JPH0330226B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本発明は、音声信号雑音除去回路の改良に関す
る。

(ロ) 従来の技術 ８ミリビデオやハイフアイビデオと称される
VTRではビデオトラツクに音声信号をFM変調
記録している。VTRにおいてはドロツプアウト
に対する対策が不可欠であり、FM音声信号につ
いても、ドロツプアウトによる雑音を除去する雑
音除去回路が必要である。

そこで、従来はドロツプアウト発生時に復調し
た音声信号を前値ホールドする等の方法が利用さ
れていた（「SANYO TECHNICAL REVIEW」
voL.16No.１ PP.87〜88参照）。例えば本出願人
は実願昭58−83361号において、前値ホールドと
ミユートを組み合せた技術を提案している。

この構成を第５図に示す。図において、１は再
生FM音声信号の入力端子、２はリミツタ、３は
FM復調器、４は前値保持（ホールド）回路、５
は整流回路、６，７は第１、第２のバツフアアン
プ、８，９は第１、第２比較回路である。前値保
持回路４は第１比較回路８出力によつて制御され
る。

１０は前値保持された再生音声信号がコンデン
サC₀を介して供給されるノイズリダクシヨン回
路、１１はミユート回路である。ミユート回路１
１には第２比較回路９出力が制御信号として印加
されている。第１バツフア６の出力には、時定数
の短い第１の積分回路１２が、第２バツフア７に
は時定数の長い第２積分回路１３が夫々接続され
ている。又、第１、第２の比較回路８，９の基準
電圧は可変抵抗VRによつて付与される。尚、上
記構成は２つの集積回路（IC）１４，１５で構
成されている。

この第５図の構成では、期間の短いドロツプア
ウトに対しては第１の時定数回路１２の出力電圧
が反応して前値保持動作が行なわれる。ドロツプ
アウト期間が長い場合には、第２時定数回路１３
の出力電圧も低下してミユート動作が行なわれ
る。

上記構成において問題となるのは、第１比較回
路８の基準電圧、従つて検出レベルが固定である
ので、再生ヘツド出力レベルのテープによるバラ
ツキ及び２つの再生ヘツド出力のバラツキがある
場合には、ドロツプアウトの検出が一様でなく、
必要なドロツプアウトが検出できなかつたり、ド
ロツプアウトと見なす必要のない出力低下部分ま
でをドロツプアウトとして検出してしまうおそれ
があつた。

上記欠点を解消する為には第６図の如き構成が
考えられる。ここでは再生FM音声信号をバンド
パスフイルタ（BPF）１６で抽出し、AGC回路
１７に供給している。そしてAGC回路１７の時
定数を第１積分回路８の時定数よりも十分大きく
設定することにより、再生FM信号の振幅はテー
プ及びヘツドによるバラツキが解消されて略一定
となる。そこで、第１比較回路８における基準電
圧Vr₁が固定レベルであつても、前述の様な不都
合は生じない。

上記の場合の動作を第７図に従い説明する。ド
ロツプアウトD₁，D₂を含んだ再生FM音声信号イ
は復調されることにより、ドロツプアウトD₁，
D₂に対応したノイズN₁，N₂を含む。（ロ参照）
第１整流回路５と第１積分回路１２を介した出力
はハの如くなる。第１比較回路８の基準電圧Vr₁
と出力ハが比較され、ニの如きドロツプアウト検
出パルスが得られる。

一方、第２整流回路５′、第２積分回路１３を
介した出力ホは第２比較回路９の基準電圧Vr₂と
比較され、ミユート信号ヘが作成される。

ニのドロツプアウト検出パルスによつて第１ス
イツチSW₁がオンオフ制御され、コンデンサCH
により前値保持が行なわれる。第６図の回路の場
合、ICの電源としては、単極性（＋Ｂのみ）を
用いているので、ゼロ入力の場合の出力は所定の
直流レベルにある。この為、短い期間のドロツプ
アウトD₁に対しては前値保持は有効に動作する
が、期間の長いドロツプアウトD₂の場合、コン
デンサCHの電荷が放電（バツフア２０等を介し
て）されることにより、保持電圧が低下してゆ
く。従つてドロツプアウト検出パルスニがロウレ
ベルとなつて第１スイツチSW₁が再びオンとなつ
た時、トに示す様に出力レベルの急な変化が生じ
てしまう。

このレベル変化は結合コンデンサC₀を径てチ
に示す波形となる。すなわち長いドロツプアウト
発生時には、前値保持動作だけではN₃の如きシ
ヨツク音が発生するおそれがある。このシヨツク
音の除去の目的でミユート手段１１が設けられて
いる。結合コンデンサの容量は比較的大きく、元
の状態に戻るまでには１〜２秒程度必要である。
この為、第２積分回路の時定数は大きなものが必
要である。このことから、長いドロツプアウトが
生じた場合には、ミユート時間が必要以上に長く
なつてしまう。

