JPH07212224A - 対称的出力を有する電圧制御発振器（ｖｃｏ）と同発振器に用いる論理ゲート - Google Patents

対称的出力を有する電圧制御発振器（ｖｃｏ）と同発振器に用いる論理ゲート

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JPH07212224A
JPH07212224A JP6335099A JP33509994A JPH07212224A JP H07212224 A JPH07212224 A JP H07212224A JP 6335099 A JP6335099 A JP 6335099A JP 33509994 A JP33509994 A JP 33509994A JP H07212224 A JPH07212224 A JP H07212224A
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マイケル・アール・メイ
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 対称な出力を有するＶＣＯを提供する。 【構成】 ＶＣＯ２３は、ラッチ４３を後に設ける比較
器４２などの周期信号発生器３０と、ラッチ４３の出力
に接続され、ラッチ４３からの出力信号の非対称性を調
整するためのＮＡＮＤゲート３１などの論理ゲートを有
する。ある実施例では、ＮＡＮＤゲート３１にはラッチ
から第１および第２出力信号を受け取り、第１電源電圧
端子と出力ノード８６との間に接続された２個のプルア
ップ・トランジスタを有する。それぞれ２個のトランジ
スタをもつ２個の切り換え分岐８２，８３および８４，
８５は、出力ノード８６と第２電源電圧端子との間に接
続される。２個のトランジスタにより受け取られる入力
信号の順序が、２個の切り換え分岐の間で反転されて、
デューティ・サイクルの非対称性を補正する。分周器３
２は、ＮＡＮＤゲート３１の出力を分割して、デューテ
ィ・サイクルの調整を完了する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に電気回路に関
し、さらに詳しくは電圧制御発振器（ＶＣＯ：voltage
controlled oscilaltors）とＶＣＯで用いる回路とに関
する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】デジ
タル論理回路には、組み合せ型と順次型という２つの基
本型がある。組み合せ論理回路は、少なくとも１つの入
力信号に応答して非同期的に出力信号を発生する。すな
わち、この回路は、入力信号が回路を伝播するやいなや
出力信号を提供する。一方、順次論理回路は、論理機能
を実行するためのクロックまたはタイミング情報を必要
とする。組み合せ論理回路は、集積回路設計において重
要な構造ブロックであるが、ほとんどすべてのデジタル
集積回路が少なくともいくつかの順次論理回路を用いて
いる。また、切り替えキャパシタ・フィルタを有する回
路などのアナログ集積回路にも、クロック情報を必要と
するものがある。
【０００３】集積回路の速度が速くなるにつれて、ます
ます精密なクロック信号を持つことが必要になってい
る。通常、これらの集積回路は、デジタルクロック入力
信号を受け取り、それを内部回路に与える前にクロック
入力信号を弱める。クロック期間のある部分の間、クロ
ック信号は高論理電圧にあり、クロック期間の別の部分
の間はクロック信号は低論理電圧にある。クロック期間
の残りの部分は、高論理電圧と低論理電圧との間の移行
状態で構成される。
【０００４】多くの用途において、これらの集積回路は
５０／５０デューティ・サイクル、すなわち各クロック
期間において低論理時間と等しい高論理時間を有するク
ロックを受け取ることが望ましい。しかし、集積回路が
高速になればなるほど、クロック・バッファ内の論理ゲ
ートを通る信号の伝播遅延は、クロック期間の大きな割
合を占めるようになる。このために、クロック信号を発
生する論理回路がある論理状態に対してバイアスすると
デューティ・サイクルが５０／５０から変わることがあ
る。
【０００５】このようなデューティ・サイクル・エラー
の大きな要因は、クロック発生器回路内でアナログ（連
続）波形から１または０値のいずれかのデジタル信号へ
の変換にある。アナログからデジタルへの変換は、比較
器とそれに続く交差結合された（cross-coupled ）ＮＡ
ＮＤゲートで頻繁に実行される。比較器は、振幅の小さ
いアナログ信号をほぼデジタルの値に増幅する。交差結
合されたＮＡＮＤゲートが、完全なデジタル信号への変
換を行う。デジタル値を得るためのこの方法は満足の行
くものであるが、交差結合されたＮＡＮＤゲートが体系
的なデューティ・サイクル・エラーを導く。このエラー
は、交差結合されたゲートのネットワークにゲート遅延
の数とは等しくない回数の立ち上がりおよび立ち下がり
があるために生まれる。この事実により、立ち上がり信
