JPH0728202B2 - トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 - Google Patents
トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置Info
- Publication number
- JPH0728202B2 JPH0728202B2 JP17006386A JP17006386A JPH0728202B2 JP H0728202 B2 JPH0728202 B2 JP H0728202B2 JP 17006386 A JP17006386 A JP 17006386A JP 17006386 A JP17006386 A JP 17006386A JP H0728202 B2 JPH0728202 B2 JP H0728202B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency characteristic
- fir
- amplitude frequency
- inverse fourier
- hilbert
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、任意の周波数特性を実現するトランスバーサ
ルフィルター（以下、FIRフィルター）係数演算装置に
関するものである。
ルフィルター（以下、FIRフィルター）係数演算装置に
関するものである。
従来の技術 FIRフィルターを用いる装置の代表として音質調整装置
がある。これにより実現する希望周波数特性は、普通、
振幅周波数特性（パワースペクトラム）によって示さ
れ、これは位相情報を含むものではない。したがってこ
れをそのまま逆フーリエ変換して時間関数であるFIR係
数を求めることはできない。従来、パワースペクトラム
より位相情報を求める方法としてヒルベルト変換を利用
した手法が考え出され、実用上問題なく希望周波数特性
を実現するFIR係数が求められている（例えば、参考文
献1:音響学会、電気音響研究会 1985年 EA85−44）。
がある。これにより実現する希望周波数特性は、普通、
振幅周波数特性（パワースペクトラム）によって示さ
れ、これは位相情報を含むものではない。したがってこ
れをそのまま逆フーリエ変換して時間関数であるFIR係
数を求めることはできない。従来、パワースペクトラム
より位相情報を求める方法としてヒルベルト変換を利用
した手法が考え出され、実用上問題なく希望周波数特性
を実現するFIR係数が求められている（例えば、参考文
献1:音響学会、電気音響研究会 1985年 EA85−44）。
以下この方法について図面を用いて簡単に説明する。
ヒルベルト変換は、与えられた実関数あるいは虚関数を
複素関数に変換する手法である（参考文献2:ディジタル
信号処理の基礎 前田渡 オーム社）。参考文献１に示
される手法は希望する周波数特性、つまり第３図（ａ）
において、実線で示す振幅周波数特性を実関数として仮
定し、これより複素関数を求める。これを第３図（ｂ）
に実関数を実線で、虚関数を破線で示す。求まった複素
関数から振幅周波数特性を求めると、希望する振幅周波
数特性からはずれたものになっている。第３図（ｃ）に
ヒルベルト変換後の周波数特性を実線で、希望周波数特
性を破線で示す。そこでその差が小さくなるように希望
周波数特性を各周波数についてその差分の一定比率だけ
増減させ、再度ヒルベルト変換するものであり、この逐
次比較を数回繰り返すことにより、実用上問題のない程
度に希望周波数特性を実現する複素関数が求まるもので
あり、これを逆フーリエ変換することによりFIR係数が
求まる。
複素関数に変換する手法である（参考文献2:ディジタル
信号処理の基礎 前田渡 オーム社）。参考文献１に示
される手法は希望する周波数特性、つまり第３図（ａ）
において、実線で示す振幅周波数特性を実関数として仮
定し、これより複素関数を求める。これを第３図（ｂ）
に実関数を実線で、虚関数を破線で示す。求まった複素
関数から振幅周波数特性を求めると、希望する振幅周波
数特性からはずれたものになっている。第３図（ｃ）に
ヒルベルト変換後の周波数特性を実線で、希望周波数特
性を破線で示す。そこでその差が小さくなるように希望
周波数特性を各周波数についてその差分の一定比率だけ
増減させ、再度ヒルベルト変換するものであり、この逐
次比較を数回繰り返すことにより、実用上問題のない程
度に希望周波数特性を実現する複素関数が求まるもので
あり、これを逆フーリエ変換することによりFIR係数が
求まる。
発明が解決しようとする問題点 参考文献1,2によるとヒルベルト変換を離散的系で論じ
たとき、その変換式は（１），（２）式で示される。
たとき、その変換式は（１），（２）式で示される。
（１），（２）式においてＨ（ｋ）は求める複素関数、
Ｐ（ｍ）は実関数、UN（ｋ−ｍ）は（２）式で示され
る。ヒルベルト変換を行う手段において（２）式で示さ
れる値はあらかじめ求められデータテーブルとして設定
する事が可能である。（１）式においてのＰ（ｍ）は変
化するため（１）式を実現するには積和演算手段が必要
であり、Ｎ点のヒルベルト変換を行うにはN2回の積和演
算が最低必要である。N2回の積和演算がヒルベルト変換
