JPH0691416B2 - フイルタ係数演算装置 - Google Patents
フイルタ係数演算装置Info
- Publication number
- JPH0691416B2 JPH0691416B2 JP7693787A JP7693787A JPH0691416B2 JP H0691416 B2 JPH0691416 B2 JP H0691416B2 JP 7693787 A JP7693787 A JP 7693787A JP 7693787 A JP7693787 A JP 7693787A JP H0691416 B2 JPH0691416 B2 JP H0691416B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- frequency characteristics
- input
- inverse fourier
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、任意の周波数特性を実現するトランスバーサ
ル・フィルタ（以下、FIRフィルタ）を用いたイコライ
ザのフィルタ係数演算装置に関するものである。
ル・フィルタ（以下、FIRフィルタ）を用いたイコライ
ザのフィルタ係数演算装置に関するものである。
従来の技術 近年、オーディオ装置のディジタル化にともない、FIR
フィルタを使用した装置の開発が進められている。FIR
フィルタを用いる装置の代表として温室調整装置があ
る。これにより実現する希望周波数特性は、普通振幅周
波数特性（パワースペクトラム）によって示されるた
め、位相情報を含まない。従って、通常これをそのまま
逆フーリエ変換しても時間関数であるFIR係数を求める
ことはできない。ただし、従来パワースペクトラムから
位相情報を求める方法としてヒルベルト変換の関係を用
いた方法等が考えられ、実用上問題なく希望周波数特性
を実現するFIR係数が求められている。
フィルタを使用した装置の開発が進められている。FIR
フィルタを用いる装置の代表として温室調整装置があ
る。これにより実現する希望周波数特性は、普通振幅周
波数特性（パワースペクトラム）によって示されるた
め、位相情報を含まない。従って、通常これをそのまま
逆フーリエ変換しても時間関数であるFIR係数を求める
ことはできない。ただし、従来パワースペクトラムから
位相情報を求める方法としてヒルベルト変換の関係を用
いた方法等が考えられ、実用上問題なく希望周波数特性
を実現するFIR係数が求められている。
発明が解決しようとする問題点 しかしながらヒルベルト変換の関係を用い、振幅周波数
特性から位相項を求める方法は次のようである（例え
ば、参考文献1:「ディジタル信号処理（下）」伊達玄訳
コロナ社、参考文献2:「ディジタル信号処理の基礎」前
田渡オーム社）。
特性から位相項を求める方法は次のようである（例え
ば、参考文献1:「ディジタル信号処理（下）」伊達玄訳
コロナ社、参考文献2:「ディジタル信号処理の基礎」前
田渡オーム社）。
ヒルベルト変換はもともと与えられた実関数または虚関
数から複素関数を求める方法である。
数から複素関数を求める方法である。
周期Ｎの周期関数ｈ（ｎ）（以下、数列は時間的に離散
なものを表しているものとする）は、周期関数である偶
関数he（ｎ）と奇関数ho（ｎ）の和で表される。
なものを表しているものとする）は、周期関数である偶
関数he（ｎ）と奇関数ho（ｎ）の和で表される。
ｈ（ｎ）＝he（ｎ）＋ho（ｎ） ……………（１） （ｎ＝Ｏ〜Ｎ−１） また、周期因果律を次式のように定義すると ｈ（ｎ）＝Ｏ、−N/2＜ｎ＜Ｏ ………（２） ｈ（ｎ）＝he（ｎ）・ｕ（ｎ） ………（３） として、he（ｎ）からｈ（ｎ）を求めることができる。
ここでhe（ｎ）及びho（ｎ）の性質を見てみると、次の
ようなことがわかる。
ようなことがわかる。
ｈ（ｎ）をフーリエ変換したものを Ｈ（Ｋ）＝KR（Ｋ）＋jKI（Ｋ） …………（４） （Ｋ＝Ｏ〜Ｎ−１） とおくと、he（ｎ）をフーリエ変換したものがHR（Ｋ）
に、ho（ｎ）をフーリエ変換したものはjHI（Ｋ）にな
るということである。
に、ho（ｎ）をフーリエ変換したものはjHI（Ｋ）にな
るということである。
以上の結果から、上の数列を有限期間Ｎの有限期間関数
として見ると、これは逆にHR（Ｋ）（Ｋ＝Ｏ〜Ｎ−１）