号と立ち下がり信号に関してゲート遅延の数の差に等し
い１つのゲート遅延のデューティ・サイクル・エラーが
導入される。周波数が高くなり、より低い電源電圧がゲ
ート遅延回数を大きくすると、このゲート遅延の非対称
性がクロック期間において重要な意味をもつ端数部分と
なる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】従って、本発明はある形
態で、第１，第２，第３および第４切り替え素子を有す
る論理ゲートを提供する。第１切り替え素子は、第１電
源電圧端子に結合された第１端子と、そこに論理ゲート
の出力信号を提供する出力ノードに結合された第２端子
と、第１入力信号を受け取る制御端子とを有する。第２
切り替え素子は、第１電源電圧端子に結合された第１端
子と、出力ノードに結合された第２端子と、第２入力信
号を受け取る制御端子とを有する。第３切り替え素子
は、出力ノードに結合された第１端子と、第２電源電圧
端子に結合された第２端子と、それぞれ第１および第２
入力信号を受け取る第１および第２制御端子とを有す
る。第３切り替え素子には、それぞれ第１および第２入
力信号に応答する出力ノードと第２電源電圧端子との間
にシリアルに結合された第１および第２切り替え副素子
（sublement ）が含まれる。第４切り替え素子は、出力
ノードに結合された第１端子と、第２電源電圧端子に結
合された第２端子と、それぞれ第２および第１入力信号
を受け取る第１および第２制御端子とを有する。第４切
り替え素子には、それぞれ第２および第１入力信号に応
答する出力ノードと第２電源電圧端子との間にシリアル
に結合された第３および第４切り替え副素子が含まれ
る。
【０００７】別の形態においては、本発明は、周期信号
発生器と論理ゲートとを含む対称的な出力をもつ電圧制
御発振器（ＶＣＯ）を提供する。周期信号発生器は、入
力電圧を受け取る入力端子と、周期的な差動出力信号の
正の信号と負の信号とをそれぞれ提供する正および負の
出力端子とを有する。論理ゲートには、第１，第２，第
３および第４切り替え素子が含まれる。第１切り替え素
子は、第１電源電圧端子に結合された第１端子と、そこ
にＶＣＯの出力信号を提供する出力ノードに結合された
第２端子と、第１入力信号を受け取る制御端子とを有す
る。第２切り替え素子は、第１電源電圧端子に結合され
た第１端子と、出力ノードに結合された第２端子と、第
２入力信号を受け取る制御端子とを有する。第３切り替
え素子は、出力ノードに結合された第１端子と、第２電
源電圧端子に結合された第２端子と、それぞれ第１およ
び第２入力信号を受け取る第１および第２制御端子とを
有する。第３切り替え素子には、それぞれ第１および第
２入力信号に応答する出力ノードと第２電源電圧端子と
の間にシリアルに結合された第１および第２切り替え副
素子が含まれる。第４切り替え素子は、出力ノードに結
合された第１端子と、第２電源電圧端子に結合された第
２端子と、それぞれ第２および第１入力信号を受け取る
第１および第２制御端子とを有する。第４切り替え素子
には、それぞれ第２および第１入力信号に応答する出力
ノードと第２電源電圧端子との間にシリアルに結合され
た第３および第４切り替え副素子が含まれる。
【０００８】さらに別の形態では、本発明は、入力比較
器と差動ラッチと論理ゲートとを含む、対称的出力を有
する差動入力と非平衡終端出力との比較器（differenti
al input to single-ended output comparator）を提供
する。入力比較器は、周期的な差動入力信号の正と負の
入力信号をそれぞれ受け取る正および負の入力端子と、
正および負の出力端子とを有する。差動ラッチは、比較
器の正および負の出力端子にそれぞれ結合された正およ
び負の入力端子と、正および負の出力端子とを有する。
論理ゲートは、差動ラッチの正の出力端子に結合された
第１入力端子と、差動ラッチの負の出力端子に結合され
た第２入力端子と、比較器の出力信号を提供する出力端
子とを有する。
【０００９】これらとその他の特徴および利点は、以下
の詳細な説明ならびに添付の図面によりさらに明確に理
解されよう。
【００１０】
【実施例】図１は、本発明による電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）２３を有する位相ロック・ループ（ＰＬＬ：phase
locked loop ）２０のブロック図である。ＰＬＬ２０に
は、位相検出器２１，ループ・フィルタ２２，ＶＣＯ２
３およびループ分周器２４も含まれる。位相検出器２１
は、「ＦREF 」と記された基準信号を受け取る第１入力
端子と、第２入力端子と、「ＰＤOUT 」と記された信号
を提供する出力端子とを有する。ＦREF は、既知の基準
周波数を有するクロック信号で、通常は水晶発振器（図
示せず）により発生される。ループ・フィルタ２２は、
信号ＰＤOUTを受け取る入力端子と、「濾波信号（FILTE
