JPH0614268Y2 - 特性可変増幅回路 - Google Patents
特性可変増幅回路Info
- Publication number
- JPH0614268Y2 JPH0614268Y2 JP1984104238U JP10423884U JPH0614268Y2 JP H0614268 Y2 JPH0614268 Y2 JP H0614268Y2 JP 1984104238 U JP1984104238 U JP 1984104238U JP 10423884 U JP10423884 U JP 10423884U JP H0614268 Y2 JPH0614268 Y2 JP H0614268Y2
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- JP
- Japan
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- transistor
- resistor
- circuit
- output
- capacitor
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/12—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B27/00—Editing; Indexing; Addressing; Timing or synchronising; Monitoring; Measuring tape travel
- G11B27/10—Indexing; Addressing; Timing or synchronising; Measuring tape travel
- G11B27/19—Indexing; Addressing; Timing or synchronising; Measuring tape travel by using information detectable on the record carrier
- G11B27/22—Means responsive to presence or absence of recorded information signals
Landscapes
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 技術分野 本考案は特性可変増幅回路に関し、特にテープデツキ等
における曲間検出装置に用いられる特性可変増幅回路に
関する。
における曲間検出装置に用いられる特性可変増幅回路に
関する。
背景技術 近時、テープデツキにおいては記録ソースとして音楽が
用いられている場合、音楽の曲と曲との間、すなわち曲
間を検出することが一般に行なわれている。通常再生モ
ードではリピート、スキャン、ブランクスキップ等の特
殊再生動作のために曲間が検出され、早送り及び逆戻し
モードでは頭出し、飛び越し、選曲等の動作のための曲
間が検出される。ところで、早送り及び逆戻しモードに
おける曲間検出の際にはテープの走行速度が通常再生モ
ードよりも上昇するのでその走行速度上昇分だけ読み取
ったオーディオ信号の周波数帯も高くなり、再生ヘッド
の出力レベルが最っとも高ゲインで得られる帯域とな
る。よって、曲間を検出するための曲間検出装置は早送
り及び逆戻しモード時には通常再生時よりも利得を落と
しかつ低域のノイズによる誤動作を防止するために低域
のカットオフ周波数を高めに設定しなければならない。
そこで動作モードに応じて周波数特性を変化するように
した特性可変増幅回路が設けられている。
用いられている場合、音楽の曲と曲との間、すなわち曲
間を検出することが一般に行なわれている。通常再生モ
ードではリピート、スキャン、ブランクスキップ等の特
殊再生動作のために曲間が検出され、早送り及び逆戻し
モードでは頭出し、飛び越し、選曲等の動作のための曲
間が検出される。ところで、早送り及び逆戻しモードに
おける曲間検出の際にはテープの走行速度が通常再生モ
ードよりも上昇するのでその走行速度上昇分だけ読み取
ったオーディオ信号の周波数帯も高くなり、再生ヘッド
の出力レベルが最っとも高ゲインで得られる帯域とな
る。よって、曲間を検出するための曲間検出装置は早送
り及び逆戻しモード時には通常再生時よりも利得を落と
しかつ低域のノイズによる誤動作を防止するために低域
