JPH0724370B2 - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPH0724370B2 JPH0724370B2 JP1261561A JP26156189A JPH0724370B2 JP H0724370 B2 JPH0724370 B2 JP H0724370B2 JP 1261561 A JP1261561 A JP 1261561A JP 26156189 A JP26156189 A JP 26156189A JP H0724370 B2 JPH0724370 B2 JP H0724370B2
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- transistor
- signal
- differential amplifier
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/02—Analogue recording or reproducing
- G11B20/06—Angle-modulation recording or reproducing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K7/06—Frequency or rate modulation, i.e. PFM or PRM
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- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えばVTR（ビデオテープレコーダ）に使
用され、特に、再生信号の復調に使用されるFM復調回路
に関する。
用され、特に、再生信号の復調に使用されるFM復調回路
に関する。
（従来の技術） 第５図は、従来のFM復調回路を示すものである。
入力端子11には、図示せぬVTRの再生ヘッドによって再
生され、リミッタ回路により方形波とされたFM信号が入
力され、入力端子12にはこれと逆相のFM信号が入力され
る。
生され、リミッタ回路により方形波とされたFM信号が入
力され、入力端子12にはこれと逆相のFM信号が入力され
る。
入力端子11には第１の差動増幅器DA1を構成するトラン
ジスタQ1のベースが接続されている。このトランジスタ
Q1のコレクタは電源VCCの正極に接続され、エミッタは
トランジスタQ2のエミッタとともに第１の定電流回路13
を介して前記電源VCCの負極に接続されている。前記ト
ランジスタQ2のコレクタは電源VCCの正極に接続され、
ベースは電源VBBの正極に接続されるとともに、第２の
差動増幅器DA2を構成するトランジスタQ3のベースに接
続されている。前記電源VBBの負極は電源VCCの負極に接
続されている。
ジスタQ1のベースが接続されている。このトランジスタ
Q1のコレクタは電源VCCの正極に接続され、エミッタは
トランジスタQ2のエミッタとともに第１の定電流回路13
を介して前記電源VCCの負極に接続されている。前記ト
ランジスタQ2のコレクタは電源VCCの正極に接続され、
ベースは電源VBBの正極に接続されるとともに、第２の
差動増幅器DA2を構成するトランジスタQ3のベースに接
続されている。前記電源VBBの負極は電源VCCの負極に接
続されている。
前記トランジスタQ3のコレクタは電源VCCの正極に接続
され、エミッタはトランジスタQ4のエミッタとともに第
２の定電流回路14を介して前記電源VCCの負極に接続さ
れている。この第２の定電流回路14の電流値I2は、第１
の定電流回路13の電流値I1と同一とされている。さら
に、これらトランジスタQ1、Q2とQ3、Q4のエミッタ相互
間には、コンデンサＣが接続されている。
され、エミッタはトランジスタQ4のエミッタとともに第
２の定電流回路14を介して前記電源VCCの負極に接続さ
れている。この第２の定電流回路14の電流値I2は、第１
の定電流回路13の電流値I1と同一とされている。さら
に、これらトランジスタQ1、Q2とQ3、Q4のエミッタ相互
間には、コンデンサＣが接続されている。
また、前記トランジスタQ4のベースは前記入力端子12に
接続され、コレクタは抵抗Ｒを介して電源VCCの正極に
接続されるとともに、電圧比較器15の反転入力端に接続
されている。この電圧比較器15の非反転入力端は基準電
源Vrefを介して前記電源VCCの負極に接続され、出力端
はローパスフィルタLPFを介して出力端に接続されてい
る。前記基準電源Vrefは Vref＝VCC−1.5RI1 に設定されている。
接続され、コレクタは抵抗Ｒを介して電源VCCの正極に
接続されるとともに、電圧比較器15の反転入力端に接続
されている。この電圧比較器15の非反転入力端は基準電