RED SIGNAL ）」と記された信号を提供する出力端子と
を有する。ＶＣＯ２３は、濾波信号を受け取る入力端子
と、「ＶOUT 」と記された信号を提供する出力端子とを
有する。ループ分周器２４は、信号ＶOUT を受け取る入
力端子と、位相検出器２１の第２入力端子に接続された
出力端子とを有する。
【００１１】ＰＬＬ２０は一体として、出力信号ＶOUT
の周波数が、信号ＦREF の周波数のＮ倍になるように機
能する。ただしＮはループ分周器比として定義された値
である。ＰＬＬの構造ブロックを分析すると、この性能
がより明確にわかる。位相検出器２１は、ＦREF と分割
されたＶOUT 信号の位相差を検知する。位相検出器２１
は、信号ＰＤOUT を提供し、この信号がＶＣＯ２３の速
度を速め、遅くし、あるいは同じ周波数にとどめる働き
をする。ループ・フィルタ２２は、信号ＰＤOUT を条件
付けてＰＬＬ２０のノイズに対する免疫性を増大するよ
うに働く。ループ・フィルタ２２がないと、ＰＬＬ２０
は偽信号にあまりに迅速に応答して、結果として出力周
波数の偏差が大きくなる。ＶＣＯ２３は、濾波信号を入
力として取り込み、周波数が濾波信号にほぼ比例するデ
ジタルの周期波形を生成する。ループ分周器２４は、デ
ジタルＶOUT 波形の周波数を既知の定数だけ小さくする
デジタル論理ブロックである。これらのブロックはすべ
て、位相検出器２１の出力の時間平均がゼロになる定常
状態に到達するように共働するので、ＶＣＯ２３は基準
周波数のＮ倍の所望の定周波数を発生する。
【００１２】上記に簡単に説明したＰＬＬ２０の各ブロ
ックには、多くの変形が可能である。第１に、位相検出
器２１は、現在デジタル位相検出器のほうが普及してい
るが、アナログ部品でもデジタル部品でも構築すること
ができる。さらに、デジタル位相検出器を位相と周波数
差の両方を感知するように設計して、ＶＣＯ２３をその
動作範囲全体において正確に制御することもできる。デ
ジタル位相検出器にはまた、通常、デジタルからアナロ
グに波形を変換するためのチャージ・ポンプを後に設け
て、信号をループ・フィルタにより容易に条件付けるこ
とができるようにすることもできる。この場合、位相検
出器２１は、この両方の機能を行う。第２に、ループ・
フィルタ２２は、受動部品（抵抗およびキャパシタ）
か、または受動部品と能動部品（トランジスタ）の組み
合せのいずれからでも作成することができる。どのルー
プ・フィルタを選択すれば適切であるかは、ＰＬＬの用
途によって決まる。第３に、ＶＣＯ２３は、多くのアー
キテクキャに設計することができる。一般的な方法に
は、リング発振器と緩衝発振器（relaxation oscillato
r ）がある。リング発振器は、その発振速度が各インバ
ータ内で得られる電流により決まる奇数のインバータか
らなる閉ループとして構築される。緩衝発振器は、アナ
ログ副回路（subcircuit）の発振を制御するための非線
形の、多くの場合デジタルの回路に依存する。最後に、
ループ分周器２４は、特定の周波数比でＶＣＯ２３の出
力を分割する通常はデジタルの回路である。この分周器
比は、用途により固定にすることも可変することもでき
る。
【００１３】ＰＬＬ２０からの出力信号のデューティ・
サイクルは、ＶOUT をクロック信号として用いる回路の
性能にとって重大である。クロックされた回路（図１で
は図示せず）は、クロックのサイクルのそれぞれ１／２
のサイクルの間に必要な量の仕事を行うように設計され
る。この１／２のサイクルが短すぎると、仕事は終らな
い。また長すぎると、クロックの１／２の期間が終了す
るずっと前にすべての動作が終了するので時間が無駄に
なる。これらのデューティ・サイクル・エラーの大きな
要因を、ＶＣＯ２３を有するＰＬＬ２０を用いることに
より修正することができる。この例では、追加のＮＡＮ
Ｄゲートと分周器とを用いて、前述のような方法で、比
較器の出力により起こるデューティ・サイクル・エラー
を修正する。このデューティ・サイクル・エラーは、比
較器の出力においてラッチを形成する交差結合ゲート内
を伝播するために立ち上がり信号または立ち下がり信号
を取り込むゲート遅延の数に差があるために起こる。こ
のような非対称性により、デューティ・サイクルが余分
なゲート遅延の量だけ５０％からずれる。
【００１４】図２は、図１のＶＣＯ２３を、一部分はブ
ロック図に、一部分は論理図に、一部分は回路図に示
す。ＶＣＯ２３には、一般的に、周期信号発生器３０，
ＮＡＮＤゲート３１および分周器３２が含まれる。周期
信号発生器３０には、一般的に、差動電圧制御電流源４
０，キャパシタ４１，比較器４２およびラッチ４３が含
まれる。
【００１５】差動電圧制御電流源４０には、電圧制御電
流源５０とスイッチ５１〜５４とが含まれる。電圧制御
電流源５０は、第１および第２端子と、濾波信号を受け
取る制御端子とを有する。スイッチ５１は、電圧制御電
流源５０の第１端子に接続された第１端子と、第２端子
と、制御端子とを有する。スイッチ５２は、電圧制御電