のカットオフ周波数を高めに設定しなければならない。
そこで動作モードに応じて周波数特性を変化するように
した特性可変増幅回路が設けられている。
テープデツキの曲間検出装置に適用された特性可変増幅
回路の従来例を第１図に示す。本図において、左(L)右
(R)２チャンネルのオーディオ信号は再生ヘッド（図示
せず）によってテープから読み出された後、ドルビアン
プ1L，1R、カップリングコンデンサ2L，2Rそしてバッフ
ァアンプ3L，3Rを介して後段のアンプ（図示せず）に供
給される。ドルビアンプ1L，1Rの出力端が抵抗5L，5Rを
介して特性可変増幅回路２６に接続されている。抵抗
5L，5Rは比較的大なる値に設定され、Ｌ−ch及びＲ−ch
のセパレーションの悪化を防止している。テープデッキ
の動作はマイクロコンピュータ４によって制御されるよ
うになされている。マイクロコンピュータ４は出力ポー
トO1ないしO4を有し、出力ポートO4のレベルは通常再生
モード時には低レベルに、早送り及び逆戻しモード時に
は高レベルになる。
回路の従来例を第１図に示す。本図において、左(L)右
(R)２チャンネルのオーディオ信号は再生ヘッド（図示
せず）によってテープから読み出された後、ドルビアン
プ1L，1R、カップリングコンデンサ2L，2Rそしてバッフ
ァアンプ3L，3Rを介して後段のアンプ（図示せず）に供
給される。ドルビアンプ1L，1Rの出力端が抵抗5L，5Rを
介して特性可変増幅回路２６に接続されている。抵抗
5L，5Rは比較的大なる値に設定され、Ｌ−ch及びＲ−ch
のセパレーションの悪化を防止している。テープデッキ
の動作はマイクロコンピュータ４によって制御されるよ
うになされている。マイクロコンピュータ４は出力ポー
トO1ないしO4を有し、出力ポートO4のレベルは通常再生
モード時には低レベルに、早送り及び逆戻しモード時に
は高レベルになる。
特性可変増幅回路２６の入力部は抵抗６及びトランジス
タ７からなるエミッタフォロワ回路２５からなる。エミ
ッタフォロワ回路２５の出力端をなすトランジスタ７の
エミッタはコンデンサ８、そして抵抗９を介してダイオ
ード１０のアノードに接続されている。ダイオード１０
のアノードには電圧VDDが抵抗１１，１２を直列に介し
て供給される。抵抗１１，１２の接続ラインはトランジ
スタ１３のコレクタ・エミッタ間を介してアースされ
る。トランジスタ１３のベースは抵抗１４を介してマイ
クロコンピュータ４の出力ポートO4に接続されている。
またダイオード１０には並列にコンデンサ１５が接続さ
れ、そのカソードは抵抗１６を介してアースされてい
る。またダイオード１０のカソードはコンデンサ１７を
介して演算増幅器１８の反転入力端に接続されている。
演算増幅器１８の入出力端には抵抗１９及びコンデンサ
２０が互いに並列に接続され反転増幅器が形成されてい
る。また演算増幅器１８の出力端、すなわち特性可変増
幅回路２６の出力端にはシュッミットトリガアンプ２１
が接続され、更にシュッミットトリガアンプ２１の出力
端はトランジスタ２２及び抵抗２３からなるインバータ
２４を介してマイクロコンピュータ４の入力ポートI1に
接続されている。
タ７からなるエミッタフォロワ回路２５からなる。エミ
ッタフォロワ回路２５の出力端をなすトランジスタ７の
エミッタはコンデンサ８、そして抵抗９を介してダイオ
ード１０のアノードに接続されている。ダイオード１０
のアノードには電圧VDDが抵抗１１，１２を直列に介し
て供給される。抵抗１１，１２の接続ラインはトランジ
スタ１３のコレクタ・エミッタ間を介してアースされ
る。トランジスタ１３のベースは抵抗１４を介してマイ
クロコンピュータ４の出力ポートO4に接続されている。
またダイオード１０には並列にコンデンサ１５が接続さ
れ、そのカソードは抵抗１６を介してアースされてい
る。またダイオード１０のカソードはコンデンサ１７を
介して演算増幅器１８の反転入力端に接続されている。
演算増幅器１８の入出力端には抵抗１９及びコンデンサ
２０が互いに並列に接続され反転増幅器が形成されてい
る。また演算増幅器１８の出力端、すなわち特性可変増
幅回路２６の出力端にはシュッミットトリガアンプ２１
が接続され、更にシュッミットトリガアンプ２１の出力
端はトランジスタ２２及び抵抗２３からなるインバータ
２４を介してマイクロコンピュータ４の入力ポートI1に
接続されている。
かかる構成においては、ドルビアンプ1L，1Rから出力さ