の逆フーリエ変換したものは、he（ｎ）（ｎ＝Ｏ〜Ｎ−
１）になるということを示している。
として見ると、これは逆にHR（Ｋ）（Ｋ＝Ｏ〜Ｎ−１）
の逆フーリエ変換したものは、he（ｎ）（ｎ＝Ｏ〜Ｎ−
１）になるということを示している。
以上の性質から次のようなことがわかる。
希望する振幅周波数特性|H′（Ｋ）｜を実現する伝達関
数Ｈ′（Ｋ）を次のようにおく。
数Ｈ′（Ｋ）を次のようにおく。
Ｈ′（Ｋ）＝|H′（Ｋ）｜・ejθ（ω）…………（５） （但し、θ（ω）は位相を表す。） （５）式の両辺の自然対数をとると、 lnH′（Ｋ）＝ln|H′（Ｋ）｜＋ｊθ（ω） ……（６） となる。
ここで、lnH′（Ｋ）の逆フーリエ変換したものをｈ′
（ｎ）とし、ln|H′（Ｋ）｜の逆フーリエ変換をｈ′ｅ
（ｎ）とすると、（３）式から ｈ′（ｎ）＝ｈ′ｅ（ｎ）・ｕ（ｎ） …………（７） となる。
（ｎ）とし、ln|H′（Ｋ）｜の逆フーリエ変換をｈ′ｅ
（ｎ）とすると、（３）式から ｈ′（ｎ）＝ｈ′ｅ（ｎ）・ｕ（ｎ） …………（７） となる。
更に、（７）式から求まったｈ′（ｎ）をフーリエ変換
すると、その求まった値の実数部はln|H′（Ｋ）｜に、
また虚数部はｊθ（ω）に相当する。
すると、その求まった値の実数部はln|H′（Ｋ）｜に、
また虚数部はｊθ（ω）に相当する。
従って、以上のことをまとめると与えられた振幅周波数
特性から位相を求めるには （１）振幅周波数特性の自然対数をとる。
特性から位相を求めるには （１）振幅周波数特性の自然対数をとる。
（２）上記（１）で求まった値を逆フーリエ変換する。
（３）上記（２）で求まったものから（７）式の計算を
行いｈ′（ｎ）を求める。
行いｈ′（ｎ）を求める。
（４）ｈ′（ｎ）を逆フーリエ変換する。
（５）ｈ′（ｎ）の虚数部をとりだす。
という操作を行えば良いことがわかる。
更に、求まった位相を使用し伝達関数を求めるには、 Ｈ′（Ｋ）＝Ｈ′Ｒ（Ｋ）＋jH′Ｉ（Ｋ） …………
（８） Ｈ′Ｒ（Ｋ）＝|H′（Ｋ）・COS（θ（ω）） ……
（９） Ｈ′Ｉ（Ｋ）＝|H′（Ｋ）｜・SIN（θ（ω）） …（1
0） の決算を行えば良い。また、最終的にFIRフィルタに設
定するFIR係数は、Ｈ′（Ｋ）を逆フーリエ変換するこ
とにより求めることができる。
（８） Ｈ′Ｒ（Ｋ）＝|H′（Ｋ）・COS（θ（ω）） ……
（９） Ｈ′Ｉ（Ｋ）＝|H′（Ｋ）｜・SIN（θ（ω）） …（1
0） の決算を行えば良い。また、最終的にFIRフィルタに設
定するFIR係数は、Ｈ′（Ｋ）を逆フーリエ変換するこ
とにより求めることができる。
しかし、以上の計算を行うには莫大な計算量及び計算時
間が必要となり、希望する振幅周波数特性を入力してか
らFIRフィルタにFIR係数を設定するまでに長い時間がか
かる。また、この時間は周波数帯域と周波数分解能が決
まると、固定されてこれを短縮できないという問題点が
あった。
間が必要となり、希望する振幅周波数特性を入力してか
らFIRフィルタにFIR係数を設定するまでに長い時間がか
かる。また、この時間は周波数帯域と周波数分解能が決
まると、固定されてこれを短縮できないという問題点が
あった。
本発明は上記問題点に鑑み、FIR係数を求める際の計算
時間を短くすることができるフィルタ係数演算装置を提
供することを目的としている。
時間を短くすることができるフィルタ係数演算装置を提
供することを目的としている。
問題点を解決するための手段 本発明のフィルタ係数演算装置は、所望の振幅周波数特
性を構成する複数の標本点を入力するための入力手段
と、前記入力手段により入力された標本点を、その振幅
周波数特性上において複数に帯域分割し、入力された前
記所望の振幅周波数特性を復元できるように標本点を実
質的に間引く帯域分割手段と、前記帯域分割手段により
複数に分割された各帯域における振幅周波数特性の標本
点からヒルベルト変換の関係を用いて位相周波数特性を
求め、これら振幅周波数特性と位相周波数特性とを用い
て伝達関数を求める演算手段と、前記演算手段により求
まった伝達完成を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手
段と、前記逆フーリエ変換手段の出力をフィルタ係数と
して転送する転送手段を具備してなるものである。
性を構成する複数の標本点を入力するための入力手段
と、前記入力手段により入力された標本点を、その振幅