流源５０の第１端子に接続された第１端子と、第２端子
と、制御端子とを有する。スイッチ５３は、電圧制御電
流源５０の第２端子に接続された第１端子と、スイッチ
５１の第２端子に接続された第２端子と、制御端子とを
有する。スイッチ５４は、電圧制御電流源５０の第２端
子に接続された第１端子と、スイッチ５２の第２端子に
接続された第２端子と、制御端子とを有する。スイッチ
５１〜５４は、任意の従来の切り替え素子でよいが、Ｖ
ＣＯ２３を相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）技術に
組み込む場合には、伝送ゲートを組み込むことが好まし
い。
【００１６】キャパシタ４１は、スイッチ５１，５３の
第２端子に接続された第１端子と、スイッチ５２，５４
の第２端子に接続された第２端子とを有する。比較器４
２は、スイッチ５１，５３の第２端子に接続された正の
入力端子と、スイッチ５２，５４の第２端子に接続され
た負の入力端子と、正の出力端子と、負の出力端子とを
有する。
【００１７】ラッチ４３には、ＮＡＮＤゲート６０〜６
４が含まれる。ＮＡＮＤゲート６０は、比較器４２の正
の出力端子に接続された第１入力端子と、第２入力端子
と、出力端子とを有する。ＮＡＮＤゲート６１は、比較
器４２の負の出力端子に接続された第１入力端子と、Ｎ
ＡＮＤゲート６０の出力端子に接続された第２入力端子
と、ＮＡＮＤゲート６０の第２入力端子に接続された出
力端子とを有する。ＮＡＮＤゲート６２は、ゲート６０
の出力端子に接続された第１入力端子と、スイッチ５
１，５３の制御端子に接続され「ＶOP2 」と記された信
号を提供する出力端子とを有する。ＮＡＮＤゲート６３
は、ＮＡＮＤゲート６１の出力端子に接続された第１入
力端子と、ＮＡＮＤゲート６２の出力端子に接続された
第２入力端子と、ＮＡＮＤゲート６２の第２入力端子お
よびスイッチ５２，５４の制御端子に接続され「Ｖ
ON2 」と記された信号を提供する出力端子とを有する。
【００１８】ＮＡＮＤゲート３１は、ＮＡＮＤゲート６
２の出力端子に接続された第１入力端子と、ＮＡＮＤゲ
ート６３の出力端子に接続された第２入力端子と、「Ｖ
C 」と記された信号を提供する出力端子とを有する。分
周器３２には、Ｄ型フリップフロップ７０とインバータ
７１とが含まれる。フリップフロップ７０は、「Ｄ］と
記されたデータ入力端子と、「ＣＫ」と記され信号ＶC
を受け取るクロック入力端子と、「Ｑ」と記され信号Ｖ
OUT を提供する真の出力端子とを有する。インバータ７
１は、フリップフロップ７０のＱ出力端子に接続された
入力端子と、フリップフロップ７０のＤ入力端子に接続
された出力端子とを有する。
【００１９】ＶＣＯ２３は、デジタルに制御された極性
をもつ電圧制御電流源５０を用いて、比較器４２への入
力においてキャパシタ４１として現れる寄生容量の充電
および放電を行う。スイッチ５１〜５４は、比較器４２
が切り替わり、デジタル帰還により電流の方向が反転す
ると、比較器４２への入力における差動電圧が交替する
ように電流を操作する。その結果、比較器４２の入力に
は差動的で周期性をもつ振幅の小さい波形が現れる。発
振周波数は、電流源の値にほぼ比例し、これはＶＣＯ２
３への電圧入力により制御される。このため、ＶＣＯ２
３への入力における電圧が大きくなると、電流が増大
し、このために寄生キャパシタがより速く充電され、Ｖ
ＣＯの速度が速くなる。
【００２０】さらに詳しくは、スイッチ５１，５２の制
御入力端子は真である。すなわち、制御入力が高論理に
あるとき、スイッチ５１，５２は閉じる。一方、スイッ
チ５３，５４の制御入力端子は相補的である。すなわ
ち、入力が低論理にあるとき、スイッチ５３，５４は閉
じる。このため、信号ＶOP2 が高論理にあり、信号Ｖ
ON2 が低論理にあるときは、スイッチ５１，５４は閉じ
て、電流源５０はキャパシタ４１の第１端子に電流を送
る。信号ＶOP2 が低論理にあり、信号ＶON2 が高論理に
あるときには、スイッチ５２，５３が閉じて、電流源５
０はキャパシタ４１の第２端子に電流を送る。また、ス
イッチ対５１，５３と５２，５４との出力は、それぞれ
直列ダイオードを通じて並列分路スイッチ（図２には図
示せず）に接続される。信号ＶON2 が高論理にあると
き、第１分路スイッチはスイッチ５３の第２端子とキャ
パシタ４１の第１端子との間に接続された第１ダイオー
ドを迂回して、第２ダイオードがスイッチ５２の第２端
子とキャパシタ４１の第２端子との間に直列に接続され
る。同様に、信号ＶOP2 が高論理にあるときは、第２分
路スイッチはスイッチ５４の第２端子とキャパシタ４１
の第２端子との間に接続された第２ダイオードを迂回し
て、第１ダイオードはスイッチ５２の第２端子とキャパ
シタ４１の第２端子との間に直列に接続される。これら
のダイオードを交互に順方向バイアスし、迂回したため
に、キャパシタ４１の両端に非線形の電圧降下が生まれ
るが、これは比較器４２の出力が状態を変える前に等化