の変換時間と変換演算装置の規模を決定する事になる。
周波数帯域と周波数分解能が決まるとヒルベルト変換演
算時間と装置規模がおのずと決まりこれを短縮出来ない
という問題点があった。
Ｐ（ｍ）は実関数、UN（ｋ−ｍ）は（２）式で示され
る。ヒルベルト変換を行う手段において（２）式で示さ
れる値はあらかじめ求められデータテーブルとして設定
する事が可能である。（１）式においてのＰ（ｍ）は変
化するため（１）式を実現するには積和演算手段が必要
であり、Ｎ点のヒルベルト変換を行うにはN2回の積和演
算が最低必要である。N2回の積和演算がヒルベルト変換
の変換時間と変換演算装置の規模を決定する事になる。
周波数帯域と周波数分解能が決まるとヒルベルト変換演
算時間と装置規模がおのずと決まりこれを短縮出来ない
という問題点があった。
本発明は上記問題点に鑑み発明されたものであり、ヒル
ベルト変換に要する積和演算の回数が少なく演算時間が
短縮され、さらに装置規模が小さいトランスバーサルフ
ィルター係数演算装置を提求することを目的としてい
る。
ベルト変換に要する積和演算の回数が少なく演算時間が
短縮され、さらに装置規模が小さいトランスバーサルフ
ィルター係数演算装置を提求することを目的としてい
る。
問題点を解決するための手段 本発明のトランスバーサルフィルター係数演算装置は、
希望する所望の振幅周波数特性を形成する標本点を入力
する入力手段と、前記入力された振幅周波数特性を複数
の周波数帯域に分割する帯域分割手段と、前記分割され
たそれぞれの周波数帯域において、標本化された信号の
標本点を適当に間引く標本点間引き手段と、前記標本点
間引き手段から出力される各々の信号に対しそれぞれヒ
ルベルト変換を行うヒルベルト変換手段と、前記ヒルベ
ルト変換により算出された振幅周波数特性を前記所望の
振幅周波数特性と比較し、この差が小さくなるよう補正
する周波数特性評価補正手段と、前記周波数特性評価補
正手段から出力される補正された振幅周波数特性に対し
て逆フーリエ変換を施してフィルター係数を求める逆フ
ーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段で得られた
各々のフィルター係数を加算して加算後の値を転送する
FIR係数転送手段とを備えて構成したものである。
希望する所望の振幅周波数特性を形成する標本点を入力
する入力手段と、前記入力された振幅周波数特性を複数
の周波数帯域に分割する帯域分割手段と、前記分割され
たそれぞれの周波数帯域において、標本化された信号の
標本点を適当に間引く標本点間引き手段と、前記標本点
間引き手段から出力される各々の信号に対しそれぞれヒ
ルベルト変換を行うヒルベルト変換手段と、前記ヒルベ
ルト変換により算出された振幅周波数特性を前記所望の
振幅周波数特性と比較し、この差が小さくなるよう補正
する周波数特性評価補正手段と、前記周波数特性評価補
正手段から出力される補正された振幅周波数特性に対し
て逆フーリエ変換を施してフィルター係数を求める逆フ
ーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段で得られた
各々のフィルター係数を加算して加算後の値を転送する
FIR係数転送手段とを備えて構成したものである。
作 用 本発明は上記した構成により、特性を表すデータ点数を
過剰に必要とせず、各帯域毎のFIR係数が求まるもので
ある。
過剰に必要とせず、各帯域毎のFIR係数が求まるもので
ある。
実施例 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。
る。
第１図は本発明のFIR係数演算装置の第１の実施例を示
すブロック図である。第１図において、１はFIRフィル
ターで実現しようとする希望周波数特性入力手段（以下
入力手段という）であり、201は入力された振幅周波数
特性を複数の周波数帯域に分割する帯域分割手段、202
はこの分割された各々の周波数帯域の振幅周波数特性を
より少ない点で表すために、希望周波数特性入力手段１
で入力された標本点の一部を間引く標本点間引き手段で
ある。尚、第４図（ａ）の希望周波数特性は離散的に曲
線上の点で示され、その周波数間隔は希望する周波数特
性の低音域の周波数分解能により求められる。第４図
（ｂ），（ｃ），（ｄ）は第１図の帯域分割手段201に
よって分割された３つの帯域である。第４図において横
軸である周波数軸に示されるfN1,fN2,fNは分割された帯
域の最大周波数であり、ディジタル信号理論ではナイキ
スト周波数と呼ばれるものであり標本化周波数の1/2で
ある。
すブロック図である。第１図において、１はFIRフィル
ターで実現しようとする希望周波数特性入力手段（以下
入力手段という）であり、201は入力された振幅周波数
特性を複数の周波数帯域に分割する帯域分割手段、202
はこの分割された各々の周波数帯域の振幅周波数特性を
より少ない点で表すために、希望周波数特性入力手段１
で入力された標本点の一部を間引く標本点間引き手段で
ある。尚、第４図（ａ）の希望周波数特性は離散的に曲
線上の点で示され、その周波数間隔は希望する周波数特
性の低音域の周波数分解能により求められる。第４図
（ｂ），（ｃ），（ｄ）は第１図の帯域分割手段201に
よって分割された３つの帯域である。第４図において横
軸である周波数軸に示されるfN1,fN2,fNは分割された帯