(ハ) 発明が解決しようとする問題点 本発明は上記の点に鑑み為されたものであり、
再生出力を考慮した新規な音声信号雑音除去回路
を提供しようとするものである。

(ニ) 問題点を解決する為の手段 ドロツプアウトを含んだ再生FM音声信号を得
る手段と、FM復調手段と、再生FM音声信号を
入力とする時定数の短い第１積分回路と、同じく
時定数の長い第２積分回路と、第１積分回路出力
を入力として第２積分回路出力に関連する電圧を
基準とする第１比較回路と、第２積分回路出力を
入力とする所定固定電圧を基準とした第２比較回
路と、第１比較回路出力により制御されるFM復
調手段出力の前値保持手段と、第２比較回路出力
により制御される前値保持手段出力のミユート手
段とを備えている。

(ホ) 作用 前値保持手段は基準電圧が、再生FM音声信号
のエンペロープに略比例する第２積分回路出力と
なつているので、短いドロツプアウトの検出は相
対的な検出方法となる。長いドロツプアウトが生
じた時には、第２積分回路出力も低下していく
為、長いドロツプアウト期間の途中で前値保持動
作は行なわれなくなる。従つて前値保持手段出力
にはFM復調手段からのノイズがそのまま生じる
が、ミユート手段が動作しているので、問題には
ならない。そしてこのノイズは前値保持動作を続
けた場合よりも小さいので、第２積分回路の時定
数をそれほど大きくする必要がなくなる。

(ヘ) 実施例 以下図面に従い実施例を説明する。第１図は第
１実施例の回路ブロツク図、第２図は第１図の細
部を示す回路図、第３図は要部波形図、第４図は
第２実施例の回路ブロツク図である。

第１実施例を示す第１図において、１は回転ヘ
ツドによつて再生された再生FM音声信号の入力
端子、２はリミツタ、３はFM復調器、４は前値
保持回路、C₀は結合コンデンサ、１０はノイズ
リダクシヨン回路、１１はミユート回路、１８は
音声信号出力端子である。５はリミツタ２により
略エンベロープを一定とされた再生FM音声信号
の整流回路、６，７はバツフアアンプ、２１，２
２は第１及び第２の積分回路、８，２３は第１、
第２の比較回路、である。

第２図は第１図の要部を示す回路ブロツク図で
ある。整流回路５は、リミツタ２からの差動形式
の再生FM音声信号をうける差動対を構成するト
ランジスタQ₁，Q₂を含み、全波整流を行なう。
回路２４，２５は整流回路５の出力電圧を電流に
変換するものであり、トランジスタQ₃，Q₄，Q₅
及び抵抗を含んでいる。第１の積分回路２１は抵
抗R₄とコンデンサC₃の並列回路及び、直列トラ
ンジスタQ₆を有する。第２積分回路２２も抵抗
R₅、コンデンサC₄及び直列トランジスタQ₇を備
えている。夫々の積分回路のトランジスタQ₆，
Q₇（バツフアアンプ６，７とみなせる）はダイオ
ード接続されたトランジスタQ₅によつて同様に
バイアスされるから、抵抗R₄，R₅の値を異なる
値に設定して、夫々のコンデンサC₃，C₄に印加
される電圧を異ならしめている。実施例では第２
積分回路２２の出力が第１積分回路２１出力の
0.3倍程度となる様に抵抗R₄，R₅を定めている。

第１比較回路８はIC１４内に構成されており、
第１積分回路２１出力が印加されるヒステリシス
コンパレータである。第１比較回路２１の基準電
圧はトランジスタQ₈のベースに印加される電圧
で定まる。この実施例では第２積分回路２２出力
がトランジスタQ₈のベースに印加されている。
第１比較回路８出力は前値保持回路４に供給され
る。

第２比較回路としてはIC内のヒステリシスコ
ンパレータ９は使用せず、外付け回路で構成す
る。第２電圧比較回路２３はオペアンプ
（LA6358）及び基準電圧作成回路２４を備えてい
て、ヒステリシス特性がある。又、２５は記録時
に基準電圧をアースに落して、ミユート動作を停
止せしめる手段である。第２電圧比較回路２３か
らのミユート信号はダイオードD₁を介してミユ
ート回路１１に印加される。他にミユート回路１
１にはシステムコントロール回路からのミユート
信号も印加される。

次に第３図に従い動作を説明する。再生FM音
声信号のリミツタ出力ａは図示の如く、再生出力
レベルの変動を含んでいる。又、ドロツプアウト
D₁，D₂が含まれている。この出力ａをFM復調す
るとｂの如き復調音声信号が得られる。この復調
音声信号ｂはドロツプアウトD₁，D₂に対応した
ノイズN₁，N₂を有する。

再生FM音声信号ａの検波出力の第１積分回路
２１出力ｃは第１積分回路２１の時定数が小さい
ため、再生FM音声信号ａのエンベロープに追従
している。一方、第２積分回路２２出力ｅは、そ
の時定数が大きいために、短いドロツプアウトの
存在にあまり影響されず、再生出力に比例した形
式となる。この第２積分回路２２出力が第１電圧
比較回路８の基準電圧Vr₁となつているので（第
３図ｃでは一点鎖線で示す）、前値保持信号はｄ
の如くなる。すなわち、ドロツプアウトの検出
は、相対的な検出が行なわれる。