しなければならない。
【００２１】比較器２３の出力のラッチ４３には、２組
の交差結合されたＮＡＮＤゲートが含まれる。ラッチ４
３は、比較器４２のほぼデジタルの出力を取り出し、完
全にデジタルの信号を生成する。これらのゲートの構造
によって、ＶＣＯ２３は発振が起こらないという望まし
くない状態に安定することがなくなる。交差結合された
ゲートの２つの出力は、１つの出力が低論理に移行する
前に他の出力が高論理に移行するので、両方が瞬間的に
高論理になる。ＮＡＮＤゲート３１は、ラッチ４３の出
力を取り出して、ＶOP2 ，ＶON2 の両方が高論理にある
この移行時に低論理を生成する。分周器３２は、ＮＡＮ
Ｄゲート３１の周波数出力を半分にして、比較器４２の
入力に見られる元の周波数を回復する。
【００２２】ＮＡＮＤゲート３１と分周器３１がない
と、ＶＣＯの出力はＶOP2 またはＶON2 のいずれかとし
て提供される。ラッチ４３の出力のゲート遅延の非対称
性がＶＣＯ２３の出力のデューティ・サイクルを変造す
る。前述のように、一方の出力が高論理に移行するまで
もう一方の出力は下がることができないので、ラッチ４
３は５０％のデューティ・サイクル出力を提供しない。
この非対称性は、１ゲート遅延分に等しく、ＮＡＮＤゲ
ート３１および分周器３２により排除されて、ほぼ５０
％のデューティ・サイクルを生成する。
【００２３】ＶＣＯ２３に見られる差動アーキテクチャ
は、いくつかの理由で利点をもつ。第１に、差動回路は
製造工程により影響を受けないので、回路性能は装置の
絶対的性能ではなく装置間の一致によって決まることに
なる。この工程に対する不感性によってＶＣＯ２３の出
力におけるデューティ・サイクルの動作を制御する能力
が増大する。差動回路の別の大きな利点は、ノイズが共
通モードの成分として観測され、差動アーキテクチャに
よって減衰されることである。そのために、ＶＣＯ２３
に示される差動動作により、出力信号がノイズと工程の
変動に影響を受けなくなる。
【００２４】この差動技術は、ラッチ４３の出力を受け
取るＮＡＮＤゲート３１にも引き継がれる。ＮＡＮＤゲ
ート３１もまた、ゲートの半分の部分に関して対称性を
持つので、非平衡終端変換工程を通じてＶＣＯ２３の対
称性を維持する。そのために、ＶＣＯ２３は製造工程の
変動やノイズに影響を受けないデューティ・サイクルを
もつ出力信号を提供する。差動から非平衡終端への変換
は、完全に対称的なアーキテクチャで行われる。ＮＡＮ
Ｄゲート３１の出力を分割する分周器３２は、デューテ
ィ・サイクルにわずかなエラーしか導入しない。これ
は、分周器３２を非常に高速にして移行時間を最小限に
抑えることができるためである。これにより、装置強度
分周器３２に無作為な不一致があっても、デューティ・
サイクルの不一致にはあまり貢献しない。そのため、差
動アーキテクチャと、対称差動から非平衡終端への変換
と、高速の分周器とがすべてデューティ・サイクル・エ
ラーを最小限に抑えることに貢献する。
【００２５】図３は、図２のＮＡＮＤゲート３１の回路
図である。ＮＡＮＤゲート３１には、Ｐチャネル金属酸
化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタ８０，８１と、Ｎチ
ャネルＭＯＳトランジスタ８２〜８５とが含まれる。ト
ランジスタ８０は、「ＶDD」と記された電源電圧端子に
接続されたソースと、信号ＶOP2 を受け取るゲートと、
出力ノード８６に接続されたドレインとを有する。ＶDD
は、約３ボルトの公称電圧を提供する正の値がより高い
電源電圧端子である。トランジスタ８１は、ＶDDに接続
されたソースと、信号ＶON2 を受け取るゲートと、出力
ノード８６に接続されたドレインとを有する。トランジ
スタ８２は、ノード８６に接続されたドレインと、信号
ＶON2 を受け取るゲートと、ソースとを有する。トラン
ジスタ８３は、トランジスタ８２のソースに接続された
ドレインと、信号ＶOP2 を受け取るゲートと、「ＶSS」
と記された電源電圧端子に接続されたソースとを有す
る。ＶSSは、約０ボルトの公称電圧を提供する負の値の
大きい、あるいは接地の電源電圧端子である。トランジ
スタ８４は、ノード８６に接続されたドレインと、信号
ＶOP2 を受け取るゲートと、ソースとを有する。トラン
ジスタ８５は、トランジスタ８４のソースに接続された
ドレインと、信号ＶON2 を受け取るゲートと、ＶSSに接
続されたソースとを有する。
【００２６】ＮＡＮＤゲート３１は、論理ＮＡＮＤ機能
を実行する。ＮＡＮＤゲート３１もまた、各入力ごとに
「低速」または「高速」いずれかの切り替え装置を含む
２個のプルダウン・スタック（pulldown stacks ）のた
めに、各入力について等しい伝播遅延を有する。詳しく
述べると、トランジスタ８０は、ある入力に関してプル
アップを行い、トランジスタ８１が他の入力に関してプ
ルアップを行う。これらの装置は等しい寸法で、各々の
入力に対して同じように応答する。トランジスタ８２，