れる各オーディオ信号は抵抗5L，5Rを介して合成されモ
ノラル信号としてエミッタフォロワ回路２５のトランジ
スタ７のエミッタからコンデンサ８、抵抗９を介してダ
イオード１０のアノードに供給される。
れる各オーディオ信号は抵抗5L，5Rを介して合成されモ
ノラル信号としてエミッタフォロワ回路２５のトランジ
スタ７のエミッタからコンデンサ８、抵抗９を介してダ
イオード１０のアノードに供給される。
今、テープデッキの動作モードが通常再生状態であると
すると、通常再生時にはマイクロコンピュータ４の出力
ポートO4が低レベルとなるのでトランジスタ１３がオフ
となる。トランジスタ１３のオフにより電圧VDDが抵抗
１１，１２、ダイオード１０そして抵抗１６からなる直
列回路に印加されその直列回路に電流が流れる故にダイ
オード１０はオンとなる。
すると、通常再生時にはマイクロコンピュータ４の出力
ポートO4が低レベルとなるのでトランジスタ１３がオフ
となる。トランジスタ１３のオフにより電圧VDDが抵抗
１１，１２、ダイオード１０そして抵抗１６からなる直
列回路に印加されその直列回路に電流が流れる故にダイ
オード１０はオンとなる。
よって、エミッタフォロワ回路２５の出力オーディオ信
号はコンデンサ８、抵抗９、ダイオード１０そしてコン
デンサ１７を介して演算増幅器１８に供給され、コンデ
ンサ１５を介さずに供給される。演算増幅器１８は入力
信号を反転増幅して出力する。抵抗１１の抵抗値R11と
抵抗１２の抵抗値R12との和（R11＋R12）及び抵抗１６
の抵抗値R16が抵抗９の抵抗値R9より十分大きくかつエ
ミッタフォロワ回路２５の出力インピーダンスが抵抗値
R9に比べて十分小さく設定すれば、演算増幅器１８によ
る中域の利得GVは抵抗１９の抵抗値をR19とするGV≒２
０logR19／R9となる。また高域の最大値より３dB下がっ
た周波数Ｈはコンデンサ２０の容量をC20とすると Ｈ≒１／２πC20R19となり、低域のカットオフ周波数
Ｌはコンデンサ１７の容量C17がコンデンサ８の容量C
8より十分小さければ、 Ｌ≒１／２πC17R9となる。
号はコンデンサ８、抵抗９、ダイオード１０そしてコン
デンサ１７を介して演算増幅器１８に供給され、コンデ
ンサ１５を介さずに供給される。演算増幅器１８は入力
信号を反転増幅して出力する。抵抗１１の抵抗値R11と
抵抗１２の抵抗値R12との和（R11＋R12）及び抵抗１６
の抵抗値R16が抵抗９の抵抗値R9より十分大きくかつエ
ミッタフォロワ回路２５の出力インピーダンスが抵抗値
R9に比べて十分小さく設定すれば、演算増幅器１８によ
る中域の利得GVは抵抗１９の抵抗値をR19とするGV≒２
０logR19／R9となる。また高域の最大値より３dB下がっ
た周波数Ｈはコンデンサ２０の容量をC20とすると Ｈ≒１／２πC20R19となり、低域のカットオフ周波数
Ｌはコンデンサ１７の容量C17がコンデンサ８の容量C
8より十分小さければ、 Ｌ≒１／２πC17R9となる。
一方、テープデッキの動作モードが早送り又は逆戻し状
態であるとすると、早送り及び逆戻し時にはマイクロコ
ンピュータ４の出力ポートO4が高レベルとなるのでトラ
ンジスタ１３がオンとなる。トランジスタ１３のオンに
より抵抗１１，１２の接続ラインがほぼアース電位とな
るのでダイオード１０には直流電圧、すなわちバイアス
電圧が供給されずダイオード１０はオフとなる。
態であるとすると、早送り及び逆戻し時にはマイクロコ
ンピュータ４の出力ポートO4が高レベルとなるのでトラ
ンジスタ１３がオンとなる。トランジスタ１３のオンに
より抵抗１１，１２の接続ラインがほぼアース電位とな
るのでダイオード１０には直流電圧、すなわちバイアス
電圧が供給されずダイオード１０はオフとなる。
よって、エミッタフォロワ回路２５の出力オーディオ信
号はコンデンサ８、抵抗９、コンデンサ１５，１７を介
して演算増幅器１８に供給される。この場合、演算増幅
器１８が理想演算増幅器とすると通常再生時と同様に中
域の利得GVは、 GV≒２０logR19／R9となる。ところが、実際には演算増
幅器１８は理想的演算増幅器と見なすことができず、ま
た抵抗１２の抵抗値R12が小さいと入力信号レベルが減
衰し無視できないので演算増幅器１８による反転増幅器
利得は低下する。この場合の低減のカットオフ周波数
Ｌはコンデンサ１５が介在するのでコンデンサ１５の容
