JPH0376521B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は磁気デイスクからの読出し信号の様
な、記録媒体からの読出し信号の処理過程で用い
るのに好適な直流成分再生装置に関する。電子計
算機の２次記憶装置等として用いられる磁気デイ
スク装置においては情報はデイジタル変調されて
書込まれる。たとえばNRZI変調においては記録
されるべきデイジタル情報の“１”に対応して書
込みデイジタル信号のレベルを反転させ、また
“０”に対しては書込みデイジタル信号レベルが
前の状態を保つ様にする。従つて、情報の書込み
に当たつては、書込みデイジタル信号のエツジに
対応して磁気デイスクのトラツクの磁化の反転が
おこる。磁気ヘツドを用いて磁気デイスク上に書
込まれた情報を読出した場合、磁気ヘツドや記録
媒体の性質のため、読出された信号はデイジタル
波形にはなつていない。

磁気デイスクに書込まれたデイジタル情報を復
元するためには、磁気デイスクから読出された信
号を処理して磁気デイスクに書込まれた本来の信
号波形を近似する。この読出された信号波形に
は、記録媒体上の磁化の反転に対応してピークが
あらわれ、ピーク間は平坦な領域になつている。
そこで通常、この読出された信号を微分し、ゼロ
交叉検出器を通して前述の磁化反転位置を求める
ことにより、書込みデイジタル信号やもとのデイ
ジタル情報を得る。

しかしながら、この方法においては、読出され
た信号のピーク間の平坦な領域についてはその微
分信号が“０”になるため、ゼロ交叉検出器のこ
の領域に対して出力は不確定となる。この様に、
ゼロ交叉検出器に与えられる信号がある領域にお
いて値“０”をとり続けることを“シヨルダリン
グ（shouldering）”と呼ぶ。

この現象を回避する先行技術の１つとして、読
出された信号のピーク間の平坦な領域ではゲート
によりゼロ交叉の検出を止める方法がある。この
方法では２値信号がゲート作動のために使われる
が、ここでもしこの２値信号に誤りがあるとゼロ
交叉検出器の出力にも単一ビツト誤りが発生す
る。更に、上述のゲート処理を行なう際には、そ
の回路の動作上長い時間の遅延をともなう。その
ため、この２値信号に読出された信号を同期させ
るため、読出された信号に遅延を与える回路が必
要になるという欠点もある。

本発明は従来技術における上述の欠点を除去
し、記録−読出し等において失なわれた直流成分
をもとにもどすことにより本来のデイジタル信号
の信号波形、就中信号レベル遷移、を再生するこ
とを目的とする。すなわちこの直流成分の回復に
よつて、従来シヨルダリングをおこしていた領域
はベースラインから離される。従つてゲートを使
用する先行技術にともなう遅延時間や単一ビツト
エラーの問題なしに、読出し信号の微分信号が
“０”になる点のうち読出し信号のピーク、すな
わち本来のデイジタル信号の信号レベル遷移に対
応する点のみを検出することができる。

上述の目的を達成するため、本発明においては
磁気ヘツドによる磁気デイスクからの読出し信号
等のアナログ信号は２方向に分けられ、一方は
正、負のピーク位置を示す２値信号に変換され
る。この２値信号から、本来のデイジタル信号が
平坦な領域の直流分を再生するためのオフセツト
信号を発生する。前述のアナログ信号は他方では
微分されて微分アナログ信号となる。この微分ア
ナログ信号に前述のオフセツト信号を合成するこ
とにより、シヨルダリングがない信号が得られ
る。この信号をゼロ交叉検出器に通すことによ
り、本来のデイジタル信号のレベル遷移だけを正
確に検出する。

以下、図面に基いて本発明を詳細に説明する。

第１図は本発明にかかる直流成分再生装置のブ
ロツク図である。また第４図は第１図のブロツク
図中の各部で発生する信号波形を示すグラフであ
る。第１図において、本来の信号１０が記録媒体
５０に記録され、それがトランスデユーサ１００
によつて検出される。トランスデユーサ１００の
出力はトランスデユーサ増幅器１１０によつて増
幅され、互いに反対極性の正及び負アナログ信号
３１０，３１１（第４図Ａ）として出力される。
この正及び負アナログ信号３１０，３１１は夫々
２方向に分けられ、一方は差動微分器１２０へ、
また他方は２値信号発生器１３０へ導びかれる。
２値信号発生器１３０は正及び負アナログ信号を
夫々閾値Ｌ＋、Ｌ−と比較することにより、第４
図Ｂに示す２値信号３２０，３２１を発生する回
路である。２値信号３２０，３２１はオフセツト
信号発生和１４０へ与えられる。オフセツト信号
発生器１４０は、前述のシヨルダリング現象を回
避するため、第４図Ｃに示す正及び負オフセツト
電圧信号３３０，３３１を生成する。この正及び
負オフセツト電圧信号３３０，３３１により、ゼ
ロ交叉検出器１８０に入力される信号が従来技術
においてほぼ“０”の値を保つ区間について、そ
のレベルを正或は負の方向にずらす（詳細は後述
する）。これら正及び負オフセツト電圧信号３３
０，３３１は電圧−電流変換器１５０に与えら
れ、夫々正及び負のオフセツト電圧信号３３０，
３３１に比例した電流値を持つ正及び負のオフセ
ツト電流信号３５０，３５１（第４図Ｅ）に変換
され、次いで差動加算回路１６０へ印加される。