８３は、プルダウン素子を形成し、トランジスタ８２が
より高速のプルダウン，トランジスタ８３がより低速の
プルダウンとなる。トランジスタ８４，８５は、第２の
プルダウン素子を形成し、トランジスタ８４が高速のプ
ルダウン、トランジスタ８５が低速のプルダウンとな
る。プルダウン・スタックが一体として動作すると、各
入力には別々のスタックに低速と高速の切り替え素子が
あるので、いずれの入力にも等しく応答する。ＮＡＮＤ
ゲート３１の図示された実施例ではＣＭＯＳトランジス
タを用いているが、この動作はトランジスタの種類とは
独立したものであり、デジタル論理設計に用いることの
できる任意のトランジスタ群に適用されることに留意さ
れたい。
【００２７】ＮＡＮＤゲート３１は、単独のプルダウン
・スタックを持つＮＡＮＤゲートに比べて大きな性能上
の利点を示す。単独プルダウン・スタックのＮＡＮＤゲ
ートは、各切り替え素子が放電しなければならない容量
が異なるために、低速および高速の入力をもつ。ＶSSに
接続された切り替え素子は、ＶSSに接続されていないプ
ルダウン・スタック内の切り替え素子よりも多くの容量
を放電しなければならない。この容量の差が、論理ゲー
ト内の伝播遅延の差を生み、ＶＣＯの出力のデューティ
・サイクル・エラーに直接関係する。二重プルダウン・
スタックは、このエラー源をなくして、その入力の両方
に対して等しい動作を有する差動から非平衡終端への変
換器を作成する。
【００２８】別の実施例においては、ＮＡＮＤゲート２
３の対称構造を用いて、ＮＯＲゲートを形成することが
できる。このＮＯＲゲートを図２のＶＣＯ２３のＮＡＮ
Ｄゲート３１に置き換えることができる。このようなＮ
ＯＲゲートは、以前はＶDDに接続されていたノードをＶ
SSに接続し、以前はＶSSに接続されていたノードをＶDD
に接続し、トランジスタの導電型を反転することにより
形成される。すなわち、トランジスタ８０，８１はＮチ
ャネル・トランジスタになり、トランジスタ８２〜８５
がＰチャネル・トランジスタになる。このＮＯＲゲート
をＶＣＯ２３で用いるならば、分周器３２の適切な改造
とＮＡＮＤゲート６０〜６３をＮＯＲゲートに置き換え
ることも必要になる。
【００２９】図４は、図２に関わる信号のタイミング図
である。横軸が時間で、縦軸が電圧に対応し、必ずしも
同尺ではない。ＶIP，ＶIN，ＶOP1 ，ＶON1 ，ＶOP2 ，
ＶON2 ，ＶC ，ＶOUT を含む関係する異なる信号が、縦
軸に順に表される。図４は、ほぼデジタル値である、比
較器に対する小信号入力、信号ＶIP，ＶINと、増幅され
た出力、信号ＶOP1 ，ＶON1 とを図示する。図２のラッ
チ４３の出力における信号ＶOP2 ，ＶON2 は、デューテ
ィ・サイクル・エラーを招く重複を示す。ＮＡＮＤゲー
ト３１の出力の信号ＶC は、信号ＶOP2 ，ＶON2 が重複
する間に低論理へと移行する。分周器３２は信号ＶC の
周波数を下げて、比較器４２の入力において元の周波数
を回復する。
【００３０】図４を詳しく分析すると、信号ＶINが信号
ＶIPを越えるときから、信号ＶON2が高論理に切り替わ
るまでの時間は、信号ＶIPが信号ＶINを越えるときか
ら、ＶOP2 が高論理に切り換わるまでの時間と等しいこ
とがわかる。言い換えれば、立ち上がり信号が比較器４
２とラッチ４３内を伝播するのにかかる時間は、いずれ
の比較器入力についても等しい。デューティ・サイクル
・エラーは、これらのパスのそれぞれの中で立ち上がり
信号と立ち下がり信号の遅延が一致しないために起こ
る。立ち上がり遅延同士は等しく、立ち下がり遅延同士
も等しいが、立ち上がり信号の伝播遅延は立ち下がり信
号の伝播遅延と等しくない。ＮＡＮＤゲート３１の出力
は、ラッチ４３の第２出力が高論理になることに応答し
て低論理になる。そのためＮＡＮＤゲート３１は、立ち
上がり端に反応して、分周器３２が分割するアクティブ
低パルスを生成する。ラッチ４３の出力における重要な
タイミング端は立ち上がり端だけで、これらはクロック
期間の１／２だけ正確に時間がずれる。そのために、差
動対称性により、両信号の立ち上がり端から発生するデ
ューティ・サイクルはほぼ５０％になる。
【００３１】ＶＣＯ（２３）が、出力ノードに結合され
た入力端子と、ＶＣＯ（２３）の第２出力信号を提供す
る出力端子とを有する分周器（３２）によってさらに構
成されることは、本発明の１つの側面である。
【００３２】分周器（３２）がＤ型フリップフロップ
（７０）とインバータ（７１）によって構成されること
は、本発明の別の側面である。Ｄ型フリップフロップ
（７０）は、論理ゲート（３１）の出力ノード（８６）
に結合されたクロック入力端子と、Ｄ入力端子と、ＶＣ
Ｏ（２３）の第２出力信号を提供するＱ出力端子とを有
する。インバータ（７１）は、Ｄ型フリップフロップ
（７０）のＱ出力端子に結合された入力端子と、Ｄ型フ
リップフロップ（７０）のＤ入力端子に結合された出力
端子とを有する。
【００３３】周期信号発生器（３０）が、差動電圧制御