周波数特性上において複数に帯域分割し、入力された前
記所望の振幅周波数特性を復元できるように標本点を実
質的に間引く帯域分割手段と、前記帯域分割手段により
複数に分割された各帯域における振幅周波数特性の標本
点からヒルベルト変換の関係を用いて位相周波数特性を
求め、これら振幅周波数特性と位相周波数特性とを用い
て伝達関数を求める演算手段と、前記演算手段により求
まった伝達完成を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手
段と、前記逆フーリエ変換手段の出力をフィルタ係数と
して転送する転送手段を具備してなるものである。
作 用 本発明は上記した構成により、希望振幅周波数特性を複
数の帯域に分割し、分割された帯域の振幅周波数特性を
表すことのできる標本化周波数及び周波数分解能で各帯
域の振幅周波数特性を離散的に表し、更にこれらそれぞ
れの帯域についてヒルベルト変換の関係を用いFIR係数
を求める。更に希望振幅周波数特性全帯域を表現できる
FIR係数を求めるには、標本化周波数を一致させること
が必要であり、各帯域で求まったFIR係数のデータ間に
零点を挿入し、或は直線補間、或は標本化周波数変換を
行い、これを分割された帯域のみ通す低域通過フィル
タ，帯域通過フィルタ，或は高域通過フィルタを通した
後、FIR係数を全て加算することにより全帯域の希望振
幅周波数特性を実現するFIR係数を求めるもので、特性
を表すデータ点数を過剰に必要とせず、各帯域毎のFIR
係数が求まるものである。
数の帯域に分割し、分割された帯域の振幅周波数特性を
表すことのできる標本化周波数及び周波数分解能で各帯
域の振幅周波数特性を離散的に表し、更にこれらそれぞ
れの帯域についてヒルベルト変換の関係を用いFIR係数
を求める。更に希望振幅周波数特性全帯域を表現できる
FIR係数を求めるには、標本化周波数を一致させること
が必要であり、各帯域で求まったFIR係数のデータ間に
零点を挿入し、或は直線補間、或は標本化周波数変換を
行い、これを分割された帯域のみ通す低域通過フィル
タ，帯域通過フィルタ，或は高域通過フィルタを通した
後、FIR係数を全て加算することにより全帯域の希望振
幅周波数特性を実現するFIR係数を求めるもので、特性
を表すデータ点数を過剰に必要とせず、各帯域毎のFIR
係数が求まるものである。
実 施 例 以下、本発明の一実施例について、図面の参照しながら
説明する。第１図は、本発明の第１の実施例におけるフ
ィルタ係数演算装置のブロック図を示すものである。
説明する。第１図は、本発明の第１の実施例におけるフ
ィルタ係数演算装置のブロック図を示すものである。
第１図において、１はFIRフィルタで実現しようとする
希望振幅周波数特性の入力回路、２は入力された振幅周
波数特性を複数の帯域に分割するとともに、分割された
帯域の特性をより少ない点で表すために入力回路１で入
力された希望振幅周波数特性の点を間引く帯域分割回路
である。
希望振幅周波数特性の入力回路、２は入力された振幅周
波数特性を複数の帯域に分割するとともに、分割された
帯域の特性をより少ない点で表すために入力回路１で入
力された希望振幅周波数特性の点を間引く帯域分割回路
である。
第３図（ａ）は希望振幅周波数特性を示すもので、この
希望振幅周波数特性は離散的に曲線上の点で示され、そ
の周波数間隔は希望する振幅周波数特性の低域の周波数
分解能により決められる。第３図（ｂ），（ｃ），
（ｄ）は第１図の帯域分割回路２によって分割された３
つの帯域を示すものである。第３図において、横軸であ
る周波数軸に示されているfN1,fN2,fNは分割された帯域
の最大周波数であり、ナイキスト周波数と呼ばれるもの
で標本化周波数の1/2である。
希望振幅周波数特性は離散的に曲線上の点で示され、そ
の周波数間隔は希望する振幅周波数特性の低域の周波数
分解能により決められる。第３図（ｂ），（ｃ），
（ｄ）は第１図の帯域分割回路２によって分割された３
つの帯域を示すものである。第３図において、横軸であ
る周波数軸に示されているfN1,fN2,fNは分割された帯域
の最大周波数であり、ナイキスト周波数と呼ばれるもの
で標本化周波数の1/2である。
第１図において、３は第３図（ｂ），（ｃ），（ｄ）に
示す帯域のそれぞれからヒルベルト変換の関係を用い伝
達関数を求める演算回路、４は希望振幅周波数特性を実