第２積分回路２２の基準電圧Vr₂が固定されて
いるので（第３図ｅでは一点鎖線で示す）、ｆの
如きミユート信号が得られる。実施例において
は、抵抗R₄は30KΩ、コンデンサC₃は150PF、抵
抗R₅は43KΩ、コンデンサC₄は0.068μFが用いら
れている。第２積分回路２２の時定数は、30Hz程
度の入力に応答できる用に設定されている（例え
ば、２つの回転ヘツドのうち一方のヘツドからの
出力が全く得られない場合にミユート信号が作成
される様に設定されている）。

ｄの様な前値保持信号により前値保持されるこ
とから、復調音声信号はｇの如くなる。長いドロ
ツプアウトD₂に対しては前値保持動作が途中で
停止している。長いドロツプアウトが発生した時
には、基準電圧Vr₁も低下してしまうからであ
る。前値保持動作が停止した時点ではミユート動
作が開始される様に設定されており、ノイズN₃
が出力されることはない。

結合コンデンサC₀を介した音声信号はｈの如
くなり、従来例の如き大振幅のノイズが含まれて
いない。前値保持回路４出力の直流レベルの低下
が少なく、結合コンデンサC₀が充電されてしま
うことがないからである。そして、従来例の様に
容量の大きい結合コンデンサC₀が元の状態に戻
るまでに１〜２秒かかることはなくなるので、第
２積分回路２２の時定数は大きくなくても良い。
従い、ドロツプアウト発生後の無音時間が短くな
る。

尚、第２図において、２６，２７，２８はリミ
ツタ２を構成する差動アンプであり、第２段及び
第３段アンプ２７，２８の出力が対応する整流回
路５，５に供給されている。そして、整流回路
５，５の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変
換回路２４，２５の電流が共にダイオード接続さ
れたトランジスタQ₅を流れる。この構成はドロ
ツプアウト検出の範囲を拡げる目的で用いられて
いる。

次に第２の実施例を第４図に従い説明する。こ
の実施例では、第２積分回路はAGC回路の積分
回路を利用している。BPF１６出力はAGC回路
３０に供給される。AGC回路３０は、整流回路
３１及び積分回路３３を備えていて、積分回路３
３の出力を用いて入力をバイパスするインピーダ
ンス素子３４を制御することにより、再生FM信
号の振幅が略一定となる様にしている。整流回路
３１の出力は時定数の小さな第１積分回路２１に
供給され、第１積分回路２１出力が第１比較回路
８に入力される。AGC回路の積分回路３３の出
力は第２積分回路３４及び、積分回路３３出力を
所定倍する手段３５に供給される。従い、第１比
較回路８によつて相対値検出によるドロツプアウ
ト検出が為される。

第１比較回路８出力はヘツドのスイツチングに
対応したホールドパルスの作成手段３６出力と加
算されて（加算手段３７で）前値保持回路４に印
加される。第２積分回路３４出力は、加算手段３
８にてシステムコントロール回路からのミユート
信号と加算されて、ミユート手段１１に印加され
ている。

本実施例ではAGC回路の積分回路を利用する
ので構成が簡単となつている。

(ト) 発明の効果 以上、述べた如く、本発明によれば無調整かつ
簡単な構成でドロツプアウトの検出を相対的に行
なうことができ、適正なドロツプアウト検出が行
なえる。更に、長いドロツプアウトが発生した場
合においても、従来例の如く期間の長いノイズが
前値保持動作により生じないので、ミユート信号
を作成する積分回路の時定数をそれほど大きくす
る必要がないので、構成が簡単となり、無音時間
も短くすることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は本発明の一実施例の回路ブロ
ツク図、第３図は実施例の波形図、第４図は第２
実施例の回路ブロツク図である。第５図、第６図
は従来例の回路ブロツク図、第７図は従来例の波
形図である。 ３……FM復調器、４……前値保持回路、８…
…第１比較回路、２３，３４……第２比較回路、
１１……ミユート手段、２１……第１積分回路、
２２，３３……第２積分回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ドロツプアウトを含んだ再生FM音声信号を
   得る手段と、FM復調手段と、前記再生FM音声
   信号を入力とする時定数の短い第１積分回路と前
   記再生FM音声信号を入力とする時定数の長い第
   ２積分回路と、前記第１積分回路出力を入力とし
   て前記第２積分回路出力に関連する電圧を基準電
   圧とする第１比較回路と、前記第２積分回路出力
   を入力として所定固定電位を基準電圧とする第２
   比較回路と、前記第１比較回路出力により制御さ
   れる前記FM復調手段出力の前値保持手段と、前
   記第２比較回路出力により制御される前記前値保
   持手段出力のミユート手段とを備える音声信号雑
   音除去回路。