さて、トランスデユーサ増幅器１１０の出力で
ある正及び負アナログ信号３１０，３１１はまた
差動微分器１２０に与えられて微分され、互いに
逆の極性を持つ２つの微分アナログ電流信号３４
０，３４１に変換され、差動加算回路１６０へ印
加される。差動加算回路１６０では先ず微分アナ
ログ電流信号３４０とオフセツト電流信号３５０
との加算、及び微分アナログ電流信号３４１とオ
フセツト電流信号３５１との加算を行なう。これ
らの両加算の結果が夫々合成信号３６０，３６１
として第４図Ｆに示されている。次いで両合成信
号３６０，３６１間の差をとり、電圧信号に変換
する。これが第４図Ｇに示す再構成信号３７０で
ある。この再構成信号３７０は線型位相フイルタ
（Iinear phase filter）１７０を通してゼロ交叉
検出器１８０に与えられる。ゼロ交叉検出器１８
０は再構成信号の遷移（すなわち第３図の電圧比
較器LM３６１の２つの入力１８１，１８２の大
小関係の逆転）点Ｚ（第４図）を検出して出力パ
ルス１９０を出力する。

以上をまとめると次の様になる。シヨルダリン
グ現象をさけるためには、読出し信号（正アナロ
グ信号３１０）の微分波形（微分アナログ信号３
４０）中で読出し信号のピーク間に対応する領域
を正または負方向へレベルシフトすれば良い。そ
こで読出し信号の正のピークを示す信号（２値信
号３２０）と負のピークを示す信号（２値信号３
２１）をまず生成する。これらの信号により、正
のピークの直後から次の負のピークの直前までは
微分波形のレベルシフトの方向を負にする信号
（負のオフセツト電圧信号３３１、負のオフセツ
ト電流信号３５１）を、また負のピークの直後か
ら次の正のピークの直前までは微分波形のレベル
シフトの方向を正にする信号（正のオフセツト電
圧信号３３０、正のオフセツト電流信号３５０）
を発生する。これらの信号を発生し、またレベル
シフトを行なう回路構成は各種考えられるが、第
１図に示したものは出力パルス１９０を得るまで
の回路全体を差動的に動作させるのに適した構成
である。

さて、以下では第１図中の差動微分器１２０，
２値信号発生器１３０、オフセツト信号発生器１
４０、電圧−電流変換器１５０、差動加算器１６
０及び線型位相フイルタ１７０の回路図を示す第
２図を用いて更に具体的な説明を与える。

トランスデユーサ１００により記録媒体５０か
ら読出された信号はトランスデユーサ増幅器１１
０により増幅され、互いに逆極性の差動信号であ
る正及び負アナログ信号３１０，３１１として第
２図中の２値信号発生器１３０及び差動微分器１
２０に与えられる。２値信号発生器１３０におい
ては与えられた正及び負アナログ信号３１０，３
１１を夫々非ゼロの所定電圧値（＋6Vを抵抗で
分圧したもの）と比較し、正及び負のピークを検
出する。そのためアナログ信号電圧３１０，３１
１は夫々コンパレータとして動作する増幅器１３
１，１３２に与えられ、正または負の側の電圧が
上昇して上述の所定電圧値を越えると夫々ゲート
１３４または１３５が論理値“０”を発生し、オ
フセツト信号発生器内のフリツプフロツプ１４２
または１４１をリセツトする。そしてアナログ信
号電圧がピークをすぎて下降すると、先に論理値
“１”になつていたゲート１３３または１３６の
出力が“０”に戻るのでフリツプフロツプ１４１
または１４２がセツトされる。フリツプフロツプ
１４１，１４２は夫々負及び正のオフセツト電圧
信号３３１，３３０を発生する。以上の説明から
わかる様に正のオフセツト電圧信号３３０が発生
されるのは負の２値信号３２１の立下がりから正
の２値信号３２０の立上がりまで、また負のオフ
セツト電圧信号３３１が発生されるのは正の２値
信号３２０の立下がりから負の２値信号３２１の
立上がりまでである。これにより、微分アナログ
信号３４０，３４１がベースラインを横切つて急
激に変化する直前及び直後においては両オフセツ
ト電圧信号３３０，３３１は発生せず、他方この
急激な変化の間のシヨルダリング現象が生起する
領域においてオフセツト電圧信号３３０，３３１
の一方が発生して前述のレベルシフトを行なつて
いる。ここで微分アナログ信号３４０，３４１の
急変の直前・直後には両オフセツト電圧信号３３
０，３３１が発生していないため、この急変によ
るゼロ交叉点の位置が前述のレベルシフトによつ
て移動することはない。