量をC15（C15≪C17）とするとＬ≒１／２πC15（R9
R12）となる。従って、早送り及び逆戻し時には通常再
生時に比べて中域の利得が低下しかつ低域カットオフ周
波数が高くなる。
号はコンデンサ８、抵抗９、コンデンサ１５，１７を介
して演算増幅器１８に供給される。この場合、演算増幅
器１８が理想演算増幅器とすると通常再生時と同様に中
域の利得GVは、 GV≒２０logR19／R9となる。ところが、実際には演算増
幅器１８は理想的演算増幅器と見なすことができず、ま
た抵抗１２の抵抗値R12が小さいと入力信号レベルが減
衰し無視できないので演算増幅器１８による反転増幅器
利得は低下する。この場合の低減のカットオフ周波数
Ｌはコンデンサ１５が介在するのでコンデンサ１５の容
量をC15（C15≪C17）とするとＬ≒１／２πC15（R9
R12）となる。従って、早送り及び逆戻し時には通常再
生時に比べて中域の利得が低下しかつ低域カットオフ周
波数が高くなる。
このような特性で得られた演算増幅器１８の出力信号は
シュッミットトリガアンプ２１において所定レベルと比
較される。演算増幅器１８の出力信号が所定レベル以上
のときシュッミットトリガアンプ２１の出力レベルが高
レベルになり、所定レベル以下のときシュッミットトリ
ガアンプ２１の出力レベルが低レベルとなる。このシュ
ッミットトリガアンプ２１の出力信号はインバータ２４
によりレベル反転されてマイクロコンピュータ４の入力
ポートI1に供給される。マイクロコンピュータ４は入力
ポートI1が低レベルであれば無信号状態、すなわち曲間
と判断する。
シュッミットトリガアンプ２１において所定レベルと比
較される。演算増幅器１８の出力信号が所定レベル以上
のときシュッミットトリガアンプ２１の出力レベルが高
レベルになり、所定レベル以下のときシュッミットトリ
ガアンプ２１の出力レベルが低レベルとなる。このシュ
ッミットトリガアンプ２１の出力信号はインバータ２４
によりレベル反転されてマイクロコンピュータ４の入力
ポートI1に供給される。マイクロコンピュータ４は入力
ポートI1が低レベルであれば無信号状態、すなわち曲間
と判断する。
しかしながら、かかる従来の特性可変増幅回路において
は、ダイオード１０のオン抵抗を実際には無視できない
ので回路定数の設定が難しく、またダイオード１０のオ
フ時に演算増幅器１８を理想演算増幅器として用いるこ
ができないので演算増幅器１８の裸利得によるバラツキ
がそのまま中域の利得のバラツキとして生ずるという問
題点があった。
は、ダイオード１０のオン抵抗を実際には無視できない
ので回路定数の設定が難しく、またダイオード１０のオ
フ時に演算増幅器１８を理想演算増幅器として用いるこ
ができないので演算増幅器１８の裸利得によるバラツキ
がそのまま中域の利得のバラツキとして生ずるという問
題点があった。
考案の概要 本考案の目的は、回路定数を容易に設定できるようにす
ると共に中域の利得のバラツキを抑制した特性可変増幅
回路を提供することである。
ると共に中域の利得のバラツキを抑制した特性可変増幅
回路を提供することである。
本考案の特性可変増幅回路は、ベースをオーディオ信号
の入力としコレクタ又はエミッタを出力としかつその入
出力間にコンデンサが接続されたトランジスタと、トラ
ンジスタを順バイアスにせしめる第１レベル及びトラン
ジスタを逆バイアスにせしめる第２レベルのいずれか１
をトランジスタのエミッタに供給する手段と、第１イン
ピーダンス素子からなる帰還回路を備えた反転増幅回路
と、トランジスタの出力と反転増幅回路の入力との間に
接続された第２インピーダンス素子とを含むことを特徴
としている。
の入力としコレクタ又はエミッタを出力としかつその入
出力間にコンデンサが接続されたトランジスタと、トラ
ンジスタを順バイアスにせしめる第１レベル及びトラン
ジスタを逆バイアスにせしめる第２レベルのいずれか１
をトランジスタのエミッタに供給する手段と、第１イン
ピーダンス素子からなる帰還回路を備えた反転増幅回路
と、トランジスタの出力と反転増幅回路の入力との間に
接続された第２インピーダンス素子とを含むことを特徴
としている。
実施例 以下、本考案の実施例を第２図を参照しつつ説明する。
本図において、第１図と同一部分は同一符号により示し
ており、新たにトランジスタ３１及び抵抗３２，３３が
設けられている。トランジスタ３１のベースは抵抗３２
を介してトランジスタ７のエミッタに接続され、トラン
