JPH0527347B2 - - Google Patents
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- JPH0527347B2 JPH0527347B2 JP57032669A JP3266982A JPH0527347B2 JP H0527347 B2 JPH0527347 B2 JP H0527347B2 JP 57032669 A JP57032669 A JP 57032669A JP 3266982 A JP3266982 A JP 3266982A JP H0527347 B2 JPH0527347 B2 JP H0527347B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
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- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
- H02M7/53846—Control circuits
- H02M7/53862—Control circuits using transistor type converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えば放電灯点灯装置として利用
されるトランジスタインバータ装置に関するもの
である。
されるトランジスタインバータ装置に関するもの
である。
第１図は従来の放電灯点灯装置の回路図を示
し、Ｅは商用電源、Re１，Re２は全波整流器、
CHは定電流チヨークコイル、OTはリーケージ
型の発振トランス、Q1，Q2は発振用のトランジ
スタ、C1は雑音防止用コンデンサ、C2は共振用
コンデンサ、R1，R2はベース抵抗、R3は起動抵
抗、N1，N2は一次巻線、N3は帰還巻線、N4は
ベース駆動巻線、N5は二次巻線、N6，N7はフイ
ラメント巻線、LAはランプである。なお、上記
において、全波整流器Re１より商用電源側の回
路が直流電源を構成している。
し、Ｅは商用電源、Re１，Re２は全波整流器、
CHは定電流チヨークコイル、OTはリーケージ
型の発振トランス、Q1，Q2は発振用のトランジ
スタ、C1は雑音防止用コンデンサ、C2は共振用
コンデンサ、R1，R2はベース抵抗、R3は起動抵
抗、N1，N2は一次巻線、N3は帰還巻線、N4は
ベース駆動巻線、N5は二次巻線、N6，N7はフイ
ラメント巻線、LAはランプである。なお、上記
において、全波整流器Re１より商用電源側の回
路が直流電源を構成している。
つぎに、この放電灯点灯装置の動作を説明す
る。商用電源Ｅを投入すると、全波整流された電
源が定電流チヨークコイルCHを通してトランジ
スタQ1，Q2のコレクタ・エミツタ間に印加され
る。これと同時に上記電源でもつて定電流チヨー
クコイルCHおよび抵抗R3，R1，R2を通して各々
のトランジスタQ1，Q2にベース電流が供給され
る。回路のわずかのアンバランスにより、いずれ
か一方のトランジスタQ1またはQ2にコレクタ電
流が流れ始める。今、仮に一次巻線N1側のトラ
ンジスタQ1にコレクタ電流が流れ始めたとする
と、ベース電流が増加する方向に帰還巻線N3に
電圧が誘起され、そのコレクタ電流が増加し、飽
和に至る。コレクタ電流が飽和していくと、帰還
巻線N3に誘起される電圧がなくなり、コレクタ
電流が減少し始め、トランジスタQ1は不導通に
向かい、やがて不導通となる。
る。商用電源Ｅを投入すると、全波整流された電
源が定電流チヨークコイルCHを通してトランジ
スタQ1，Q2のコレクタ・エミツタ間に印加され
る。これと同時に上記電源でもつて定電流チヨー
クコイルCHおよび抵抗R3，R1，R2を通して各々
のトランジスタQ1，Q2にベース電流が供給され
る。回路のわずかのアンバランスにより、いずれ
か一方のトランジスタQ1またはQ2にコレクタ電
流が流れ始める。今、仮に一次巻線N1側のトラ
ンジスタQ1にコレクタ電流が流れ始めたとする
