を通過させる第１のロ
   ーパスフィルタと、 前記第２の乗算手段の出力の低域を通過させる第２のロ
   ーパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタの出力から前記第２のロー
   パスフィルタの出力を減ずる減算手段とを備え、 前記減算手段の出力により、前記クロック発生手段にお
   けるサンプリングクロックの位相を変化させることを特
   徴とする、データ再生装置。
9. 【請求項９】 入力信号をサンプリングして得たサンプ
   ル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
   ンプリングしてサンプル値を出力するサンプラーと、 前記サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
   送信シンボルの第１の推定値と、当該サンプル値に対し
   て第１の推定値とは逆方向に１シンボル分ずれた送信シ
   ンボルの第２の推定値とを生成する推定値生成手段と、 前記第１の推定値から前記第２の推定値を減ずる減算手
   段と、 前記サンプル値と前記減算手段の出力とを乗算する乗算
   手段と、 前記乗算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
   タとを備え、 前記ローパスフィルタの出力により、前記クロック発生
   手段におけるサンプリングクロックの位相を変化させる
   ことを特徴とする、データ再生装置。
10. 【請求項１０】 入力信号をサンプリングして得たサン
    プル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
    ンプリングしてサンプル値を出力するサンプラーと、 前記サンプル値から、当該サンプル値に対する送信シン
    ボルの推定値の定数倍を減ずる第１の演算手段と、 前記サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
    送信シンボルの推定値と、前記演算手段の出力とを乗算
    する第２の演算手段と、 前記演算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
    タとを備え、 前記ローパスフィルタの出力により、前記クロック発生
    手段におけるサンプリングクロックの位相を変化させる
    ことを特徴とする、データ再生装置。
11. 【請求項１１】 入力信号をサンプリングして得たサン
    プル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
    ンプリングしてサンプル値を出力するサンプラーと、 前記サンプル値から、前記サンプル値に対する送信シン
    ボルの推定値の定数倍を減ずる第１の演算手段と、 前記サンプル値に対して時間軸上で１シンボル分ずれた
    送信シンボルの第１の推定値から、当該サンプル値に対
    して第１の推定値とは逆方向に１シンボル分ずれた送信
    シンボルの第２の推定値を減ずる第２の演算手段と、 前記第１の演算手段の出力と前記第２の演算手段の出力
    とを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
    タとを備え、 前記ローパスフィルタの出力により、前記クロック発生
    手段におけるサンプリングクロックの位相を変化させる
    ことを特徴とする、データ再生装置。
12. 【請求項１２】 入力信号をサンプリングして得たサン
    プル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
    ンプリングして第１のサンプル値を出力するサンプラー
    と、 前記第１のサンプル値から、当該第１のサンプル値に対
    する送信シンボルの推定値の定数倍を減ずる演算手段
    と、 前記第１のサンプル値に対して時間軸上で１シンボル分
    ずれた第２のサンプル値と、前記演算手段の出力とを乗
    算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
    タとを備え、 前記ローパスフィルタの出力により、前記クロック発生
    手段におけるサンプリングクロックの位相を変化させる
    ことを特徴とする、データ再生装置。
13. 【請求項１３】 入力信号をサンプリングして得たサン
    プル値から元のデータを再生する装置であって、 サンプリングクロックを発生するクロック発生手段と、 前記サンプリングクロックに同期して前記入力信号をサ
    ンプリングしてサンプル値を出力するサンプラーと、 前記サンプル値と所定の時間関係を有する第１のサンプ
    ル値から、当該第１のサンプル値に対する送信シンボル
    の推定値の定数倍を減じると共に、その出力が前記サン
    プル値に対して時間軸上で所定シンボル分遅延されてい
    る演算手段と、 前記演算手段の出力に対して時間軸上で１シンボル分ず
    れた第２のサンプル値から、当該演算手段の出力に対し
    て第２のサンプル値とは逆方向に１シンボル分ずれた第
    ３のサンプル値を減ずる減算手段と、 前記演算手段の出力と前記減算手段の出力とを乗算する
    乗算手段と、 前記乗算手段の出力の低域を通過させるローパスフィル
    タとを備え、 前記ローパスフィルタの出力により、前記クロック発生
    手段におけるサンプリングクロックの位相を変化させる
    ことを特徴とする、データ再生装置。