ジスタ31のエミッタは抵抗９、コンデンサ１７を直列に
介して演算増幅器１８の反転入力端に接続されると共に
抵抗33を介して制御端３４にも接続されている。またト
ランジスタ３１のベース・エミッタ間にはコンデンサ１
５が接続され、コレクタには電圧VDDが供給されるよう
になされている。本考案による特性可変増幅回路のその
他の構成は第１図と同様である。なお、制御端３４には
例えば第１図のマイクロコンピュータ４の出力ポートO4
が接続される。
ており、新たにトランジスタ３１及び抵抗３２，３３が
設けられている。トランジスタ３１のベースは抵抗３２
を介してトランジスタ７のエミッタに接続され、トラン
ジスタ31のエミッタは抵抗９、コンデンサ１７を直列に
介して演算増幅器１８の反転入力端に接続されると共に
抵抗33を介して制御端３４にも接続されている。またト
ランジスタ３１のベース・エミッタ間にはコンデンサ１
５が接続され、コレクタには電圧VDDが供給されるよう
になされている。本考案による特性可変増幅回路のその
他の構成は第１図と同様である。なお、制御端３４には
例えば第１図のマイクロコンピュータ４の出力ポートO4
が接続される。
かかる構成の本考案による特性可変増幅回路において
は、制御端３４が第１レベルである低レベルにされた場
合、トランジスタ３１及び抵抗３３はエミッタフォロワ
回路として動作する。よって、入力端IN1に供給される
オーディオ信号はエミッタフォロワ回路２５、抵抗３
２、更にトランジスタ３１及び抵抗３３によるエミッタ
フォロワ回路、そして抵抗９、コンデンサ１７を介して
演算増幅器１８に供給される。故に、中域の利得GVは従
来と同様に GV≒２０logR19／R9となり、また低域のカットオフ周波
数Ｌも従来と同様にＬ≒１／２πC17R9となる。な
お、抵抗３２及びコンデンサ１５の利得GV、低域カット
オフ周波数Ｌへの影響はトランジスタ３１がエミッタ
フォロワとして作動しているのでその入力インピーダン
スに比較して抵抗３２及びコンデンサ１５によるインピ
ーダンスを十分小さくすれば無視できる。また抵抗３３
の抵抗値をできるだけ小さくしてトランジスタ３１の出
力インピーダンスを下げることにより抵抗３３の抵抗値
も無視できる。
は、制御端３４が第１レベルである低レベルにされた場
合、トランジスタ３１及び抵抗３３はエミッタフォロワ
回路として動作する。よって、入力端IN1に供給される
オーディオ信号はエミッタフォロワ回路２５、抵抗３
２、更にトランジスタ３１及び抵抗３３によるエミッタ
フォロワ回路、そして抵抗９、コンデンサ１７を介して
演算増幅器１８に供給される。故に、中域の利得GVは従
来と同様に GV≒２０logR19／R9となり、また低域のカットオフ周波
数Ｌも従来と同様にＬ≒１／２πC17R9となる。な
お、抵抗３２及びコンデンサ１５の利得GV、低域カット
オフ周波数Ｌへの影響はトランジスタ３１がエミッタ
フォロワとして作動しているのでその入力インピーダン
スに比較して抵抗３２及びコンデンサ１５によるインピ
ーダンスを十分小さくすれば無視できる。また抵抗３３
の抵抗値をできるだけ小さくしてトランジスタ３１の出
力インピーダンスを下げることにより抵抗３３の抵抗値
も無視できる。
一方、制御端３４が第２レベルである高レベルにされた
場合にはこの高レベルが電圧VDDに等しいのでトランジ
スタ３１のエミッタ電圧が電圧VDDにほぼ等しくなり、
トランジスタ３１はカットオフとなる。トランジスタ３
１のカットオフによりエミッタフォロワ回路２５の出力
信号は抵抗３２、コンデンサ１５、抵抗９そしてコンデ
ンサ１７を介して演算増幅器１８に供給される。故に、
中域の利得GVは抵抗３３の抵抗値R33が抵抗３２の抵抗
値R32より十分大とすると、GV≒２０logR19／（R9＋
R32）となり、低域カットオフ周波数Ｌはコンデンサ1
7の容量C17がコンデンサ１５の容量C15より十分大とす
ると、Ｌ≒１／２πC15（R9＋R32）となる。よって、
制御端３４が低レベルにされた場合に比べて利得GVが低
下し低域カットオフ周波数Ｌが高くなる。
場合にはこの高レベルが電圧VDDに等しいのでトランジ
スタ３１のエミッタ電圧が電圧VDDにほぼ等しくなり、
トランジスタ３１はカットオフとなる。トランジスタ３
１のカットオフによりエミッタフォロワ回路２５の出力
信号は抵抗３２、コンデンサ１５、抵抗９そしてコンデ