現するFIR係数を求めるために、演算回路３で求まった
伝達関数を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路、５
は標本点補間回路、６は各帯域のFIR係数の送れ時間補
正を行う遅延回路、701,702,703は低域通過フィルタ、
低域通過フィルタ、高域通過フィルタ（以下、フィルタ
回路と呼ぶ）で各帯域のみの信号を通すフィルタ構成に
なっている。
示す帯域のそれぞれからヒルベルト変換の関係を用い伝
達関数を求める演算回路、４は希望振幅周波数特性を実
現するFIR係数を求めるために、演算回路３で求まった
伝達関数を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路、５
は標本点補間回路、６は各帯域のFIR係数の送れ時間補
正を行う遅延回路、701,702,703は低域通過フィルタ、
低域通過フィルタ、高域通過フィルタ（以下、フィルタ
回路と呼ぶ）で各帯域のみの信号を通すフィルタ構成に
なっている。
第４図（ａ）に標本点補間の一例を示す。逆フーリエ変
換により求められた時間軸上の値（丸点）の間に、零点
をＸで示される時間に挿入する。これを各帯域フィルタ
に通すことにより第４図（ｂ）に示される時間波形が得
られ、この例の場合には標本化周波数が３倍になる。第
５図（ａ），（ｂ），（ｃ）はフィルタ回路701,702,70
3の特性を示すものである。８は各帯域毎に求められたF
IR係数を足し合わせる加算回路である。第６図（ａ），
（ｂ），（ｃ）はフィルタ回路701,702,703に標本化周
波数変換された時間波形を通すことにより求められた各
帯域の希望振幅周波数特性を実現するFIR係数であり、
これら全てを足し合わせることにより第６図（ｄ）に示
す全帯域の希望振幅周波数特性を実現するFIR係数が求
まる。９はFIR係数をFIRフィルタに転送する転送回路で
ある。
換により求められた時間軸上の値（丸点）の間に、零点
をＸで示される時間に挿入する。これを各帯域フィルタ
に通すことにより第４図（ｂ）に示される時間波形が得
られ、この例の場合には標本化周波数が３倍になる。第
５図（ａ），（ｂ），（ｃ）はフィルタ回路701,702,70
3の特性を示すものである。８は各帯域毎に求められたF
IR係数を足し合わせる加算回路である。第６図（ａ），
（ｂ），（ｃ）はフィルタ回路701,702,703に標本化周
波数変換された時間波形を通すことにより求められた各
帯域の希望振幅周波数特性を実現するFIR係数であり、
これら全てを足し合わせることにより第６図（ｄ）に示
す全帯域の希望振幅周波数特性を実現するFIR係数が求
まる。９はFIR係数をFIRフィルタに転送する転送回路で
ある。
第１の実施例で用いられるFIRフィルタの一例を第７図
に示す。第７図において、10はディジタル信号の入力回
路、11はFIRフィルタを実現するための入力信号の記憶
及び遅延を行うディジタル信号記憶遅延回路、12はフィ
ルタ係数演算装置より転送されるFIR係数を保持するFIR
係数保持回路、121はFIR係数保持回路12への係数転送
線、13は演算回路131と加算回路132を有する積和回路、
14はFIRフィルタ処理された信号を出力するデイジタル
信号出力回路である。
に示す。第７図において、10はディジタル信号の入力回
路、11はFIRフィルタを実現するための入力信号の記憶
及び遅延を行うディジタル信号記憶遅延回路、12はフィ
ルタ係数演算装置より転送されるFIR係数を保持するFIR
係数保持回路、121はFIR係数保持回路12への係数転送
線、13は演算回路131と加算回路132を有する積和回路、
14はFIRフィルタ処理された信号を出力するデイジタル
信号出力回路である。
第２図は、本発明の第２の実施例を示すものである。本
実施例の特徴は各帯域のFIR係数を求め、これをFIRフィ
ルタに直接に転送する事にある。
実施例の特徴は各帯域のFIR係数を求め、これをFIRフィ
ルタに直接に転送する事にある。
本実施例に用いられるFIRフィルタの一例を第８図に示
す。このフィルタの特徴は、ディジタル信号入力回路10
に入力されたディジタル信号を低域通過フィルタ151,帯
域通過フィルタ152,帯域通過フィルタ153に通した後、
低域及び帯域の上限がナイキスト周波数である標本化周
波数になるように低域用標本点間引き回路16,中域用標