域の最大周波数であり、ディジタル信号理論ではナイキ
スト周波数と呼ばれるものであり標本化周波数の1/2で
ある。
第１図において３は、第４図（ｂ），（ｃ），（ｄ）を
それぞれヒルベルト変換するヒルベルト変換手段であ
り、４はヒルベルト変換後の特性が希望する特性に問題
のない程度に一致しているかどうかを判定し、あってい
ない時には補正を加え再度ヒルベルト変換手段３に入力
する周波数特性評価補正手段であり、参考文献１に準ず
る。尚、ブロックＡ〜Ｃは同一の機能を実現するブロッ
クである。
それぞれヒルベルト変換するヒルベルト変換手段であ
り、４はヒルベルト変換後の特性が希望する特性に問題
のない程度に一致しているかどうかを判定し、あってい
ない時には補正を加え再度ヒルベルト変換手段３に入力
する周波数特性評価補正手段であり、参考文献１に準ず
る。尚、ブロックＡ〜Ｃは同一の機能を実現するブロッ
クである。
５は希望周波数特性を実現するFIR係数を求めるために
周波数特性評価補正手段３により求められた実関数及び
虚関数をもちいて逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手
段である。６は標本点補間手段であり、701,702,703は
各帯域のみの信号を通すフィルターである。第５図
（ａ）に標本点補間の一例を示している。逆フーリエ変
換により求められた時間軸上の値（丸点）の間にゼロ値
をｘで示される時間に挿入する。これを各通過フィルタ
ーに通すことにより（ｂ）に示される時間軸波形が得ら
れ、この例の場合には標本化周波数が３倍になる。第６
図には各帯域通過フィルターの特性を示す。
周波数特性評価補正手段３により求められた実関数及び
虚関数をもちいて逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手
段である。６は標本点補間手段であり、701,702,703は
各帯域のみの信号を通すフィルターである。第５図
（ａ）に標本点補間の一例を示している。逆フーリエ変
換により求められた時間軸上の値（丸点）の間にゼロ値
をｘで示される時間に挿入する。これを各通過フィルタ
ーに通すことにより（ｂ）に示される時間軸波形が得ら
れ、この例の場合には標本化周波数が３倍になる。第６
図には各帯域通過フィルターの特性を示す。
８は各帯域毎に求められたFIR係数を足し合わせるFIR係
数加算手段である。第７図（ａ），（ｂ），（ｃ）は各
帯域の通過フィルター701,702,703に標本化周波数変換
された時間，波形を通すことにより求められた各帯域の
希望周波数特性を実現するFIR係数であり、これらを全
て足し合わせることにより全帯域の希望周波数特性を実
現するFIR係数が求まる。
数加算手段である。第７図（ａ），（ｂ），（ｃ）は各
帯域の通過フィルター701,702,703に標本化周波数変換
された時間，波形を通すことにより求められた各帯域の
希望周波数特性を実現するFIR係数であり、これらを全
て足し合わせることにより全帯域の希望周波数特性を実
現するFIR係数が求まる。
９はFIR係数をFIRフィルターに転送するFIR係数転送手
段である。
段である。
本実施例を用いるFIRフィルターの一例を第８図に示
す。第８図において、10はディジタル信号入力手段、11
はFIRフィルターを実現するための入力信号の記憶及び
遅延を行うディジタル信号記憶遅延手段、12は本実施例
より転送されるFIR係数保持手段、121はFIR係数保持手
段12への係数転送線、13は乗算手段131と加算手段132と
を含んだ積和手段、14はFIRフィルター処理されたディ
シタル信号を出力するディジタル信号出力手段である。
す。第８図において、10はディジタル信号入力手段、11
はFIRフィルターを実現するための入力信号の記憶及び
遅延を行うディジタル信号記憶遅延手段、12は本実施例
より転送されるFIR係数保持手段、121はFIR係数保持手
段12への係数転送線、13は乗算手段131と加算手段132と
を含んだ積和手段、14はFIRフィルター処理されたディ
シタル信号を出力するディジタル信号出力手段である。
第２図は本発明の第２の実施例を示すもので、第１図と
同一部には同一番号を付している。本実施例の特徴は各
帯域のFIR係数を求めこれをFIRフィルターに直接転送す
る事にある。
同一部には同一番号を付している。本実施例の特徴は各
帯域のFIR係数を求めこれをFIRフィルターに直接転送す
る事にある。
第２の実施例を用いるFIRフィルターの一例を第９図に
しめす。このフィルターの特徴は、10に入力されたディ
ジタル信号を各帯域の通過フィルター151,152,153に通
した後、各帯域の上限がナイキスト周波数になる標本化
周波数になるように標本点の間引き161,162を行い、そ
れぞれの流れの中で第８図に示したのと同様の積和処理
が行われる。ここでFIR係数保持手段12には各帯域に対
応したFIR係数が第２の実施例の転送手段９より送られ
てくる。さらに、第１の実施例で示したのと同様の標本
点補間手段171,172、及び各帯域通過フィルター151,15
2,153を経たのち、ディジタル信号加算手段18でディジ
タル信号の加算処理されたのちにディジタル信号出力手
段14から出力される。
しめす。このフィルターの特徴は、10に入力されたディ