オフセツト電圧信号３３０，３３１は電圧−電
流変換回路１５０へ導びかれ、夫々抵抗１５１，
１５２の両端の電圧の結果としての電流に変換さ
れる。トランジスタ１５３と１５４は夫々オフセ
ツト電圧信号３３１，３３０に比例したオフセツ
ト電流信号３５１，３５０を生成して差動加算回
路１６０へ与える。

さて、既に述べた様に正及び負アナログ信号３
１０，３１１はまた差動微分器１２０へも送られ
ている。差動微分器１２０はこれらの信号を微分
し、互いに符号が反転している２つの微分アナロ
グ信号３４０，３４１を生成する。微分アナログ
信号３４０，３４１は電圧信号だが、夫々抵抗１
２１，１２２の両端の電位差の結果としての電流
信号に変換される。従つて差動加算回路１６０に
は４つの電流信号、すなわち微分アナログ信号３
４１，３４１を夫々電流に変換したもの及びオフ
セツト電流信号３５０，３５１（ただしオフセツ
ト電流信号３５０，３５１のうち同時には高々１
つしか出ていないことは既に述べた通りである）、
が与えられている。そして、正のオフセツト電流
信号３５０と微分アナログ信号３４０とが加算さ
れて合成信号３６０となり、また負のオフセツト
電流信号３５１と微分アナログ信号３４１との加
算で合成信号３６１ができる。両合成信号３６
０，３６１はトランジスタ１６１，１６２を通過
して差をとられて再構成信号３７０に変換され、
線型位相フイルタ１７０を通過することによつて
ひずみや雑音成分が除去される。その後再構成信
号３７０がゼロ交叉検出器１８０へ与えられる。

ゼロ交叉検出器１８０として使用できる回路は
各種の形式のものが考えられるが、本実施例では
第３図に示される様な差動比較器を用いたゼロ交
叉検出器を採用している。ここで注意すべき点
は、本回路においては入力段に差動比較器１８３
を用いているため、前段の線型位相フイルタ１７
０からの２つの信号１８１，１８２が本回路へ入
力されていることである。すなわち再構成信号３
７０は本回路にあつては１本の信号線によつて与
えられるのではなく、２つの信号１８１，１８２
の間の差の形で与えられる。そして信号１８１の
電圧と信号１８２の電圧の大小関係が反転する毎
に排他的論理和１８４の出力側に非常に幅の狭い
パルスが発生する。このパルスは次段に置かれて
いる差動比較器１８５を含むパルス幅伸長回路を
通ることにより、ゼロ交叉検出器１８０の次段に
接続されるデイジタル回路の入力信号として好適
な出力パルス１９０として出力される。この出力
パルスの立上がりが本来の信号１０の遷移時点を
示しており、たとえばこの本来の信号１０が
NRZI変調された波形であるならば、この遷移時
点は被変調信号（もとのデイジタル情報）が
“１”をとる時点を示す。

以上で説明した様に、本発明によれば、磁気記
憶媒体から読出された信号の直流成分を回復する
ことができる。

なお、デイジタル磁気記憶におけるNRZI以外
の変調法においても、磁化方向の遷移によつて情
報を書込むので、本発明を適用し得る。また、デ
イジタル波形から直流分を除去したり、デイジタ
ル波形のレベル変化分だけをとらえた信号（すな
わちデイジタル波形を微分した信号等）からもと
の波形の直流分を再生することによつてもとの波
形を得ることもできる。もとの波形を得るにはた
とえばゼロ交叉検出器の後段にフリツプフロツプ
を設ければ良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる直流成分再生装置のブ
ロツク図、第２図及び第３図は第１図中の主要回
路の回路図、第４図は第１図乃至第３図中の主要
信号波形を示すグラフである。 １０：本来の信号、５０：記録媒体、１１０：
トランスデユーサ増幅器、１２０：差動微分器、
１３０：２値信号発生器、１４０：オフセツト信
号発生器、１５０：電圧−電流変換器、１６０：
差動加算回路、１７０：線型位相フイルタ、１８
０：ゼロ交叉検出器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 記録媒体からの読出し信号を入力して微分す
   る手段と、 前記読出し信号を入力しそのピークの位置を示
   す信号を出力する手段と、 前記ピークの位置を示す信号を入力して前記各
   ピーク間の信号レベルを与えるオフセツト信号を
   発生する手段と、 前記微分された読出し信号と前記オフセツト信
   号とを合成する手段 とを設けたことを特徴とする直流成分再生装置。