本点間引き回路162で標本点の間引きを行い、それぞれ
のブロックで第７図に示したものと同様の積和処理が行
われることである。ここで、FIR係数保持回路12には各
帯域に対応したFIR係数が第２の実施例の転送回路９よ
り送られてくる。更に第１の実施例で示したものと同様
の低域用標本点補間回路171,中域用標本点補間回路172
及び低域通過フィルタ151,帯域通過フィルタ152,高域通
過フィルタ153を経た後、ディジタル信号加算回路18で
ディジタル信号の加算処理された後にディジタル信号出
力される。
す。このフィルタの特徴は、ディジタル信号入力回路10
に入力されたディジタル信号を低域通過フィルタ151,帯
域通過フィルタ152,帯域通過フィルタ153に通した後、
低域及び帯域の上限がナイキスト周波数である標本化周
波数になるように低域用標本点間引き回路16,中域用標
本点間引き回路162で標本点の間引きを行い、それぞれ
のブロックで第７図に示したものと同様の積和処理が行
われることである。ここで、FIR係数保持回路12には各
帯域に対応したFIR係数が第２の実施例の転送回路９よ
り送られてくる。更に第１の実施例で示したものと同様
の低域用標本点補間回路171,中域用標本点補間回路172
及び低域通過フィルタ151,帯域通過フィルタ152,高域通
過フィルタ153を経た後、ディジタル信号加算回路18で
ディジタル信号の加算処理された後にディジタル信号出
力される。
発明の効果 以上述べてきたように、本発明によれば各帯域の特性を
表すのに過剰なデータ数を必要としないため、FIR係数
を求める演算処理を短時間に小さな回路規模で行えるも
のであり、実用的に非常に有用である。
表すのに過剰なデータ数を必要としないため、FIR係数
を求める演算処理を短時間に小さな回路規模で行えるも
のであり、実用的に非常に有用である。
第１図は本発明の第１の実施例におけるフィルタ係数演
算装置のブロック図、第２図は本発明の第２の実施例に
おけるフィルタ係数演算アルゴリズムを示すフローチャ
ート、第３図は本発明である入力された希望振幅周波数
特性を複数の帯域に分割し特性を表す点数を少なくする
ことを示した概念図、第４図は零点挿入と帯域フィルタ
による標本化周波数変換を示す特性図、第５図はフィル
タの周波数特性図、第６図は第１図の各フィルタの出力
とこれらを足し合わせた出力を示す特性図、第７図は第
１の実施例に用いられるFIRフィルタの一例を示すブロ
ック図、第８図は第２の実施例で用いられるFIRフィル
タの一例を示すブロック図である。 １……希望振幅周波数特性入力回路、２……帯域分割回
路、３……演算回路、４……逆フーリエ変換回路、５…
…標本点補間回路、６……遅延回路、８……FIR係数加
算手段、９……FIR係数転送回路、10……ディジタル信
号入力回路、12……FIR係数保持回路、13……積和回
路、14……ディジタル信号出力回路、131……乗算回
路、132……加算回路、151……低域通過フィルタ、152
……帯域通過フィルタ、153……高域通過フィルタ、171
……低域用標本点補間回路、172……中域用標本点補間
回路、701……低域通過フィルタ、702……帯域通過フィ
ルタ、703……高域通過フィルタ。
算装置のブロック図、第２図は本発明の第２の実施例に
おけるフィルタ係数演算アルゴリズムを示すフローチャ
ート、第３図は本発明である入力された希望振幅周波数
特性を複数の帯域に分割し特性を表す点数を少なくする
ことを示した概念図、第４図は零点挿入と帯域フィルタ
による標本化周波数変換を示す特性図、第５図はフィル
タの周波数特性図、第６図は第１図の各フィルタの出力
とこれらを足し合わせた出力を示す特性図、第７図は第
１の実施例に用いられるFIRフィルタの一例を示すブロ
ック図、第８図は第２の実施例で用いられるFIRフィル
タの一例を示すブロック図である。 １……希望振幅周波数特性入力回路、２……帯域分割回
路、３……演算回路、４……逆フーリエ変換回路、５…
…標本点補間回路、６……遅延回路、８……FIR係数加
算手段、９……FIR係数転送回路、10……ディジタル信
号入力回路、12……FIR係数保持回路、13……積和回
路、14……ディジタル信号出力回路、131……乗算回
路、132……加算回路、151……低域通過フィルタ、152
……帯域通過フィルタ、153……高域通過フィルタ、171