ジタル信号を各帯域の通過フィルター151,152,153に通
した後、各帯域の上限がナイキスト周波数になる標本化
周波数になるように標本点の間引き161,162を行い、そ
れぞれの流れの中で第８図に示したのと同様の積和処理
が行われる。ここでFIR係数保持手段12には各帯域に対
応したFIR係数が第２の実施例の転送手段９より送られ
てくる。さらに、第１の実施例で示したのと同様の標本
点補間手段171,172、及び各帯域通過フィルター151,15
2,153を経たのち、ディジタル信号加算手段18でディジ
タル信号の加算処理されたのちにディジタル信号出力手
段14から出力される。
発明の効果 以上述べてきたように、本発明によれば各帯域の特性を
表すのに過剰なデータ数を必要としないため、（１），
（２）式に示した積和演算処理を短時間に小さな規模で
おこなえるものであり、実用的に非常に有用である。
表すのに過剰なデータ数を必要としないため、（１），
（２）式に示した積和演算処理を短時間に小さな規模で
おこなえるものであり、実用的に非常に有用である。
第１図は本発明の第１の実施例におけるFIR係数演算装
置を示すブロック図、第２図は本発明の第２の実施例の
FIR係数演算装置を示すブロック図、第３図は振幅周波
数特性からヒルベルト変換により複素周波数特性を求め
る概念特性図、第４図は本発明である入力された希望周
波数特性を複数の帯域に分割し特性を表す点数を少なく
することを示した概念特性図、第５図はゼロ点挿入と帯
域フィルターによる標本化周波数変換を示す特性図、第
６図は第１図のフィルターの周波数特性図、第７図は第
１図のフィルターの出力とこれらを足し合わせた特性を
示す特性図、第８図は第１の実施例を用いるFIRフィル
ターの構成例を示すブロック図、第９図は第２の実施例
を用いるFIRフィルターの構成例を示すブロック図であ
る。 １……希望周波数特性入力手段、201……帯域分割手
段、202……標本点間引き手段、３……ヒルベルト変換
手段、４……周波数特性評価補正手段、５……逆フーリ
エ変換手段、６……標本点補間手段、701……低域通過
フィルター、702……帯域通過フィルター、703……高域
通過フィルター、８……FIR係数加算手段、９……FIR係
数転送手段。
置を示すブロック図、第２図は本発明の第２の実施例の
FIR係数演算装置を示すブロック図、第３図は振幅周波
数特性からヒルベルト変換により複素周波数特性を求め
る概念特性図、第４図は本発明である入力された希望周
波数特性を複数の帯域に分割し特性を表す点数を少なく
することを示した概念特性図、第５図はゼロ点挿入と帯
域フィルターによる標本化周波数変換を示す特性図、第
６図は第１図のフィルターの周波数特性図、第７図は第
１図のフィルターの出力とこれらを足し合わせた特性を
示す特性図、第８図は第１の実施例を用いるFIRフィル
ターの構成例を示すブロック図、第９図は第２の実施例
を用いるFIRフィルターの構成例を示すブロック図であ
る。 １……希望周波数特性入力手段、201……帯域分割手
段、202……標本点間引き手段、３……ヒルベルト変換
手段、４……周波数特性評価補正手段、５……逆フーリ
エ変換手段、６……標本点補間手段、701……低域通過
フィルター、702……帯域通過フィルター、703……高域
通過フィルター、８……FIR係数加算手段、９……FIR係
数転送手段。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−93211（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−244924（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−234617（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−278410（ＪＰ，Ａ) 特公 平６−91416（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (1)
- 【請求項１】希望する所望の振幅周波数特性を形成する
標本点を入力する入力手段と、前記入力された振幅周波
数特性を複数の周波数帯域に分割する帯域分割手段と、
前記分割されたそれぞれの周波数帯域において、標本化
された信号の標本点を適当に間引く標本点間引き手段
と、前記標本点間引き手段から出力される各々の信号に
対しそれぞれヒルベルト変換を行うヒルベルト変換手段
と、前記ヒルベルト変換により算出された振幅周波数特
性を前記所望の振幅周波数特性と比較し、この差が小さ
くなるよう補正する周波数特性評価補正手段と、前記周
波数特性評価補正手段から出力される補正された振幅周
波数特性に対して逆フーリエ変換を施してフィルター係
数を求める逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換
手段で得られた各々のフィルター係数を加算して加算後
の値を転送するFIR係数転送手段とを備えたトランスバ
ーサル・フィルター係数演算装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17006386A JPH0728202B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 |