電流源（４０），キャパシタ（４１），比較器（４２）
および差動ラッチ（４３）によって構成されることは、
本発明のさらに別の側面である。差動電圧制御電流源
（４０）は、入力電圧を受け取る入力端子と、正の出力
端子と、負の出力端子とを有する。キャパシタ（４１）
は、差動電圧制御電流源（４０）の正の出力端子に結合
された第１端子と、差動電圧制御電流源（４０）の負の
出力端子に結合された第２端子とを有する。比較器（４
２）は、差動電圧制御電流源（４０）の正および負の出
力端子にそれぞれ結合された正および負の入力端子と、
正および負の出力端子とを有する。差動ラッチ（４３）
は、比較器（４２）の正および負の出力端子にそれぞれ
結合された正および負の入力端子と、周期信号発生器
（３０）の正および負の信号を提供する正および負の出
力端子とを有する。
【００３４】第１（８２），第２（８３），第３（８
４）および第４（８５）切り換え副素子が、それぞれ第
１，第２，第３および第４金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）
トランジスタによって構成されることは、本発明のさら
に別の側面である。
【００３５】第１（８２），第２（８３），第３（８
４）および第４（８５）ＭＯＳトランジスタが、Ｎチャ
ネル・トランジスタであることを特徴とすることは、本
発明のさらに別の側面である。
【００３６】第１（８０）および第２（８１）切り換え
素子が、それぞれ第１および第２金属酸化膜半導体（Ｍ
ＯＳ）トランジスタによって構成されることは、本発明
のさらに別の側面である。
【００３７】第１（８２）および第２（８３）ＭＯＳト
ランジスタが、Ｐチャネル・トランジスタであることを
特徴とすることは、本発明のさらに別の側面である。
【００３８】本発明は、好適な実施例に関連して説明さ
れてきたが、本発明は数多くの方法で改良することがで
き、上記に特定および説明されたものの他にも多くの実
施例が想定できることは、当業者には明白であろう。い
くつかの改良が明白である。たとえば、論理回路はＮＡ
ＮＤゲートに関して開示されているが、電源とトランジ
スタの導電型を反転させるとＮＯＲゲートになる。その
ため、ＮＡＮＤゲート３１を対応するＮＯＲゲートに置
き換えて、ＮＯＲゲートをラッチ４３に用いても、ＶＣ
Ｏ２３は同じ基本性能を有する。また、ＶＣＯ２３は、
リング発振器やその他の種類の緩衝発振器を含むいくつ
かの方法で設計することができる。また、機能を実現す
るためにＭＯＳ以外の別のトランジスタ群を用いること
もできる。従って、添付の請求項は、本発明の精神と範
囲に入るすべての改良を包含するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電圧制御発振器（ＶＣＯ）を有す
る位相ロック・ループ（ＰＬＬ）をブロック図に示す。
【図２】図１のＶＣＯを一部分ブロック図に、一部分論
理図に、また一部分回路図に示す。
【図３】図２のＮＡＮＤゲートを回路図に示す。
【図４】図２に関わる信号のタイミング図である。
【符号の説明】
２０ 位相ロック・ループ（ＰＬＬ） ２１ 位相検出器 ２２ ループ・フィルタ ２３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ２４ ループ分周器

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 対称的な出力を持つ電圧制御発振器（Ｖ
    ＣＯ）（２３）であって：入力電圧を受け取る入力端子
    と、周期的な差動出力信号の正の信号と負の信号をそれ
    ぞれ提供する正および負の出力端子とを有する周期信号
    発生器（３０）；および第１電源電圧端子に結合された
    第１端子と、ＶＣＯ（２３）の出力信号をそこに提供す
    る出力ノード（８６）に結合された第２端子と、第１入
    力信号を受け取る制御端子とを有する第１切り換え素子
    （８０）；前記第１電源電圧端子に結合された第１端子
    と、前記出力ノード（８６）に結合された第２端子と、
    第２入力信号を受け取る制御端子とを有する第２切り換
    え素子（８１）；前記出力ノード（８６）に結合された
    第１端子と、第２電源電圧端子に結合された第２端子
    と、前記第１および第２入力信号をそれぞれ受け取る第
    １および第２制御端子とを有する第３切り換え素子（８
    ２，８３）であって、前記第１および第２入力信号にそ
    れぞれ応答する前記出力ノード（８６）と前記第２電源
    電圧端子との間にシリアルに結合された第１（８２）お
    よび第２（８３）切り換え副素子を含む前記第３切り換
    え素子（８２，８３）；および前記出力ノード（８６）
    に結合された第１端子と、前記第２電源電圧端子に結合
    された第２端子と、前記第２および第１入力信号をそれ
    ぞれ受け取る第１および第２制御端子とを有する第４切