……低域用標本点補間回路、172……中域用標本点補間
回路、701……低域通過フィルタ、702……帯域通過フィ
ルタ、703……高域通過フィルタ。
Claims (2)
- 【請求項１】所望の振幅周波数特性を構成する複数の標
本点を入力するための入力手段と、前記入力手段により
入力された標本点を、その振幅周波数特性上において複
数に帯域分割し、入力された前記所望の振幅周波数特性
を復元できるように標本点を実質的に間引く帯域分割手
段と、前記帯域分割手段により複数に分割された各帯域
における振幅周波数特性の標本点からヒルベルト変換の
関係を用いて位相周波数特性を求め、これら振幅周波数
特性と位相周波数特性とを用いて伝達関数を求める演算
手段と、前記演算手段により求まった伝達関数を逆フー
リエ変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変
換手段の出力をフィルタ係数として転送する転送手段を
具備してなるフィルタ係数演算装置。 - 【請求項２】所望の振幅周波数特性を構成する複数の標
本点を入力するための入力手段と、前記入力手段により
入力された標本点を、その振幅周波数特性上において複
数に帯域分割し、入力された前記所望の振幅周波数特性
を復元できるように標本点を実質的に間引く帯域分割手
段と、前記帯域分割手段により複数に分割された各帯域
における振幅周波数特性の標本点からヒルベルト変換の
関係を用いて位相周波数特性を求め、これら振幅周波数
特性と位相周波数特性とを用いて伝達関数を求める演算
手段と、前記演算手段により求まった伝達関数を逆フー
リエ変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変
換手段で求められた各フィルタ係数の標本化周波数を全
て同じ周波数に変換する標本化周波数変換手段と、前記
標本化周波数変換手段からの出力を所定の帯域だけ通過
させて出力する帯域通過フィルタ手段と、各帯域で求ま
ったフィルタ係数を加算する加算手段と、前記加算手段
の出力をフィルタ係数として転送する転送手段を具備し
てなるフィルタ係数演算装置。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7693787A JPH0691416B2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | フイルタ係数演算装置 |
| EP88300324A EP0284175B1 (en) | 1987-03-23 | 1988-01-15 | Calculation of filter factors for digital filter |
| DE3856040T DE3856040T2 (de) | 1987-03-23 | 1988-01-15 | Filterkoeffizientenberechnung für ein digitales Filter |
| EP93102770A EP0544647B1 (en) | 1987-03-23 | 1988-01-15 | Calculation of filter factors for digital filter |
| US07/144,477 US4896285A (en) | 1987-03-23 | 1988-01-15 | Calculation of filter factors for digital filter |
| DE3853372T DE3853372T2 (de) | 1987-03-23 | 1988-01-15 | Filterkoeffizientenberechnung für ein digitales Filter. |
| CA000556581A CA1280808C (en) | 1987-03-23 | 1988-01-15 | Calculation of filter factors for digital filter |
| KR1019880003042A KR910007021B1 (ko) | 1986-07-18 | 1988-03-22 | 필터계수 연산장치 및 필터계수의 연산설정방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7693787A JPH0691416B2 (ja) | 1987-03-30 | 1987-03-30 | フイルタ係数演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63244923A JPS63244923A (ja) | 1988-10-12 |