| KR1019880003042A KR910007021B1 (ko) | 1986-07-18 | 1988-03-22 | 필터계수 연산장치 및 필터계수의 연산설정방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17006386A JPH0728202B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6326112A JPS6326112A (ja) | 1988-02-03 |
| JPH0728202B2 true JPH0728202B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=15897942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17006386A Expired - Lifetime JPH0728202B2 (ja) | 1986-07-18 | 1986-07-18 | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728202B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2721389B2 (ja) * | 1989-03-17 | 1998-03-04 | ニツコーシ株式会社 | 磁気歪効果を利用した鋼材の応力測定方法 |
| GB2236907B (en) * | 1989-09-20 | 1994-04-13 | Beam Company Limited | Travelling-wave feeder type coaxial slot antenna |
-
1986
- 1986-07-18 JP JP17006386A patent/JPH0728202B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6326112A (ja) | 1988-02-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4896285A (en) | Calculation of filter factors for digital filter | |
| JP2003179467A (ja) | 高精度及び高効率を有するディジタルフィルタ | |
| JP3707148B2 (ja) | サンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置 | |
| JP3066241B2 (ja) | ディジタルフィルタ及び同ディジタルフィルタを用いたオーバサンプリング型アナログ／ディジタル変換器 | |
| JP3360944B2 (ja) | 超音波信号処理装置 | |
| EP1176516A2 (en) | Recursive discrete fourier transformation apparatus | |
| US4961160A (en) | Linear predictive coding analysing apparatus and bandlimiting circuit therefor | |
| JPH0728202B2 (ja) | トランスバ−サルフイルタ−係数演算装置 | |
| US11611839B2 (en) | Optimization of convolution reverberation | |
| JPH09307401A (ja) | フィルタを用いた歪補償の方法および歪補償器 | |
| JPH0728203B2 (ja) | トランスバ−サル・フイルタ−係数演算装置 | |
| US8340285B2 (en) | Method for efficient and zero latency filtering in a long impulse response system | |
| JPH0732343B2 (ja) | 非同期標本化周波数変換方式 | |
| KR950002072B1 (ko) | 디지틀 대역 분할 주파수 변환에서의 필터 계수 배열 방법 | |
| CN112511208B (zh) | 一种频域宽带波束形成多滤波器合并处理方法及系统 | |
| KR0176205B1 (ko) | 고역통과 iir 필터의 설계방법 및 이에 적합한 고역통과 iir 필터 | |
| JPH0526919A (ja) | スペクトラム・アナライザ | |
| JP2629705B2 (ja) | 音質調整装置 | |
| JPH0691416B2 (ja) | フイルタ係数演算装置 | |
| JPH073935B2 (ja) | 音質調整装置 | |
| JPS5858625B2 (ja) | 信号処理装置 | |
| CN115840182A (zh) | 一种频响曲线校正方法及装置 | |
| JPS6166420A (ja) | 信号等化装置 | |
| JP3021994B2 (ja) | 帯域通過ディジタルフィルタのタップ係数決定装置 | |
| JPS63149764A (ja) | デ−タ処理装置 |