JPH04307896A - インタフェースシステム - Google Patents
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- JPH04307896A JPH04307896A JP3071802A JP7180291A JPH04307896A JP H04307896 A JPH04307896 A JP H04307896A JP 3071802 A JP3071802 A JP 3071802A JP 7180291 A JP7180291 A JP 7180291A JP H04307896 A JPH04307896 A JP H04307896A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
-
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018557—Coupling arrangements; Impedance matching circuits
Abstract
め要約のデータは記録されません。
Description
含むインタフェースシステムに関し、特に与えられた信
号に応答して負荷を駆動する出力回路およびそれを含む
インタフェースシステムに関する。
半導体集積回路装置(以下CMOSICと称す)に含ま
れる従来の出力回路を示す図である。この出力回路10
0はCMOSインバータ形式の出力回路(ドライバ)で
ある。
ンジスタ101,102、インバータ103,104,
105および出力パッド106を含む。インバータ10
3,104,105は、順次大きな駆動能力を有する。 出力パッド106にはIC外部の容量性負荷107が接
続される。インバータ103,104,105の各々は
、図8に示すように、PチャネルMOSトランジスタ1
08およびNチャネルMOSトランジスタ109を含む
。
回路(以下CMOS出力回路と呼ぶ)の負荷としては、
通常、次の理由から容量性負荷が想定されている。
荷としてCMOSICが接続される。CMOSICの入
力回路には、TTL(Transistor−Tran
sistor Logic)回路におけるベース電流
のような電流は流れない。したがって、CMOSICの
入力インピーダンスは容量と等価である。
CMOSICの入力回路は5Vの振幅の電圧を受けるこ
とが前提となっている。そのため、CMOS出力回路で
は、一般に、出力信号のローレベルVOLが0V、出力
信号のハイレベルVOHが5Vと定められている。ここ
で、図9に示すように、出力パッド106に接続される
負荷が抵抗性負荷111を含むと仮定する。この場合、
出力回路100に含まれるトランジスタ108(図8参
照)がオンすると、ノードnLの電位VL は次式で表
わされる。
)ここで、RONはトランジスタのオン抵抗値、VD
Dは電源電位、RL は抵抗性負荷111の抵抗値であ
る。
出力回路100に含まれるトランジスタのオン抵抗値R
ONおよび抵抗性負荷111の抵抗値RL に依存して
変化する。
つきが生じる。したがって、CMOS出力回路に抵抗性
負荷を接続すると、出力電圧にもばらつきが生じる。ま
た、5Vの振幅を有する出力電圧を得ることもできない
。
には抵抗性負荷が接続されず、CMOSIC間のインタ
フェースは抵抗性負荷を含まないインタフェースとなっ
ている。
MOS出力回路には抵抗性負荷が接続されない。そのた
め、CMOSIC間のインタフェースは高インピーダン
ス状態となっており、他の信号からノイズを受けやすい
。
0と入力回路120とが伝送路130を介して接続され
る場合を考える。伝送路130のインピーダンスを50
Ωとすると、伝送路130の終端に抵抗値50Ωの終端
抵抗を接続すると、伝送路130と入力回路120との
間でインピーダンス整合をとることができる。しかしな
がら、上記の理由からCMOS出力回路には抵抗性負荷
が接続されないので、伝送路130と入力回路120と
の間でインピーダンス整合がとれていない。そのため、
信号の反射等が起こりやすく、50MHz以上の高速の
伝送が困難である。
ンピーダンスの負荷を安定に駆動することができかつ高
速で低消費電力の信号伝送が可能な出力回路を提供する
ことである。
低くかつ高速の信号伝送が可能なインタフェースシステ
ムを提供することである。
路は、負荷が接続される出力パッド、一定の電流を供給
する定電流源、およびスイッチ手段を備える。スイッチ
手段は、出力パッドと定電流源との間に設けられ、与え
られた信号に応答して選択的に導通状態または非導通状
態となる。
する第1の電界効果素子を含んでもよい。好ましくは、
出力回路が第2の電界効果素子をさらに含む。第2の電
界効果素子は、出力パッドと第1の電界効果素子との間
に接続され、所定の電位を受ける制御端子を有する。
は、出力回路、入力回路、出力回路と入力回路との間に
接続される伝送路、および伝送路と所定の電位との間に
結合される抵抗手段を含む。出力回路は、出力パッド、
一定の電流を供給する定電流源、およびスイッチ手段を
含む。スイッチ手段は、出力パッドと定電流源との間に
設けられ、与えられた信号に応答して選択的に導通状態
または非導通状態となる。
ド、所定の基準電位を発生する基準電位発生手段、およ
び差動増幅手段を含んでもよい。差動増幅手段は、入力
パッドの電位と基準電位発生手段により発生された基準
電位との間の電位差を差動増幅する。
好ましくは、出力パッドの電圧の振幅が電源電圧よりも
低く設定される。
れた信号に応答してスイッチ手段が選択的に導通状態ま
たは非導通状態になると、定電流源により負荷に供給さ
れる電流が変調される。それにより、負荷の両端にその
電流に応じた電圧が現われる。定電流源により供給され
る電流のばらつきをなくすことは、技術的に可能である
ので、この出力回路によれば抵抗性負荷を安定に駆動す
ることができる。したがって、出力パッドに抵抗性負荷
を接続することにより、インタフェースのインピーダン
スを低くするとともにインピーダンス整合をとることが
可能になる。
においては、第1の発明に係る出力回路が設けられ、か
つ伝送路と所定の電位との間に抵抗手段が結合されてい
るので、インピーダンスが低くなり、かつインピーダン
ス整合をとることが可能となる。
の間の電位差を差動増幅する差動増幅手段を含む場合に
は、小さい振幅の信号を伝送路を介して出力回路から入
力回路に伝送することが可能となる。
よりも低く設定すると、消費電力を少なくすることがで
きる。
ら詳細に説明する。図1は、この発明の一実施例による
出力回路およびそれを含むインタフェースシステムの構
成を示す図である。
C20とが伝送路3を介して接続されている。出力側I
C10は、出力回路1およびデータ処理回路2を含む。 また、入力側IC20は入力回路5およびデータ処理回
路6を含む。伝送路3は特性インピーダンスZ0 を有
する。伝送路3の終端は抵抗値Rを有するプルアップ用
抵抗(終端抵抗)4を介して所定のプルアップ電位(終
端電位)VTTに結合されている。
流源11、スイッチ12、インバータ13および出力パ
ッド14を含む。スイッチ12は出力パッド14と定電
流源11との間に接続され、インバータ13の出力信号
により制御される。出力パッド14には伝送路3が接続
される。また、インバータ13にはデータ処理回路2か
らデータDINが与えられる。出力回路1の各要素は同
一基板上に形成される。
増幅器52を含む。入力パッド51には伝送路3が接続
される。増幅器52から出力されるデータDOUT は
データ処理回路6に与えられる。
作を説明する。
INに応答してスイッチ12がオンまたはオフする。ス
イッチ12がオンすると、定電流源11により抵抗4、
伝送路3、出力パッド14、スイッチ12および定電流
源11に電流I0 が流れる。これにより、抵抗4の両
端に電位差RI0 が生じ、これが入力パッド51を介
して増幅器52に与えられる。増幅器52は、この電位
差を増幅し、それをデータDOUT としてデータ処理
回路6に与える。
、抵抗4の抵抗値を伝送路3の特性インピーダンスZ0
に近づけることにより、信号の反射やノイズの発生を
抑制することができる。また、定電流源11の電流値ま
たは抵抗4の抵抗値を調整することにより、伝送路3上
の電圧振幅を任意に定めることができる。
構成を示す。
スタQ1,Q2,Q3,Q4、インバータ13および出
力パッド14を含む。トランジスタQ1のゲートには電
源電位VDDが与えられる。トランジスタQ3,Q4が
カレントミラー回路を構成する。トランジスタQ2のゲ
ートにはインバータ13の出力が与えられる。トランジ
スタQ2が図1のスイッチ12に相当し、トランジスタ
Q3が図1の定電流源11に相当する。
らバイアス電流が供給される。バイアス電流発生回路7
は、NチャネルMOSトランジスタQ5、PチャネルM
OSトランジスタQ6〜Q11および演算増幅器71を
含む。演算増幅器71の一方の入力端子には、公知のバ
ンドギャップ電圧発生回路8によりバンドギャップ電圧
(定電圧)Vbgが与えられる。バンドギャップ電圧発
生回路は、たとえばBang−Sup SONG an
d Paul R. Gray, “A Precis
ion Curvature−Compensated
CMOS Bandgap Reference”,
IEEE Journal of Solid−St
ate Circuits, Vol. sc−18,
No.6, December 1983, pp.
634−643に記載されている。このバンドギャッ
プ電圧Vbgは近似的に1.27Vに等しい。演算増幅
器71の他方の入力端子はトランジスタQ5のソースお
よび抵抗72の一端に接続されている。抵抗72の他端
は接地されている。差動増幅器71の出力はトランジス
タQ5のゲートに与えられる。
ランジスタQ8,Q9とがカレントミラー回路を構成し
、1組のトランジスタQ6,Q7と1組のトランジスタ
Q10,Q11とがカレントミラー回路を構成する。 それにより、トランジスタQ9のドレインおよびトラン
ジスタQ11のドレインには、トランジスタQ6,Q7
に流れる電流がそれぞれミラーされて出力される。トラ
ンジスタQ9のドレインにミラーされた電流は出力回路
1のトランジスタQ4にバイアス電流として与えられる
。
路が設けられる。したがって、トランジスタQ11のド
レインにミラーされた電流は他の出力回路にバイアス電
流として与えられる。複数の出力回路に対応して、複数
組のカレントミラー回路が構成されている。
れているので、演算増幅器71の2つの入力端子間はイ
マジナリショートになる。したがって、演算増幅器71
の作用により抵抗72の両端にはバンドギャップ電圧V
bgが印加される。それにより、トランジスタQ5には
次式で示される電流Iが流れる。
プ電圧Vbgは正確な値(1.27V)に定まる。一方
、抵抗72の抵抗値r1は製造上ばらつく。しかし、抵
抗72の抵抗値r1はトリミングにより調整することが
可能である。あるいは、抵抗72として外付けの抵抗を
用いることにより、所定の抵抗値を得ることができる。 したがって、電流値Iを所定の値に正確に定めることが
できる。
スタQ6,Q7,Q8,Q9により構成されるカレント
ミラー回路によりトランジスタQ9のドレインにミラー
され、さらにトランジスタQ3,Q4により構成される
カレントミラー回路によりトランジスタQ3にミラーさ
れる。このようにして、トランジスタQ3に定電流I0
が流れる。
構成を示す。
2および電流源56,57を含む。電流源56,57は
それぞれ定電流I1,I2を供給する。増幅器52は、
PチャネルMOSトランジスタQ21,Q22およびN
チャネルMOSトランジスタQ23〜Q26、インバー
タ53,54および抵抗55を含む。トランジスタQ2
1〜Q24が差動増幅器を構成する。また、トランジス
タQ25,Q26がカレントミラー回路を構成する。
ンジスタQ24のゲートには次式で示される基準電位V
R が与えられる。
Q21〜Q24により構成される差動増幅器により入力
パッド51の電位が基準電位VR と比較され、その電
位差が増幅されてインバータ53に与えられる。インバ
ータ53,54はバッファとして働き、与えられた電位
差をデータDOUT としてIC内部のデータ処理回路
6(図1参照)に出力する。
示す。図4の例では、図1の抵抗4のプルアップ電位V
TTが3V、電源電位VDDが5V、接地電位GNDが
0Vに設定され、伝送路3上の電圧振幅Vaが1Vに設
定されている。抵抗4の抵抗値Rをたとえば100Ωに
設定すれば、定電流源11の電流値I0 は次式により
決定される。
[mA]したがって、定電流源11が10mAの電流を
供給するように設計が行なわれる。この場合、図2のト
ランジスタQ3,Q4により構成されるカレントミラー
回路のミラー比1:nとして1:100を選択すれば、
トランジスタQ8,Q9に流れるバイアス電流の値IB
は次式により決定される。
ギャップ電圧Vbgは1.27V(シリコンのバンドギ
ャップ電圧)に近似的に等しいので、抵抗72の抵抗値
r1は次式により決定される。
μA]=12.7[kΩ]したがって、抵抗72の抵抗
値r1は12.7kΩに設定される。一方、伝送路3上
の電圧は2Vと3Vとの間で振幅するので、図3の基準
電位VR は2.5Vに設定される。電流源56の電流
値I1を、たとえば100μAに設定すると、抵抗55
の抵抗値r2は25kΩに設定される。
IN、入力回路5から出力されるデータDOUT およ
び伝送路3上の電圧の回路シミュレーション波形を示す
。図5に示すように、データDINおよびデータDOU
T は、0Vと5Vとの間で振幅し、伝送路3上の電圧
は2Vと3Vとの間で振幅する。
場合には、次に示すようにトランジスタQ2の単体のミ
ラー効果が問題になる可能性がある。図6を参照しなが
らこのミラー効果を説明する。
1を介することなく直接抵抗4に接続されているものと
する。トランジスタQ2のゲートとドレインとの間には
寄生容量CGDが存在する。またトランジスタQ2のゲ
ートとソースとの間にも寄生容量が存在する。ここで、
トランジスタQ2のゲートの電位VG が上昇すると、
トランジスタQ2に流れる電流も上昇する。そのため、
抵抗4による電圧降下が大きくなり、ノードn2の電位
が低下する。ノードn2の電位の変化は、寄生容量CG
Dによる容量結合により、トランジスタQ2のゲートの
電位を変化させる。それにより、トランジスタQ2のゲ
ートの電位VG の波形が乱れることになる。
4の電位の変化がトランジスタQ2に伝わりにくくする
ためにトランジスタQ2と出力パッド14との間にトラ
ンジスタQ1が挿入されている。これにより、トランジ
スタQ2のゲートとドレインとの間の寄生容量CGDの
効果が低減される。
に駆動することができ、反射やノイズが少なく高速な信
号伝送を可能にする出力回路が得られる。
が少なく高速な伝送が可能なインタフェースシステムが
得られる。
の抵抗値を調整することにより任意の電圧振幅を得るこ
とができる。したがって、振幅を小さく設定することに
より、消費電力を低減することが可能となる。
テムの構成を示す図である。
圧レベルを示す図である。
圧の回路シミュレーション波形を示す図である。
である。
。
た場合の問題点を説明するための図である。
ための図である。
中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (5)
- 【請求項1】 与えられた信号に応答して負荷を駆動
する出力回路であって、前記負荷が接続される出力パッ
ド、一定の電流を供給する定電流源、および前記出力パ
ッドと前記定電流源との間に設けられ、与えられた信号
に応答して選択的に導通状態又は非導通状態となるスイ
ッチ手段を備えた、出力回路。 - 【請求項2】 前記スイッチ手段はデータを受ける制
御端子を有する第1の電界効果素子を含み、前記出力パ
ッドと前記第1の電界効果素子との間に接続され、所定
の電位を受ける制御端子を有する第2の電界効果素子を
さらに含む、請求項1に記載の出力回路。 - 【請求項3】 出力回路、入力回路、前記出力回路と
前記入力回路との間に接続される伝送路、および前記伝
送路と所定の電位との間に結合される抵抗手段を含み、
前記出力回路は、前記伝送路に接続される出力パッド、
一定の電流を供給する定電流源、および前記出力パッド
と前記定電流源との間に設けられ、与えられた信号に応
答して選択的に導通状態または非導通状態となるスイッ
チ手段を含む、インタフェースシステム。 - 【請求項4】 前記入力回路は、前記伝送路に接続さ
れる入力パッド、所定の基準電位を発生する基準電位発
生手段、および前記入力パッドの電位と前記基準電位発
生手段により発生された基準電位との間の電位差を差動
増幅する差動増幅手段を含む、請求項3に記載のインタ
フェースシステム。 - 【請求項5】前記出力手段には所定の電源電圧が与えら
れ、前記出力パッドの電圧の振幅は前記電源電圧よりも
低く設定される、請求項3に記載のインタフェースシス
テム。
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Publications (2)
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JPH04307896A true JPH04307896A (ja) | 1992-10-30 |
JP2848500B2 JP2848500B2 (ja) | 1999-01-20 |
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ID=13471060
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JP3071802A Expired - Lifetime JP2848500B2 (ja) | 1991-04-04 | 1991-04-04 | インタフェースシステム |
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JP (1) | JP2848500B2 (ja) |
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