源Vrefを介して前記電源VCCの負極に接続され、出力端
はローパスフィルタLPFを介して出力端に接続されてい
る。前記基準電源Vrefは Vref＝VCC−1.5RI1 に設定されている。
上記構成において、第６図を参照して動作について説明
する。
する。
入力端子11には、第６図に示すVAなるFM信号が供給さ
れ、入力端子12には、同図に示すVBなる逆相のFM信号が
供給される。
れ、入力端子12には、同図に示すVBなる逆相のFM信号が
供給される。
同図にで示すFM信号VAの立上がりにおいて、トランジ
スタQ1がオンすると、このトランジスタQ1のコレクタ電
流（IA＝2I1）は第１の定電流回路13およびコンデンサ
Ｃ、第２の定電流回路14を介して流れる。このコンデン
サＣの電圧VEが、同図にで示す電圧となると、トラン
ジスタQ3がオンし、このトランジスタQ3およびQ1のコレ
クタ電流（IC＝I1＝I2、IA＝I1）は、それぞれ第２、第
１の定電流回路14、13を介して流れる。
スタQ1がオンすると、このトランジスタQ1のコレクタ電
流（IA＝2I1）は第１の定電流回路13およびコンデンサ
Ｃ、第２の定電流回路14を介して流れる。このコンデン
サＣの電圧VEが、同図にで示す電圧となると、トラン
ジスタQ3がオンし、このトランジスタQ3およびQ1のコレ
クタ電流（IC＝I1＝I2、IA＝I1）は、それぞれ第２、第
１の定電流回路14、13を介して流れる。
一方、同図にで示すごとく、逆相FM信号VBが立上が
り、トランジスタQ4がオンすると、このトランジスタQ4
のコレクタ電流（ID＝2I1）は第２の定電流回路14およ
びコンデンサＣ、第１の定電流回路13を介して流れる。
このコデンサＣの電圧VDが同図にで示す電圧となる
と、トランジスタQ2がオンし、このトランジスタQ2およ
びQ4のコレクタ電流（IB＝I1、ID＝I1）は、それぞれ第
１、第２の定電流回路13、14を介して流れる。
り、トランジスタQ4がオンすると、このトランジスタQ4
のコレクタ電流（ID＝2I1）は第２の定電流回路14およ
びコンデンサＣ、第１の定電流回路13を介して流れる。
このコデンサＣの電圧VDが同図にで示す電圧となる
と、トランジスタQ2がオンし、このトランジスタQ2およ
びQ4のコレクタ電流（IB＝I1、ID＝I1）は、それぞれ第
１、第２の定電流回路13、14を介して流れる。
電圧比較器15はトランジスタQ4がオンしてからトランジ
スタQ2がオンするまでの期間Toを検出する。そして、こ
の電圧比較器15からは一定幅Toのパルス信号を含み、入
力されたFM信号に対応する周期Tfのパルス信号が出力さ
れる。このパルス信号はローパスフィルタLPFを介して
出力端子16から復調出力として出力される。
スタQ2がオンするまでの期間Toを検出する。そして、こ
の電圧比較器15からは一定幅Toのパルス信号を含み、入
力されたFM信号に対応する周期Tfのパルス信号が出力さ
れる。このパルス信号はローパスフィルタLPFを介して
出力端子16から復調出力として出力される。
上記FM復調回路によって良好な直線性を確保して復調し
得る最高の周波数は、電圧比較回路15から出力されるパ
ルス幅が一定値Toでなくなる限界、すなわち、パルス幅
Toを確保して復調し得る最高の周波数は、第６図、第７
図に示すTL、THのいずれかが先に“0"となるときであ
り、この場合は第７図に示すごとく、THが“0"となると
きである。
得る最高の周波数は、電圧比較回路15から出力されるパ
ルス幅が一定値Toでなくなる限界、すなわち、パルス幅
Toを確保して復調し得る最高の周波数は、第６図、第７
図に示すTL、THのいずれかが先に“0"となるときであ
り、この場合は第７図に示すごとく、THが“0"となると
きである。
（発明が解決しようとする課題） ところで、近時VTRにおいては、画質を向上させるた
め、記録周波数が高くされている。しかし、上記従来の
FM復調回路では、第１、第２の定電流回路13、14の電流
値が同一とされているため、入出力の直線性を確保して
復調可能な周波数を高くすることが困難なものであっ
た。
め、記録周波数が高くされている。しかし、上記従来の
FM復調回路では、第１、第２の定電流回路13、14の電流
値が同一とされているため、入出力の直線性を確保して
復調可能な周波数を高くすることが困難なものであっ
た。
この発明は、上記従来のFM復調回路が有する課題を解決
するものであり、その目的とするところは、入出力の直
線性を確保して復調可能な周波数を高めることが可能な
FM復調回路を提供しようとするものである。
するものであり、その目的とするところは、入出力の直
線性を確保して復調可能な周波数を高めることが可能な
FM復調回路を提供しようとするものである。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、上記課題を解決するため、FM信号と定電圧
とを入力とする第１の差動増幅回路と、前記FM信号と逆
相のFM信号および定電圧を入力とする第２の差動増幅回
路と、これら第１、第２の差動増幅回路の共通エミッタ
相互間に接続されたコンデンサと、前記第１の差動増幅
回路の共通エミッタに接続された第１の定電流回路と、
前記第２の差動増幅回路の共通エミッタに接続され、前
記第１の定電流回路より大きな電流値が設定された第２
の定電流回路と、この第１の定電流回路の電流が前記コ
ンデンサを流れる期間を検出する検出手段と、この検出
手段の検出出力を平滑する平滑手段とを設けている。
とを入力とする第１の差動増幅回路と、前記FM信号と逆
相のFM信号および定電圧を入力とする第２の差動増幅回
路と、これら第１、第２の差動増幅回路の共通エミッタ
相互間に接続されたコンデンサと、前記第１の差動増幅
回路の共通エミッタに接続された第１の定電流回路と、
前記第２の差動増幅回路の共通エミッタに接続され、前
記第１の定電流回路より大きな電流値が設定された第２
の定電流回路と、この第１の定電流回路の電流が前記コ
ンデンサを流れる期間を検出する検出手段と、この検出
手段の検出出力を平滑する平滑手段とを設けている。
（作 用） すなわち、この発明は、第２の差動増幅回路の共通エミ
ッタに接続された第２の定電流回路の電流値を、第１の
差動増幅回路の共通エミッタに接続された第１の定電流
回路の電流値より大きくし、コンデンサに蓄積された電
荷の回復を早くすることにより、入出力の直線性を確保
して、復調可能な周波数を高めている。
ッタに接続された第２の定電流回路の電流値を、第１の
差動増幅回路の共通エミッタに接続された第１の定電流
回路の電流値より大きくし、コンデンサに蓄積された電
荷の回復を早くすることにより、入出力の直線性を確保
して、復調可能な周波数を高めている。
（実施例） 以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。なお、第１図において、第５図と同一部分には同
一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
する。なお、第１図において、第５図と同一部分には同
一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
第１図において、第５図と異なるのは第２の定電流回路
17および基準電源Vrefである。この第２の定電流回路17
の電流値は第１の定電流回路13の電流値より大きく設定
されている。この実施例においては、例えば、I2＝2I1
に設定されている。また、基準電源Vrefは Vref＝Vcc−2.5RI1 に設定されている。
17および基準電源Vrefである。この第２の定電流回路17
の電流値は第１の定電流回路13の電流値より大きく設定
されている。この実施例においては、例えば、I2＝2I1
に設定されている。また、基準電源Vrefは Vref＝Vcc−2.5RI1 に設定されている。
上記構成において、第２図を参照して動作について説明
する。
する。
同図にで示すごとく、FM信号VAが立上がり、トランジ
スタQ1がオンすると、このトランジスタQ1のコレクタ電
流（IA＝3I1）は第１の定電流回路13およびコンデンサ
Ｃ、第２の定電流回路17を介して流れる。
スタQ1がオンすると、このトランジスタQ1のコレクタ電
流（IA＝3I1）は第１の定電流回路13およびコンデンサ
Ｃ、第２の定電流回路17を介して流れる。
コンデサＣの電圧VEが同図にで示す電圧となると、ト
ランジスタQ3がオンし、このトランジスタQ3のコレクタ
電流（IC＝2I1）は、第２の定電流回路17を介して流
れ、トランジスタQ1のコレクタ電流（IA＝I1）は、第１
の定電流回路13を介して流れる。
ランジスタQ3がオンし、このトランジスタQ3のコレクタ
電流（IC＝2I1）は、第２の定電流回路17を介して流
れ、トランジスタQ1のコレクタ電流（IA＝I1）は、第１
の定電流回路13を介して流れる。
一方、同図にで示すごとく、逆相FM信号VBが立上が
り、トランジスタQ4がオンすると、このトラジスタQ4の
コレクタ電流（ID＝3I1）は第２の定電流回路17および
コンデンサＣ、第１の定電流回路13を介して流れる。こ
のコンデンサＣの電圧VDが同図にで示す電圧となる
と、トランジスタQ2がオンし、このトランジスタQ2のコ
レクタ電流（IB＝I1）は、第１の定電流回路13を介して
流れ、トランジスタQ4のコレクタ電流（ID＝2I1）は、
第２の定電流回路17を介して流れる。
り、トランジスタQ4がオンすると、このトラジスタQ4の
コレクタ電流（ID＝3I1）は第２の定電流回路17および
コンデンサＣ、第１の定電流回路13を介して流れる。こ
のコンデンサＣの電圧VDが同図にで示す電圧となる
と、トランジスタQ2がオンし、このトランジスタQ2のコ
レクタ電流（IB＝I1）は、第１の定電流回路13を介して
流れ、トランジスタQ4のコレクタ電流（ID＝2I1）は、
第２の定電流回路17を介して流れる。
電圧比較回路15が検出する一定幅のパルス信号Toは、コ
ンデンサＣの変化電圧ΔＶと第１の定電流回路13の電流
値I1によって決定され、 To＝Ｃ・ΔV/I1 である。
ンデンサＣの変化電圧ΔＶと第１の定電流回路13の電流
値I1によって決定され、 To＝Ｃ・ΔV/I1 である。
上記実施例によれば、第２の定電流回路17の電流値を第
１の定電流回路13の電流値より大きく設定しているた
め、コンデンサＣに充電されている電荷の回復時間を従
来の回路に比べて早くすることができる。したがって、
入力されるFM信号の周波数が高くなり、電圧比較回路15
から出力されるパルス幅が一定値Toでなくなる限界の条
件、すなわち、良好な直線性を確保して復調し得る最高
の周波数は、この実施例の場合、第２図、第３図に示す
ごとく、TLが“0"となるときであり、このように設定す
ることにより、従来に比べて復調し得る最高の周波数を
高めることができる。
１の定電流回路13の電流値より大きく設定しているた
め、コンデンサＣに充電されている電荷の回復時間を従
来の回路に比べて早くすることができる。したがって、
入力されるFM信号の周波数が高くなり、電圧比較回路15
から出力されるパルス幅が一定値Toでなくなる限界の条
件、すなわち、良好な直線性を確保して復調し得る最高
の周波数は、この実施例の場合、第２図、第３図に示す
ごとく、TLが“0"となるときであり、このように設定す
ることにより、従来に比べて復調し得る最高の周波数を
高めることができる。
第４図は従来、およびこの実施例の復調出力電圧を示す
ものであり、この実施例の復調出力電圧V01は、従来の
復調出力電圧V02に比べて、直線性を保持して復調可能
な最高周波数が高くなっている。
ものであり、この実施例の復調出力電圧V01は、従来の
復調出力電圧V02に比べて、直線性を保持して復調可能
な最高周波数が高くなっている。
なお、上記実施例においては、第２の定電流回路17の電
流値を2I1に設定したが、これに限定されるものではな
い。
流値を2I1に設定したが、これに限定されるものではな
い。
その他、この発明の要旨を変えない範囲において種々変
形実施可能なことは勿論である。
形実施可能なことは勿論である。
［発明の効果］ 以上、詳述したようにこの発明によれば、第２の差動増
幅回路の共通エミッタに接続された第２の定電流回路の
電流値を、第１の差動増幅回路の共通エミッタに接続さ
れた第１の定電流回路の電流値より大きくし、コンデン
サに蓄積された電荷の回復を早くすることにより、入出
力の直線性を確保して、復調可能な周波数を高めること
が可能なFM復調回路を提供できる。
幅回路の共通エミッタに接続された第２の定電流回路の
電流値を、第１の差動増幅回路の共通エミッタに接続さ
れた第１の定電流回路の電流値より大きくし、コンデン
サに蓄積された電荷の回復を早くすることにより、入出
力の直線性を確保して、復調可能な周波数を高めること
が可能なFM復調回路を提供できる。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図およ
び第３図は第１図の動作を説明するための図、第４図は
この実施例と従来のFM復調回路の復調出力電圧を示す
図、第５図は従来のFM復調回路を示す回路図、第６図お
よび第７図は第５図の動作を説明するための図である。 DA1、DA2……第１、第２の差動増幅器、13、17……第
１、第２の定電流回路、Ｃ……コンデンサ、15……電圧
比較回路、LPF……ローパスフィルタ、VA……FM信号、V
B……逆相FM信号
び第３図は第１図の動作を説明するための図、第４図は
この実施例と従来のFM復調回路の復調出力電圧を示す
図、第５図は従来のFM復調回路を示す回路図、第６図お
よび第７図は第５図の動作を説明するための図である。 DA1、DA2……第１、第２の差動増幅器、13、17……第
１、第２の定電流回路、Ｃ……コンデンサ、15……電圧
比較回路、LPF……ローパスフィルタ、VA……FM信号、V
B……逆相FM信号
Claims (1)
- 【請求項１】FM信号と定電圧とを入力とする第１の差動
増幅回路と、 前記FM信号と逆相のFM信号および定電圧を入力とする第
２の差動増幅回路と、 これら第１、第２の差動増幅回路の共通エミッタ相互間
に接続されたコンデンサと、 前記第１の差動増幅回路の共通エミッタに接続された第
１の定電流回路と、 前記第２の差動増幅回路の共通エミッタに接続され、前
記第１の定電流回路より大きな電流値が設定された第２
の定電流回路と、 この第１の定電流回路の電流が前記コンデンサを流れる