ンサ１７を介して演算増幅器１８に供給される。故に、
中域の利得GVは抵抗３３の抵抗値R33が抵抗３２の抵抗
値R32より十分大とすると、GV≒２０logR19／（R9＋
R32）となり、低域カットオフ周波数Ｌはコンデンサ1
7の容量C17がコンデンサ１５の容量C15より十分大とす
ると、Ｌ≒１／２πC15（R9＋R32）となる。よって、
制御端３４が低レベルにされた場合に比べて利得GVが低
下し低域カットオフ周波数Ｌが高くなる。
第３図は本考案の他の実施例を示している。本図におい
て、コンデンサ１５はトランジスタ３１のコレクタ・ベ
ース間に接続され、トランジスタ３１のコレクタが抵抗
９そしてコンデンサ１７を介して演算増幅器１８の反転
入力端に接続されている。またトランジスタ３１のコレ
クタには電圧VDDが抵抗３５を介して供給され、エミッ
タフォロワ回路２５の出力信号はトランジスタ３１及び
抵抗３３，３５からなるバッファアンプに供給されるよ
うになされている。
て、コンデンサ１５はトランジスタ３１のコレクタ・ベ
ース間に接続され、トランジスタ３１のコレクタが抵抗
９そしてコンデンサ１７を介して演算増幅器１８の反転
入力端に接続されている。またトランジスタ３１のコレ
クタには電圧VDDが抵抗３５を介して供給され、エミッ
タフォロワ回路２５の出力信号はトランジスタ３１及び
抵抗３３，３５からなるバッファアンプに供給されるよ
うになされている。
効果 このように、本考案の特性可変増幅回路によれば、反転
増幅回路より前段のトランジスタが順バイアスされた場
合には低インピーダンスの出力が第２インピーダンス素
子を介して反転増幅回路へ供給されるので、第１インピ
ーダンス素子からなる帰還回路を含む反転増幅回路の回
路定数の設定が容易である。またトランジスタが逆バイ
アスにされた場合にはコンデンサと第２インピーダンス
素子とを直列に介して信号が反転増幅回路に供給され反
転増幅回路の入力抵抗が増大するので、反転増幅回路の
利得が低下する。よって、演算増幅器等の裸利得のバラ
ツキを無視し得るので回路全体の利得のバラツキを従来
よりも減少させることができるのである。更に、従来よ
りも部品点数が減少し、故に低コスト化が図れるのであ
る。
増幅回路より前段のトランジスタが順バイアスされた場
合には低インピーダンスの出力が第２インピーダンス素
子を介して反転増幅回路へ供給されるので、第１インピ
ーダンス素子からなる帰還回路を含む反転増幅回路の回
路定数の設定が容易である。またトランジスタが逆バイ
アスにされた場合にはコンデンサと第２インピーダンス
素子とを直列に介して信号が反転増幅回路に供給され反
転増幅回路の入力抵抗が増大するので、反転増幅回路の
利得が低下する。よって、演算増幅器等の裸利得のバラ
ツキを無視し得るので回路全体の利得のバラツキを従来
よりも減少させることができるのである。更に、従来よ
りも部品点数が減少し、故に低コスト化が図れるのであ
る。
また本考案の特性可変増幅回路はテープデッキ、レコー
ドプレーヤ等の曲間検出装置に適用すると良好である。
ドプレーヤ等の曲間検出装置に適用すると良好である。
第１図は従来の特性可変増幅回路を適用した曲間検出装
置を示す回路図、第２図は本考案の実施例の実施例を示
す回路図、第３図は本考案の他の実施例を示す回路図で
ある。 主要部分の符号の説明 1L，1R……ドルビアンプ ４……マイクロコンピュータ １８……演算増幅器 ２１……シュミットトリガアンプ ２５……エミッタフォロワ回路 ２６……特性可変増幅回路
置を示す回路図、第２図は本考案の実施例の実施例を示
す回路図、第３図は本考案の他の実施例を示す回路図で
ある。 主要部分の符号の説明 1L，1R……ドルビアンプ ４……マイクロコンピュータ １８……演算増幅器 ２１……シュミットトリガアンプ ２５……エミッタフォロワ回路 ２６……特性可変増幅回路
Claims (1)
- 【請求項１】ベースをオーディオ信号の入力としコレク
タ又はエミッタを出力としかつその入出力間にコンデン
サが接続されたトランジスタと、前記トランジスタを順
バイアスにせしめる第１レベル及び前記トランジスタを
逆バイアスにせしめる第２レベルのいずれか１を前記エ
ミッタに供給する手段と、第１インピーダンス素子から
なる帰還回路を備えた反転増幅回路と、前記トランジス
タの出力と前記反転増幅回路の入力との間に接続された
第２インピーダンス素子とを含むことを特徴とする特性