    り換え素子（８４，８５）であって、前記第２および第
    １入力信号にそれぞれ応答する前記出力ノードと前記第
    ２電源電圧端子との間にシリアルに結合された第３（８
    ４）および第４（８５）切り換え副素子を含む前記第４
    切り換え素子（８４，８５）；によって構成される論理
    ゲート（３１）；によって構成されることを特徴とする
    電圧制御発振器（ＶＣＯ）。
  2. 【請求項２】 第１電源電圧端子に結合された第１端子
    と、論理ゲート（３１）の出力信号をそこに提供する出
    力ノード（８６）に結合された第２端子と、第１入力信
    号を受け取る制御端子とを有する第１切り換え素子（８
    ０）；前記第１電源電圧端子に結合された第１端子と、
    前記出力ノード（８６）に結合された第２端子と、第２
    入力信号を受け取る制御端子とを有する第２切り換え素
    子（８１）；前記出力ノード（８６）に結合された第１
    端子と、第２電源電圧端子に結合された第２端子と、前
    記第１および第２入力信号をそれぞれ受け取る第１およ
    び第２制御端子とを有する第３切り換え素子（８２，８
    ３）であって、前記第１および第２入力信号にそれぞれ
    応答する前記出力ノード（８６）と前記第２電源電圧端
    子との間にシリアルに結合された第１（８２）および第
    ２（８３）切り換え副素子を含む前記第３切り換え素子
    （８２，８３）；および前記出力ノード（８６）に結合
    された第１端子と、前記第２電源電圧端子に結合された
    第２端子と、前記第２および第１入力信号をそれぞれ受
    け取る第１および第２制御端子とを有する第４切り換え
    素子（８４，８５）であって、前記第２および第１入力
    信号にそれぞれ応答する前記出力ノードと前記第２電源
    電圧端子との間にシリアルに結合された第３（８４）お
    よび第４（８５）切り換え副素子を含む前記第４切り換
    え素子（８４，８５）；によって構成されることを特徴
    とする対称的な出力を持つ論理ゲート（３１）。
  3. 【請求項３】 第１電源電圧端子に結合された第１電流
    電極と、第１入力信号を受け取る制御電極と、論理ゲー
    ト（３１）の出力信号をそこに提供する出力ノード（８
    ６）に結合された第２電流電極とを有する第１トランジ
    スタ（８０）；前記第１電源電圧端子に結合された第１
    電流電極と、第２入力信号を受け取る制御電極と、前記
    出力ノード（８６）に結合された第２電流電極とを有す
    る第２トランジスタ（８１）；前記出力ノード（８６）
    に結合された第１電流電極と、前記第１入力信号を受け
    取る制御電極と、第２制御電流電極とを有する第３トラ
    ンジスタ（８２）；前記第３トランジスタ（８２）の前
    記第２電流電極に結合された第１電流電極と、前記第２
    入力信号を受け取る制御電極と、第２電源電圧端子に結
    合された第２電流電極とを有する第４トランジスタ（８
    ３）；前記出力ノード（８６）に結合された第１電流電
    極と、前記第２入力信号を受け取る制御電極と、第２電
    流電極とを有する第５トランジスタ（８４）；および前
    記第５トランジスタ（８４）の前記第２電流電極に結合
    された第１電流電極と、前記第１入力信号を受け取る制
    御電極と、前記第２電源電圧端子に結合された第２電流
    電極とを有する第６トランジスタ（８５）；によって構
    成されることを特徴とする対称的な出力を持つ論理ゲー
    ト（３１）。
  4. 【請求項４】 対称的な出力を持つ差動入力と非平衡終
    端出力の比較器（３４）であって：周期差動入力信号の
    正および負の入力信号をそれぞれ受け取る正および負の
    入力端子と、正および負の出力端子とを有する入力比較
    器（４２）；前記比較器（４２）の前記の正および負の
    出力端子にそれぞれ結合された正および負の入力端子
    と、正および負の出力端子とを有する差動ラッチ（４
    ３）；および前記差動ラッチ（４３）の前記の正の出力
    端子に結合された第１入力端子と、前記差動ラッチ（４
    ３）の前記の負の出力端子に結合された第２入力端子
    と、比較器（３４）の出力信号を提供する出力端子とを
    有する論理ゲート（３１）；によって構成されることを
    特徴とし、それによって比較器（３４）の前記出力信号
    が対称になる差動入力と非平衡終端出力の比較器（３
    ４）。
JP6335099A 1993-12-27 1994-12-21 対称的出力を有する電圧制御発振器（ｖｃｏ）と同発振器に用いる論理ゲート Pending JPH07212224A (ja)

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