と、ベース電流が増加する方向に帰還巻線N3に
電圧が誘起され、そのコレクタ電流が増加し、飽
和に至る。コレクタ電流が飽和していくと、帰還
巻線N3に誘起される電圧がなくなり、コレクタ
電流が減少し始め、トランジスタQ1は不導通に
向かい、やがて不導通となる。
一方、一次巻線N2側のトランジスタQ2のベー
ス電流は、トランジスタQ1が飽和した時から、
帰還巻線N3に誘起される電圧が順バイアスにな
るために増加し始め、コレクタ電流も増加してい
く。帰還巻線N3には順バイアスの方向に電圧が
誘起され、飽和に達する。飽和すると、コレクタ
電流は減少し始め、不導通に向かう。以上のよう
な動作の繰り返しでもつて発振を継続する。
ス電流は、トランジスタQ1が飽和した時から、
帰還巻線N3に誘起される電圧が順バイアスにな
るために増加し始め、コレクタ電流も増加してい
く。帰還巻線N3には順バイアスの方向に電圧が
誘起され、飽和に達する。飽和すると、コレクタ
電流は減少し始め、不導通に向かう。以上のよう
な動作の繰り返しでもつて発振を継続する。
また、発振トランスOTの一次側に別の巻線
（ベース駆動巻線N4）を設けてあり、上記発振継
続時、ベース駆動巻線N4の両端には電圧が誘起
され、全波整流された電源で各々のトランジスタ
Q1，Q2のベースにベース電流を供給している。
（ベース駆動巻線N4）を設けてあり、上記発振継
続時、ベース駆動巻線N4の両端には電圧が誘起
され、全波整流された電源で各々のトランジスタ
Q1，Q2のベースにベース電流を供給している。
このような発振により、発振トランスOTの二
次巻線N5には発振トランスOTの一次・二次の巻
数比に比例した高周波電圧が発生する。同時にフ
イラメント巻線N6，N7にも電圧が誘起され、こ
れらによりランプLAを点灯させる。
次巻線N5には発振トランスOTの一次・二次の巻
数比に比例した高周波電圧が発生する。同時にフ
イラメント巻線N6，N7にも電圧が誘起され、こ
れらによりランプLAを点灯させる。
以上のようなプツシユプルトランジスタインバ
ータによる放電灯点灯装置においては、電源電圧
が100Vの時トランジスタQ1，Q2に印加される電
圧は約450V、200Vの時には約1000V位になり、
サージ等を考えると、コレクタ・エミツタ耐圧が
1000〜1500V程度のトランジスタが必要とされ
る。ところが一方、トランジスタの性質として耐
圧が上がると、一般にhFEは低下し、1000〜
1500V耐圧のトランジスタにおいては、hFEは20
前後にも低下する。
ータによる放電灯点灯装置においては、電源電圧
が100Vの時トランジスタQ1，Q2に印加される電
圧は約450V、200Vの時には約1000V位になり、
サージ等を考えると、コレクタ・エミツタ耐圧が
1000〜1500V程度のトランジスタが必要とされ
る。ところが一方、トランジスタの性質として耐
圧が上がると、一般にhFEは低下し、1000〜
1500V耐圧のトランジスタにおいては、hFEは20
前後にも低下する。
したがつて、トランジスタを駆動させるには多
くのベース電流を要し、そのベース損失を少なく
するため、ベース電源を第１図に示すように低圧
の別電源でもつて構成、つまり高周波出力電圧を
整流して得る構成としている。
くのベース電流を要し、そのベース損失を少なく
するため、ベース電源を第１図に示すように低圧
の別電源でもつて構成、つまり高周波出力電圧を
整流して得る構成としている。
第１図をわかりやすく表示すると第２図のよう
になる。第２図において、E1は入力電源、EBは
ベース電源である。今、ベース回路にのみ着目す
ると第３図の構成となる。N3は帰還巻線であり、
トランジスタQ1，Q2のオンオフ反転の逆バイア
スのためにだけ利用され、電圧はさほど要しな
い。そのため、巻線は、発振トランスOTの設計
にもよるが、一般的に最少の１ターンにしてい
る。ところが、最少の１ターンにしてもベース・
エミツタ間には約5V程度の電圧が印加されてい
るのが現状である。
になる。第２図において、E1は入力電源、EBは
ベース電源である。今、ベース回路にのみ着目す
ると第３図の構成となる。N3は帰還巻線であり、
トランジスタQ1，Q2のオンオフ反転の逆バイア
スのためにだけ利用され、電圧はさほど要しな
い。そのため、巻線は、発振トランスOTの設計
にもよるが、一般的に最少の１ターンにしてい
る。ところが、最少の１ターンにしてもベース・
エミツタ間には約5V程度の電圧が印加されてい
るのが現状である。
ここで、トランジスタQ1，Q2のどちらか一方
がオフ、例えば仮にトランジスタQ1がオフとす
ると、等価回路は第４図のようになり、このよう
な場合、トランジスタQ1は帰還巻線N3により逆
バイアスされている。この時、ベース抵抗R1の
両端電圧は（EB＋EN3）となつて帰還巻線電圧
EN3がベース電源EBに重畳され、ベース損失が増
し、発熱が大きい欠点がある。実際、ベース電源
EBを10V近辺まで落としてもベース損失はかなり
多く、２〜3Wの抵抗が必要となる。
がオフ、例えば仮にトランジスタQ1がオフとす
ると、等価回路は第４図のようになり、このよう
な場合、トランジスタQ1は帰還巻線N3により逆
バイアスされている。この時、ベース抵抗R1の
両端電圧は（EB＋EN3）となつて帰還巻線電圧
EN3がベース電源EBに重畳され、ベース損失が増
し、発熱が大きい欠点がある。実際、ベース電源
EBを10V近辺まで落としてもベース損失はかなり
多く、２〜3Wの抵抗が必要となる。
したがつて、この発明の目的は、ベース損失の
低減を図ることができるトランジスタインバータ
装置を提供することである。
低減を図ることができるトランジスタインバータ
装置を提供することである。
この発明のトランジスタインバータ装置は、一
対のトランジスタのエミツタ側共通接続点と、一
対のトランジスタの各々のベース端との間に、そ
れぞれダイオードとインピーダンスとが直列接続
された第１および第２のインピーダンス素子を接
続し、それぞれのダイオードのアノード側をトラ
ンジスタのエミツタ側にしてなることを特徴とす
る。
対のトランジスタのエミツタ側共通接続点と、一
対のトランジスタの各々のベース端との間に、そ
れぞれダイオードとインピーダンスとが直列接続
された第１および第２のインピーダンス素子を接
続し、それぞれのダイオードのアノード側をトラ
ンジスタのエミツタ側にしてなることを特徴とす
る。
〔作 用〕
帰還巻線に発生した電圧による電流が、オン
状態となつている一方のトランジスタのベー
ス・エミツタ間と、オフ状となつている他方の
トランジスタ側のインピーダンス素子との直列
回路からなる閉回路に流れる。
状態となつている一方のトランジスタのベー
ス・エミツタ間と、オフ状となつている他方の
トランジスタ側のインピーダンス素子との直列
回路からなる閉回路に流れる。
ベース電流は、帰還巻線に発生した電圧にベ
ース電源の電圧が加算された電圧により、オン
状態の一方のトランジスタに流れる。このと
き、オン状態の一方のトランジスタ側のインピ
ーダンス素子にはダイオードによる阻止機能に
よつてベース電流は分流しない。
ース電源の電圧が加算された電圧により、オン
状態の一方のトランジスタに流れる。このと
き、オン状態の一方のトランジスタ側のインピ
ーダンス素子にはダイオードによる阻止機能に
よつてベース電流は分流しない。
第５図はこの発明の一実施例の放電灯点灯装置
の回路図を示し、第１図の回路のトランジスタ
Q1，Q2の各々のベース・エミツタ間にインピー
ダンス素子Z1，Z2をそれぞれ付加接続したもの
で、その他の構成は第１図のものと同様である。
の回路図を示し、第１図の回路のトランジスタ
Q1，Q2の各々のベース・エミツタ間にインピー
ダンス素子Z1，Z2をそれぞれ付加接続したもの
で、その他の構成は第１図のものと同様である。
第６図は実施例のトランジスタQ2がオンの場
合のベース回路のみに着目した回路図を示し、ト
ランジスタQ2がオンの場合、帰還巻線N3の極性
が図示のとおりになる。従来例ではEBと帰還巻
線N3の誘起電圧とが重畳されてベース抗R1に印
加されるが、実施例の場合、インピーダンス素子
Z1，Z2でもつて帰還巻線N3の閉ループ回路を構
成しており、インピーダンス素子Z1，Z2に電流が
流れるため、帰還巻線N3の電圧がドロツプし、
その結果、ベース抵抵抗R1には従来例に比べ低
い電圧が印加されることになり、ベース損失が低
減される。ベース抵抗R2についても同様である。
合のベース回路のみに着目した回路図を示し、ト
ランジスタQ2がオンの場合、帰還巻線N3の極性
が図示のとおりになる。従来例ではEBと帰還巻
線N3の誘起電圧とが重畳されてベース抗R1に印
加されるが、実施例の場合、インピーダンス素子
Z1，Z2でもつて帰還巻線N3の閉ループ回路を構
成しており、インピーダンス素子Z1，Z2に電流が
流れるため、帰還巻線N3の電圧がドロツプし、
その結果、ベース抵抵抗R1には従来例に比べ低
い電圧が印加されることになり、ベース損失が低
減される。ベース抵抗R2についても同様である。
この場合、帰還巻線N3に発生した電圧による
電流が、オン状態となつているトランジスタQ2
のベース・エミツタ間と、オフ状態となつている
トランジスタQ1側のインピーダンス素子Z1との
直列回路からなる閉回路に流れること、ならび
に、ベース電流は、帰還巻線N3に発生した電圧
にベース電源EBの電圧が加算された電圧により、
オン状態のトランジスタQ2に流れ、このオン状
態のトランジスタQ2側のインピーダンス素子Z2
にはダイオードによる阻止機能によつてベース電
流は分流しないことから、帰還巻線N3の両端に
発生した電圧が印加される閉回路と、この帰還巻
線電圧EN3とベース電源電圧EBとの加算電圧が印
加される閉回路とに電流が流れるが、いずれもオ
ン状態のトランジスタQ2のベース・エミツタ間
にベース電流が流れていて、他の回路への分流を
防止でき、ベース損失を有効に低減することがで
きる。また、このことから、帰還巻線N3の両端
にインピーダンス素子Z1，Z2によるバイパス回路
が形成され、このバイパス回路に電流が分流する
ことにより、帰還巻線N3の両端に発生する電圧
が抑制されることになり、この点でもベース損失
を低減することができる。
電流が、オン状態となつているトランジスタQ2
のベース・エミツタ間と、オフ状態となつている
トランジスタQ1側のインピーダンス素子Z1との
直列回路からなる閉回路に流れること、ならび
に、ベース電流は、帰還巻線N3に発生した電圧
にベース電源EBの電圧が加算された電圧により、
オン状態のトランジスタQ2に流れ、このオン状
態のトランジスタQ2側のインピーダンス素子Z2
にはダイオードによる阻止機能によつてベース電
流は分流しないことから、帰還巻線N3の両端に
発生した電圧が印加される閉回路と、この帰還巻
線電圧EN3とベース電源電圧EBとの加算電圧が印
加される閉回路とに電流が流れるが、いずれもオ
ン状態のトランジスタQ2のベース・エミツタ間
にベース電流が流れていて、他の回路への分流を
防止でき、ベース損失を有効に低減することがで
きる。また、このことから、帰還巻線N3の両端
にインピーダンス素子Z1，Z2によるバイパス回路
が形成され、このバイパス回路に電流が分流する
ことにより、帰還巻線N3の両端に発生する電圧
が抑制されることになり、この点でもベース損失
を低減することができる。
第７図ａ〜ｃはインピーダンス素子Z1，Z2の具
体構成を示し、図面上の上端をトランジスタQ1，
Q2のベースに接続し、下端をエミツタに接続す
る。これらは、ダイオードによりベース電流を低
減（分流）させることがないので、効果的にベー
ス損失を低減できる。また、第７図ａの場合、コ
ンデンサを含んでいるので、トランジスタQ1，
Q2のベース・エミツタ間逆耐圧が低く、サージ
電圧が低下する。
体構成を示し、図面上の上端をトランジスタQ1，
Q2のベースに接続し、下端をエミツタに接続す
る。これらは、ダイオードによりベース電流を低
減（分流）させることがないので、効果的にベー
ス損失を低減できる。また、第７図ａの場合、コ
ンデンサを含んでいるので、トランジスタQ1，
Q2のベース・エミツタ間逆耐圧が低く、サージ
電圧が低下する。
なお、インバータ回路の発振動作については従
来例と同様であるので、説明を省略する。
来例と同様であるので、説明を省略する。
このように、この実施例は、トランジスタQ1，
Q2の各々のベース・エミツタ間にインピーダン
ス素子Z1，Z2を接続したため、ベース損失を低減
できる。また、ベース抵抗R1，R2の発熱が少な
くなるため、他の部品への影響が少なくなり、プ
リント板配置が容易になる。
Q2の各々のベース・エミツタ間にインピーダン
ス素子Z1，Z2を接続したため、ベース損失を低減
できる。また、ベース抵抗R1，R2の発熱が少な
くなるため、他の部品への影響が少なくなり、プ
リント板配置が容易になる。
なお、上記実施例はにおいては、電源部は脈流
であつたが、これが谷埋め方式であつても、完全
平滑であつても同様の効果が期待できる。
であつたが、これが谷埋め方式であつても、完全
平滑であつても同様の効果が期待できる。
この発明のトランジスタインバータ装置によれ
ば、帰還巻線に発生した電圧による電流が、オン
状態となつている一方のトランジスタのベース・
エミツタ間と、オフ状態となつている他方のトラ
ンジスタ側のインピーダンス素子との直列回路か
らなる閉回路に流れること、ならびに、ベース電
流は、帰還巻線に発生した電圧にベース電源の電
圧が加算された電圧により、オン状態の一方のト
ランジスタに流れ、このオン状態の一方のトラン
ジスタ側のインピーダンス素子にはダイオードに
よる阻止機能によつてベース電流は分流しないこ
とから、帰還巻線の両端に発生した電圧が印加さ
れる閉回路と、この帰還巻線電圧とベース電源電
圧との加算電圧が印加される閉回路とに電流が流
れるが、いずれもオン状態の一方のトランジスタ
のベース・エミツタ間にベース電流が流れてい
て、他の回路への分流を防止でき、ベース損失を
有効に低減することができる。また、このことか
ら、帰還巻線両端にインピーダンス素子によるバ
イパス回路が形成され、このバイパス回路に電流
が分流することにより、帰還巻線両端に発生する
電圧が抑制されることになり、この点でもベース
損失を低減することができる。
ば、帰還巻線に発生した電圧による電流が、オン
状態となつている一方のトランジスタのベース・
エミツタ間と、オフ状態となつている他方のトラ
ンジスタ側のインピーダンス素子との直列回路か
らなる閉回路に流れること、ならびに、ベース電
流は、帰還巻線に発生した電圧にベース電源の電
圧が加算された電圧により、オン状態の一方のト
ランジスタに流れ、このオン状態の一方のトラン
ジスタ側のインピーダンス素子にはダイオードに
よる阻止機能によつてベース電流は分流しないこ
とから、帰還巻線の両端に発生した電圧が印加さ
れる閉回路と、この帰還巻線電圧とベース電源電
圧との加算電圧が印加される閉回路とに電流が流
れるが、いずれもオン状態の一方のトランジスタ
のベース・エミツタ間にベース電流が流れてい
て、他の回路への分流を防止でき、ベース損失を
有効に低減することができる。また、このことか
ら、帰還巻線両端にインピーダンス素子によるバ
イパス回路が形成され、このバイパス回路に電流
が分流することにより、帰還巻線両端に発生する
電圧が抑制されることになり、この点でもベース
損失を低減することができる。
第１図は従来の放電灯点灯装置の回路図、第２
図ないし第４図はそれぞれその欠点を説明するた
めの回路図、第５図はこの発明の一実施例の放電
灯点灯装置の回路図、第６図はその動作説明のた
めの回路図、第７図ａ〜ｃはインピーダンス素子
の具体構成を示す回路図である。 Ｅ……商用電源、Re１，Re２……全波整流
器、CH……定電流チヨークコイル、OT……リ
ーケージ型の発振トランス、Q1，Q2……トラン
ジスタ、C2……共振用コンデンサ、R1，R2……
ベース抵抗、N1，N2……一次巻線、N3……帰還
巻線、N4……ベース駆動巻線、N5……二次巻
線、Z1，Z2……インピーダンス素子。
図ないし第４図はそれぞれその欠点を説明するた
めの回路図、第５図はこの発明の一実施例の放電
灯点灯装置の回路図、第６図はその動作説明のた
めの回路図、第７図ａ〜ｃはインピーダンス素子
の具体構成を示す回路図である。 Ｅ……商用電源、Re１，Re２……全波整流
器、CH……定電流チヨークコイル、OT……リ
ーケージ型の発振トランス、Q1，Q2……トラン
ジスタ、C2……共振用コンデンサ、R1，R2……
ベース抵抗、N1，N2……一次巻線、N3……帰還
巻線、N4……ベース駆動巻線、N5……二次巻
線、Z1，Z2……インピーダンス素子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源と、 プツシユプル接続されて前記直流電源から給電
され高周波出力電圧を発生する一対のトランジス
タと、 前記一対のトランジスタのベース端間に接続さ
れて前記高周波電圧の出力端に結合し前記一対の
トランジスタをオン・オフ駆動する帰還巻線と、 前記高周波出力電圧を整流して前記一対のトラ
ンジスタのベース・エミツタ間に直流電圧を供給
するベース電源とを備え、 前記一対のトランジスタのエミツタ側共通接続
点を前記直流電源の負極側に接続してなるトラン
ジスタインバータ装置において、 前記一対のトランジスタのエミツタ側共通接続
点と、前記一対のトランジスタの各々のベース端
との間に、それぞれダイオードとインピーダンス
とが直列接続された第１および第２のインピーダ
ンス素子を接続し、それぞれのダイオードのアノ
ード側をトランジスタのエミツタ側にしてなるこ
とを特徴とするトランジスタインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57032669A JPS58148681A (ja) | 1982-02-27 | 1982-02-27 | トランジスタインバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57032669A JPS58148681A (ja) | 1982-02-27 | 1982-02-27 | トランジスタインバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58148681A JPS58148681A (ja) | 1983-09-03 |
| JPH0527347B2 true JPH0527347B2 (ja) | 1993-04-20 |
Family
ID=12365275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57032669A Granted JPS58148681A (ja) | 1982-02-27 | 1982-02-27 | トランジスタインバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58148681A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4734828A (en) * | 1987-04-27 | 1988-03-29 | Vargo Frank J | High frequency-high voltage power converter circuit |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5264623A (en) * | 1975-11-21 | 1977-05-28 | Hitachi Ltd | Transistor invertor |
-
1982
- 1982-02-27 JP JP57032669A patent/JPS58148681A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5264623A (en) * | 1975-11-21 | 1977-05-28 | Hitachi Ltd | Transistor invertor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58148681A (ja) | 1983-09-03 |
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