可変増幅回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984104238U JPH0614268Y2 (ja) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | 特性可変増幅回路 |
| US06/753,468 US4618834A (en) | 1984-07-10 | 1985-07-10 | Variable characteristics amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984104238U JPH0614268Y2 (ja) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | 特性可変増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6121055U JPS6121055U (ja) | 1986-02-06 |
| JPH0614268Y2 true JPH0614268Y2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=14375376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1984104238U Expired - Lifetime JPH0614268Y2 (ja) | 1984-07-10 | 1984-07-10 | 特性可変増幅回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4618834A (ja) |
| JP (1) | JPH0614268Y2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002017706A1 (fr) * | 2000-08-28 | 2002-03-07 | Hideaki Watanabe | Outil d'elagage pour branchages eleves |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4984098A (en) * | 1986-08-01 | 1991-01-08 | Popad, Inc. | Point of purchase automatically-actuated audio advertising device and method |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4220931A (en) * | 1978-05-12 | 1980-09-02 | Northern Telecom Systems Corporation | Composite video automatic gain control amplifier |
| US4178482A (en) * | 1978-11-06 | 1979-12-11 | General Electric Company | Automatic gain control circuit and system for using same |
-
1984
- 1984-07-10 JP JP1984104238U patent/JPH0614268Y2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-07-10 US US06/753,468 patent/US4618834A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002017706A1 (fr) * | 2000-08-28 | 2002-03-07 | Hideaki Watanabe | Outil d'elagage pour branchages eleves |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4618834A (en) | 1986-10-21 |
| JPS6121055U (ja) | 1986-02-06 |
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