| JPH0691416B2 true JPH0691416B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=13619645
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7693787A Expired - Fee Related JPH0691416B2 (ja) | 1986-07-18 | 1987-03-30 | フイルタ係数演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0691416B2 (ja) |
-
1987
- 1987-03-30 JP JP7693787A patent/JPH0691416B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63244923A (ja) | 1988-10-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0284175B1 (en) | Calculation of filter factors for digital filter | |
| KR101687658B1 (ko) | 처프-지 역변환 방법 및 시스템 | |
| JPH0759186A (ja) | 音響信号の線形歪補償方法及びその装置 | |
| JP3066241B2 (ja) | ディジタルフィルタ及び同ディジタルフィルタを用いたオーバサンプリング型アナログ／ディジタル変換器 | |
| US4689759A (en) | Process and installation for the analysis and retrieval of a sampling and interpolation signal | |
| EP1176516A2 (en) | Recursive discrete fourier transformation apparatus | |
| WO2017154350A1 (ja) | データ処理装置、データ処理方法及び通信装置 | |
| JPH0691416B2 (ja) | フイルタ係数演算装置 | |
| EP1533898A1 (en) | Digital filter designing method, digital filter designing program, digital filter | |
| JPH0728202B2 (ja) | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 | |
| JPH0728203B2 (ja) | トランスバ−サル・フイルタ−係数演算装置 | |
| JP2809418B2 (ja) | 超音波診断装置 | |
| JP2629705B2 (ja) | 音質調整装置 | |
| JPH0258410A (ja) | 信号処理方法とその装置 | |
| Angus | Modern Sampling: A Tutorial | |
| JP2635361B2 (ja) | 変調装置 | |
| JP2914979B2 (ja) | 周波数変換装置 | |
| CN115398827B (zh) | 用于补偿光传输系统中的群速度色散的数字滤波器装置 | |
| JP2922530B2 (ja) | デジタル変調装置 | |
| JPS6114689B2 (ja) | ||
| JP2510522B2 (ja) | 信号処理装置 | |
| JPS63246914A (ja) | フイルタ係数の演算設定方法 | |
| JPH05145377A (ja) | 周波数帯域分割フイルタ演算方式 | |
| GB2030410A (en) | A Digital Time Domain Transversal Filter | |
| JP2812947B2 (ja) | 復調方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |