JPH0471364B2 - - Google Patents
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- JPH0471364B2 JPH0471364B2 JP59047604A JP4760484A JPH0471364B2 JP H0471364 B2 JPH0471364 B2 JP H0471364B2 JP 59047604 A JP59047604 A JP 59047604A JP 4760484 A JP4760484 A JP 4760484A JP H0471364 B2 JPH0471364 B2 JP H0471364B2
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- transistors
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000003503 early effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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- Bipolar Integrated Circuits (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、例えばバイポーラ半導体集積回路等
に利用する電流発生装置に関するものである。
に利用する電流発生装置に関するものである。
従来例の構成とその問題点
第1図は従来の電流発生装置を示している。以
下にこの従来例の構成について第1図とともに説
明する。
下にこの従来例の構成について第1図とともに説
明する。
第1図において、30は電圧源で、これを除い
た他の素子は半導体集積回路として形成されてい
る。1,2,32はNPNトランジスタで、この
うちNPNトランジスタ1は同一のトランジスタ
をn個並列に接続したものである。各NPNトラ
ンジスタ1,2,32は同一の形状で作られてお
り、同一の特性を有している。トランジスタ1の
ベースと、トランジスタ2のベースとコレクタは
接続されている。5は抵抗でトランジスタ1のエ
ミツタとアースに接続されている。3,4,31
はPNPトランジスタでそれぞれ同一の特性を有
している。これらのトランジスタ3,4,31は
カレントミラー回路を形成している。そして、電
流発生装置の電流出力はトランジスタ31のコレ
クタ電流IC31で、コレクタがベースに接続された
トランジスタ32を負荷にしている。
た他の素子は半導体集積回路として形成されてい
る。1,2,32はNPNトランジスタで、この
うちNPNトランジスタ1は同一のトランジスタ
をn個並列に接続したものである。各NPNトラ
ンジスタ1,2,32は同一の形状で作られてお
り、同一の特性を有している。トランジスタ1の
ベースと、トランジスタ2のベースとコレクタは
接続されている。5は抵抗でトランジスタ1のエ
ミツタとアースに接続されている。3,4,31
はPNPトランジスタでそれぞれ同一の特性を有
している。これらのトランジスタ3,4,31は
カレントミラー回路を形成している。そして、電
流発生装置の電流出力はトランジスタ31のコレ
クタ電流IC31で、コレクタがベースに接続された
トランジスタ32を負荷にしている。
次に上記従来例の動作について説明する。い
ま、トランジスタ1,2のベース電位をV1とす
ると、トランジスタ1,2のコレクタ電流IC1,
IC2は以下の式により表わされる。またその様子
を第2図に示す。
ま、トランジスタ1,2のベース電位をV1とす
ると、トランジスタ1,2のコレクタ電流IC1,
IC2は以下の式により表わされる。またその様子
を第2図に示す。
V1=VTln(IC1/n/ISN)+R1IC1 ……(1)
V1=VTln(IC2/ISN) ……(2)
ただしVT=KT/q
k:ボルツマン定数
q:電子の負荷
T:絶対温度
ISN:NPNトランジスタ逆方向飽和電流
R1:抵抗5の抵抗値
トランジスタ1のコレクタ電流IC1はトランジ
スタ3,4から成るカレントミラー回路により、
同じ大きさの電流がトランジスタ2のコレクタ電
流IC2となつて流れる。すなわち IC1=IC2 ……(3) したがつて、(1),(2),(3)式より IC1=VT/R1ln(n) ……(4) このときV1の値をV1′とする。いまV1がV1′より
わずかに減少した場合IC1>IC2となるが、トラン
ジスタ3,4から成るカレントミラー回路によ
り、IC2は増加しV1を増加させる。逆にV1がV1′
よりわずかに増加した場合IC1<IC2となるが、同
様の動作によりIC2は減少しV1を減少させる。こ
のような動作により、(1)式、(2)式の2曲線の交点
の位置で安定する。安定する点はもうひとつあ
り、第2図からもわかるように、IC1=IC2=0の
点である。このため、電圧源30をはじめて加え
たときに、確実に(4)式で表わされる動作点に投入
するように、実用回路では第3図に示すような起
動用の抵抗6を設けて使用している。抵抗6はカ
レントミラー回路を経由して、わずかな電流をト
ランジスタ2のコレクタに流すことにより、第2
図の(2)式の曲線の原点付近で(1)式と交わらないよ
うにバイアスし、この安定点をなくしている。
スタ3,4から成るカレントミラー回路により、
同じ大きさの電流がトランジスタ2のコレクタ電
流IC2となつて流れる。すなわち IC1=IC2 ……(3) したがつて、(1),(2),(3)式より IC1=VT/R1ln(n) ……(4) このときV1の値をV1′とする。いまV1がV1′より
わずかに減少した場合IC1>IC2となるが、トラン
ジスタ3,4から成るカレントミラー回路によ
り、IC2は増加しV1を増加させる。逆にV1がV1′
よりわずかに増加した場合IC1<IC2となるが、同
様の動作によりIC2は減少しV1を減少させる。こ
のような動作により、(1)式、(2)式の2曲線の交点
の位置で安定する。安定する点はもうひとつあ
り、第2図からもわかるように、IC1=IC2=0の
点である。このため、電圧源30をはじめて加え
たときに、確実に(4)式で表わされる動作点に投入
するように、実用回路では第3図に示すような起
動用の抵抗6を設けて使用している。抵抗6はカ
レントミラー回路を経由して、わずかな電流をト
ランジスタ2のコレクタに流すことにより、第2
図の(2)式の曲線の原点付近で(1)式と交わらないよ
うにバイアスし、この安定点をなくしている。
しかしながら、上記従来例においては、第4図
の特性図のように、電源電圧の変化やトランジス
タのhfeのばらつきにより(4)式で表わされる電流
値を維持させるのが難しい。
の特性図のように、電源電圧の変化やトランジス
タのhfeのばらつきにより(4)式で表わされる電流
値を維持させるのが難しい。
これらの原因としては以下に示す2つの点が挙
げられる。第1の点は第5図に示すバイポーラ・
トランジスタのコレクタ・エミツタ電圧対コレク
タ電流特性の一般的な特性から明らかなように、
コレクタ・エミツタ電圧が変化するとコレクタ電
流が変化することであり、この現像はアーリ効果
と呼ばれている。第1図においてトランジスタ3
のコレクタ・エミツタ電圧VCE3は約0.7V、トラ
ンジスタ4のコレクタ・エミツタ電圧VCE4は約
(VCC−0.7)Vであり、これらの異なるコレク
タ・エミツタ電圧でバイアスされたトランジスタ
で構成されたカレントミラー回路は電流比がVCC
の影響を受ける。第5図中のVAはアーリ電圧と
呼ばれ、この値が小さいほど、コレクタ・エミツ
タ電圧の影響を受けやすい。一般的な半導体集積
回路のNPNトランジスタでこの値は100V、PNP
トランジスタで40V程度である。
げられる。第1の点は第5図に示すバイポーラ・
トランジスタのコレクタ・エミツタ電圧対コレク
タ電流特性の一般的な特性から明らかなように、
コレクタ・エミツタ電圧が変化するとコレクタ電
流が変化することであり、この現像はアーリ効果
と呼ばれている。第1図においてトランジスタ3
のコレクタ・エミツタ電圧VCE3は約0.7V、トラ
ンジスタ4のコレクタ・エミツタ電圧VCE4は約
(VCC−0.7)Vであり、これらの異なるコレク
タ・エミツタ電圧でバイアスされたトランジスタ
で構成されたカレントミラー回路は電流比がVCC
の影響を受ける。第5図中のVAはアーリ電圧と
呼ばれ、この値が小さいほど、コレクタ・エミツ
タ電圧の影響を受けやすい。一般的な半導体集積
回路のNPNトランジスタでこの値は100V、PNP
トランジスタで40V程度である。
次に、第2の点はhfeであるが、前述の(3)式で
はhfeを全く考慮しておらず、ベース電流を考慮
するとトランジスタ1のコレクタ電流IC1はトラ
ンジスタ3のコレクタ電流とトランジスタ3,4
のベース電流の和で、さらにトランジスタ4のコ
レクタ電流は、トランジスタ2のコレクタ電流
IC2とトランジスタ1,2のベース電流の和とな
り、実際的にはIC1はIC2と同じにはならない。こ
の電流値の差をトランジスタ31のベース電流と
アーリ効果を無視して計算すると、 IC1=IC3+IC3+IC4/hfeP ……(5) IC4=IC2+IC1+IC2/hfeN ……(6) IC3=IC4とすると(5),(6)式より IC1−IC2=2hfeP+2hfeN+4/(hfeN+1)hfeP・IC3
……(7) となり、hfeの差によつて値が異なつてくる。
はhfeを全く考慮しておらず、ベース電流を考慮
するとトランジスタ1のコレクタ電流IC1はトラ
ンジスタ3のコレクタ電流とトランジスタ3,4
のベース電流の和で、さらにトランジスタ4のコ
レクタ電流は、トランジスタ2のコレクタ電流
IC2とトランジスタ1,2のベース電流の和とな
り、実際的にはIC1はIC2と同じにはならない。こ
の電流値の差をトランジスタ31のベース電流と
アーリ効果を無視して計算すると、 IC1=IC3+IC3+IC4/hfeP ……(5) IC4=IC2+IC1+IC2/hfeN ……(6) IC3=IC4とすると(5),(6)式より IC1−IC2=2hfeP+2hfeN+4/(hfeN+1)hfeP・IC3
……(7) となり、hfeの差によつて値が異なつてくる。
ただし、
hfeP:PNPトランジスタの電流増幅率
hfeN:NPNトランジスタの電流増幅率
以上の通り、上記従来例では、その電流出力は
電源電圧の変化やトランジスタのhfeのばらつき
に対して大きく影響を受けるという欠点があつ
た。
電源電圧の変化やトランジスタのhfeのばらつき
に対して大きく影響を受けるという欠点があつ
た。
発明の目的
本発明は上記従来例の欠点を除去するものであ
り、電源電圧の変動とhfeのばらつきに対して影
響されにくい電流発生装置を提供し、半導体集積
回路の動作の安定度を向上させることを目的とす
るものである。
り、電源電圧の変動とhfeのばらつきに対して影
響されにくい電流発生装置を提供し、半導体集積
回路の動作の安定度を向上させることを目的とす
るものである。
発明の構成
本発明は以上の目的を達成するために、カレン
トミラー回路の出力を補償するための負帰還系を
設けたものである。
トミラー回路の出力を補償するための負帰還系を
設けたものである。
実施例の説明
以下に本発明の一実施例の構成について、図面
とともに説明する。
とともに説明する。
第6図において、30,31,32は第1図と
同一のものである。11,12,15はNPNト
ランジスタで、11は同一トランジスタがn個並
列に接続されている。各NPNトランジスタ11,
12,15は同一の形状で作られており同一の特
性を有している。トランジスタ11のベース・コ
レクタはトランジスタ12のベースに、エミツタ
は抵抗17を経てアースに接続されている。トラ
ンジスタ15のベースはトランジスタ12のコレ
クタに、エミツタは抵抗19を経てアースに接続
されている。トランジスタ13,14,16は
PNPトランジスタで、16は同一トランジスタ
が2個並列に接続されている。各PNPトランジ
スタはそれぞれ同一の特性を有しており、これら
のトランジスタ13,14,16はカレントミラ
ー回路を形成している。なお18は起動用抵抗で
ある。そして電流発生装置の電流出力はトランジ
スタ31のコレクタ電流IC31で、ダイオード接続
されたトランジスタ32を負荷にしている。
同一のものである。11,12,15はNPNト
ランジスタで、11は同一トランジスタがn個並
列に接続されている。各NPNトランジスタ11,
12,15は同一の形状で作られており同一の特
性を有している。トランジスタ11のベース・コ
レクタはトランジスタ12のベースに、エミツタ
は抵抗17を経てアースに接続されている。トラ
ンジスタ15のベースはトランジスタ12のコレ
クタに、エミツタは抵抗19を経てアースに接続
されている。トランジスタ13,14,16は
PNPトランジスタで、16は同一トランジスタ
が2個並列に接続されている。各PNPトランジ
スタはそれぞれ同一の特性を有しており、これら
のトランジスタ13,14,16はカレントミラ
ー回路を形成している。なお18は起動用抵抗で
ある。そして電流発生装置の電流出力はトランジ
スタ31のコレクタ電流IC31で、ダイオード接続
されたトランジスタ32を負荷にしている。
次に上記実施例の動作について説明する。第6
図において、トランジスタ11,12は第1図の
トランジスタ1,2に対応している。したがつて
ここでも(1),(2)式は成立する。
図において、トランジスタ11,12は第1図の
トランジスタ1,2に対応している。したがつて
ここでも(1),(2)式は成立する。
いま、トランジスタ16のコレクタ電流IC16が
増加したとすると、トランジスタ13,14のコ
レクタ電流IC13,IC14は増加し、V1を増加させる。
するとトランジスタ12のコレクタ電流IC12は増
加し、トランジスタ15のベース電流IB15を減少
させ、コレクタ電流IC15も減少する。IC15はIC16の
成分のほとんどを占めている。すなわち、この系
は負帰還を形成している。この系の安定する状態
は次の式で表わすことができる。
増加したとすると、トランジスタ13,14のコ
レクタ電流IC13,IC14は増加し、V1を増加させる。
するとトランジスタ12のコレクタ電流IC12は増
加し、トランジスタ15のベース電流IB15を減少
させ、コレクタ電流IC15も減少する。IC15はIC16の
成分のほとんどを占めている。すなわち、この系
は負帰還を形成している。この系の安定する状態
は次の式で表わすことができる。
IC14=IC12+IC15/hfeN ……(8)
IC13=IC11+IC11/hfeN+IC12/hfeN ……(9)
IC13=IC14 ……(10)
(8),(9),(10)式より
IC12+IC15/hfeN=IC11+IC11/hfeN+IC12/hfeN…
…(11) ∴IC11−IC12=1/hfeN(IC15−IC11−IC12)……(12) IC11+IC11+IC12/hfeN=IC13=IC16/2 IC11=IC12,IC16−IC15とすると IC11=hfeN/hfeN+2・IC15/2 ……(13) (12),(13)式より IC11−IC12=1/hfeN・2/hfeN+2・IC15……(14) (14)式の値はきわめて小さい値であり、(3)式を
ほぼ満足している。(ただし(3)式中IC1をIC11にIC2
をIC12におきかえる。)このように、第6図より
明らかなように、IC13はIC11とIB11とIB12とに分け
られ、IC14はIC12とIB15とに分けられるが、IC16に
よりIB15が調整され、IC11とIC12は同一となるよう
に制御されるので、(14)式と従来の(7)式を比べる
と明らかに(14)式の方が小さくhfeの影響が小さく
なつていることがわかる。
…(11) ∴IC11−IC12=1/hfeN(IC15−IC11−IC12)……(12) IC11+IC11+IC12/hfeN=IC13=IC16/2 IC11=IC12,IC16−IC15とすると IC11=hfeN/hfeN+2・IC15/2 ……(13) (12),(13)式より IC11−IC12=1/hfeN・2/hfeN+2・IC15……(14) (14)式の値はきわめて小さい値であり、(3)式を
ほぼ満足している。(ただし(3)式中IC1をIC11にIC2
をIC12におきかえる。)このように、第6図より
明らかなように、IC13はIC11とIB11とIB12とに分け
られ、IC14はIC12とIB15とに分けられるが、IC16に
よりIB15が調整され、IC11とIC12は同一となるよう
に制御されるので、(14)式と従来の(7)式を比べる
と明らかに(14)式の方が小さくhfeの影響が小さく
なつていることがわかる。
一方、第6図からもわかるように、トランジス
タ11,12のコレクタ・エミツタ電圧とトラン
ジスタ13,14のコレクタ・エミツタ電圧はそ
れぞれ同じ値になり、電源電圧の影響も小さくな
つている。電源電圧の影響は、トランジスタ1
5,16に現われるが、この変化はトランジスタ
15の1/hfeNとなり、電流出力に対して大きな
値ではない。なお抵抗19はトランジスタ15の
相互コンダクタンスを低くして、負帰還を安定さ
せている。
タ11,12のコレクタ・エミツタ電圧とトラン
ジスタ13,14のコレクタ・エミツタ電圧はそ
れぞれ同じ値になり、電源電圧の影響も小さくな
つている。電源電圧の影響は、トランジスタ1
5,16に現われるが、この変化はトランジスタ
15の1/hfeNとなり、電流出力に対して大きな
値ではない。なお抵抗19はトランジスタ15の
相互コンダクタンスを低くして、負帰還を安定さ
せている。
第7図に第6図の電源電圧、hfeのばらつきに
対する電流出力の特性を示す。この第7図からも
hfeの影響及び電源電圧の影響が殆んどなくなつ
ていることがわかる。
対する電流出力の特性を示す。この第7図からも
hfeの影響及び電源電圧の影響が殆んどなくなつ
ていることがわかる。
発明の効果
本発明は上記のような構成であり、以下に示す
効果が得られるものである。
効果が得られるものである。
(a) 電流発生の基準になるトランジスタのコレク
タ・エミツタ電圧の差が電源電圧の影響を受け
ない回路構成のため、電源電圧変動に対して電
流出力の変化が小さくできる。
タ・エミツタ電圧の差が電源電圧の影響を受け
ない回路構成のため、電源電圧変動に対して電
流出力の変化が小さくできる。
(b) 電流発生の基準になるトランジスタのベース
電流を補償されたので、hfeのばらつきの変動
を受けにくくできる。
電流を補償されたので、hfeのばらつきの変動
を受けにくくできる。
(c) 上記の効果により半導体集積回路の設計の自
由度が増し、さらに生産の歩止りを向上させる
利点を有する。そして、第3のトランジスタの
エミツタと接地の間に抵抗を挿入したので、ト
ランジスタの相互コンダクタンスを低く保ち、
負帰還を安定させ、発振を防止する効果があ
る。
由度が増し、さらに生産の歩止りを向上させる
利点を有する。そして、第3のトランジスタの
エミツタと接地の間に抵抗を挿入したので、ト
ランジスタの相互コンダクタンスを低く保ち、
負帰還を安定させ、発振を防止する効果があ
る。
なお、他に第3のトランジスタのベースと接地
との間にコンデンサを挿入して安定化を図る方法
があるが、この場合は応答速度が遅くなる欠点を
有する。
との間にコンデンサを挿入して安定化を図る方法
があるが、この場合は応答速度が遅くなる欠点を
有する。
第1図は従来の電流発生装置の原理を示す回路
図、第2図は第1図のV1対IC1,IC2の特性図、第
3図は従来の電流発生装置の実用的な回路図、第
4図は第3図の電流発生装置の電源電圧、hfeの
ばらつきに対する電流出力特性を示す図、第5図
は一般的なバイポーラ・トランジスタのコレク
タ・エミツタ電圧対コレクタ電流特性を示す図、
第6図は本発明の一実施例における電流発生装置
の回路図、第7図は第6図の電流発生装置の電源
電圧、hfeのばらつきに対する電流出力特性を示
す図である。 11,12,15,32……NPNトランジス
タ、13,14,16,31……PNPトランジ
スタ、30……電圧源。
図、第2図は第1図のV1対IC1,IC2の特性図、第
3図は従来の電流発生装置の実用的な回路図、第
4図は第3図の電流発生装置の電源電圧、hfeの
ばらつきに対する電流出力特性を示す図、第5図
は一般的なバイポーラ・トランジスタのコレク
タ・エミツタ電圧対コレクタ電流特性を示す図、
第6図は本発明の一実施例における電流発生装置
の回路図、第7図は第6図の電流発生装置の電源
電圧、hfeのばらつきに対する電流出力特性を示
す図である。 11,12,15,32……NPNトランジス
タ、13,14,16,31……PNPトランジ
スタ、30……電圧源。
Claims (1)
- 1 カレントミラー回路と、コレクタ及びベース
が前記カレントミラー回路の第1出力に接続さ
れ、エミツタが第1の抵抗を介して接地された第
1のトランジスタと、コレクタが前記カレントミ
ラー回路の第2出力に接続され、エミツタが接地
され、ベースが前記第1のトランジスタのベース
に接続された第2のトランジスタと、コレクタが
前記カレントミラー回路の入力に接続され、ベー
スが前記第2のトランジスタのコレクタに接続さ
れ、エミツタが第2の抵抗を介して接地された第
3のトランジスタとから構成され、前記カレント
ミラー回路の第3出力を電流出力とし、前記第1
のトランジスタのコレクタ電流と前記第2のトラ
ンジスタのコレクタ電流を同一にするように前記
第3のトランジスタのベース電流を設定すること
を特徴とする電流発生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59047604A JPS60191508A (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 電流発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59047604A JPS60191508A (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 電流発生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60191508A JPS60191508A (ja) | 1985-09-30 |
JPH0471364B2 true JPH0471364B2 (ja) | 1992-11-13 |
Family
ID=12779838
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59047604A Granted JPS60191508A (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 電流発生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60191508A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0539136B1 (en) * | 1991-10-21 | 1998-01-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Voltage generating device |
DE69230521T2 (de) * | 1991-10-21 | 2000-07-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Verstärker |
JP3091801B2 (ja) * | 1993-02-09 | 2000-09-25 | 松下電器産業株式会社 | 電流発生装置 |
DE4416711C1 (de) * | 1994-05-11 | 1995-08-03 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzstroms |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4435678A (en) * | 1982-02-26 | 1984-03-06 | Motorola, Inc. | Low voltage precision current source |
JPS59122207A (ja) * | 1982-12-27 | 1984-07-14 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テツド | 電流源 |
JPS59191629A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-10-30 | Toshiba Corp | 定電流回路 |
-
1984
- 1984-03-13 JP JP59047604A patent/JPS60191508A/ja active Granted
Patent Citations (3)
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US4435678A (en) * | 1982-02-26 | 1984-03-06 | Motorola, Inc. | Low voltage precision current source |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
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JPS60191508A (ja) | 1985-09-30 |
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