期間を検出する検出手段と、 この検出手段の検出出力を平滑する平滑手段と、 を具備したことを特徴とするFM復調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261561A JPH0724370B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Ｆｍ復調回路 |
| PCT/JP1990/001284 WO1993017491A1 (en) | 1989-10-06 | 1990-10-04 | Fm demodulation circuit |
| US07/688,606 US5138273A (en) | 1989-10-06 | 1990-10-04 | FM demodulator |
| KR1019900015897A KR940000973B1 (ko) | 1989-10-06 | 1990-10-06 | Fm 복조회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261561A JPH0724370B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03123205A JPH03123205A (ja) | 1991-05-27 |
| JPH0724370B2 true JPH0724370B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=17363614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1261561A Expired - Fee Related JPH0724370B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5138273A (ja) |
| JP (1) | JPH0724370B2 (ja) |
| KR (1) | KR940000973B1 (ja) |
| WO (1) | WO1993017491A1 (ja) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3783398A (en) * | 1972-09-01 | 1974-01-01 | Int Video Corp | Fm pulse averaging demodulator |
| JPS58172005A (ja) * | 1982-04-02 | 1983-10-08 | Nec Corp | 変換回路 |
| JPS61145905A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-03 | Rohm Co Ltd | Ｆｍ復調回路 |
| JPS6467012A (en) * | 1987-09-07 | 1989-03-13 | Toshiba Corp | Pulse count system fm demodulation circuit |
| US4843339A (en) * | 1987-10-28 | 1989-06-27 | Burr-Brown Corporation | Isolation amplifier including precision voltage-to-duty-cycle converter and low ripple, high bandwidth charge balance demodulator |
-
1989
- 1989-10-06 JP JP1261561A patent/JPH0724370B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-04 WO PCT/JP1990/001284 patent/WO1993017491A1/ja unknown
- 1990-10-04 US US07/688,606 patent/US5138273A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-06 KR KR1019900015897A patent/KR940000973B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR910008700A (ko) | 1991-05-31 |
| KR940000973B1 (ko) | 1994-02-07 |
| US5138273A (en) | 1992-08-11 |
| JPH03123205A (ja) | 1991-05-27 |
| WO1993017491A1 (en) | 1993-09-02 |
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