JPH0346762B2 - - Google Patents
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- JPH0346762B2 JPH0346762B2 JP57009554A JP955482A JPH0346762B2 JP H0346762 B2 JPH0346762 B2 JP H0346762B2 JP 57009554 A JP57009554 A JP 57009554A JP 955482 A JP955482 A JP 955482A JP H0346762 B2 JPH0346762 B2 JP H0346762B2
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
- G01D5/24404—Interpolation using high frequency signals
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
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- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
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- G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
- G01P3/481—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals
- G01P3/489—Digital circuits therefor
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B1/00—Comparing elements, i.e. elements for effecting comparison directly or indirectly between a desired value and existing or anticipated values
- G05B1/01—Comparing elements, i.e. elements for effecting comparison directly or indirectly between a desired value and existing or anticipated values electric
- G05B1/02—Comparing elements, i.e. elements for effecting comparison directly or indirectly between a desired value and existing or anticipated values electric for comparing analogue signals
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- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
ａ 技術分野
本発明は回転する物体の回転位置や回転速度及
び移動する物体の移動位置や移動速度等をデイジ
タル量として検出するデイジタル移動検出装置に
関する。
び移動する物体の移動位置や移動速度等をデイジ
タル量として検出するデイジタル移動検出装置に
関する。
ｂ 従来技術
従来の回転体の速度検出には直流発電機と同じ
構造をもつ速度発電機が用いられ、回転体の位置
検出には回転体の軸に結合されたポテンシヨメー
タが用いられている。又、直線移動体の速度や位
置の検出は歯車等により回転運動に変換した後、
同様な方法で検出している。
構造をもつ速度発電機が用いられ、回転体の位置
検出には回転体の軸に結合されたポテンシヨメー
タが用いられている。又、直線移動体の速度や位
置の検出は歯車等により回転運動に変換した後、
同様な方法で検出している。
この様にして検出された速度や位置の信号は速
度制御や位置制御のフイードバツク信号として用
いられることが多い。これ等の制御回路がアナロ
グ回路で構成されている場合には上記検出信号は
アナログ信号として検出されるので制御に適して
いた。
度制御や位置制御のフイードバツク信号として用
いられることが多い。これ等の制御回路がアナロ
グ回路で構成されている場合には上記検出信号は
アナログ信号として検出されるので制御に適して
いた。
しかし最近はマイクロコンピユータ等の技術の
進歩により、デイジタル回路で制御回路が構成さ
れ非常に高い精度と安定性を持つた速度制御や位
置制御が容易に実現できる様になつてきた。デイ
ジタル回路はアナログ回路に対し、上述の利点が
ある他に調整要素も少なく、マイクロコンピユー
タを用いることにより製品価格を安くできる等の
多くの利点を持つている。
進歩により、デイジタル回路で制御回路が構成さ
れ非常に高い精度と安定性を持つた速度制御や位
置制御が容易に実現できる様になつてきた。デイ
ジタル回路はアナログ回路に対し、上述の利点が
ある他に調整要素も少なく、マイクロコンピユー
タを用いることにより製品価格を安くできる等の
多くの利点を持つている。
デイジタル回路により速度や位置の制御を行な
う場合、フイードバツク信号もデイジタル信号と
して検出する必要がある。この場合、アナログ信
号で検出した信号をアナログ−デイジタル変換器
（以後Ａ／Ｄ変換器とする）によりデイジタル信
号に変換して用いる方法もあるが、一般に検出し
た最初のアナログ信号の精度、安定性がデイジタ
ル回路の精度、安定性よりも劣るためデイジタル
回路で構成した利点が半減する。又速度発電機や
ポテンシヨメータは機械的な摺動部分があり保
守、点検に対する費用が多い欠点がある。
う場合、フイードバツク信号もデイジタル信号と
して検出する必要がある。この場合、アナログ信
号で検出した信号をアナログ−デイジタル変換器
（以後Ａ／Ｄ変換器とする）によりデイジタル信
号に変換して用いる方法もあるが、一般に検出し
た最初のアナログ信号の精度、安定性がデイジタ
ル回路の精度、安定性よりも劣るためデイジタル
回路で構成した利点が半減する。又速度発電機や
ポテンシヨメータは機械的な摺動部分があり保
守、点検に対する費用が多い欠点がある。
回転速度や回転位置を直接デイジタル量として
検出する方法として回転速度に比例した周波数を
出力する周波数発電機や回転パルス発生器等があ
る。この場合デイジタル回路の特長を活かした高
精度の制御の検出信号として用いるためには１回
転当りの検出パルス数をかなり多くすることが必
要となる。例えば960rpm（＝16rps）の回転速度
を10msのサンプリング間隔で12ビツト、即ち約
0.025％（＝2-12）の分解能で検出するためには
１回転当り25.600パルスの回転パルス発生器を必
要とする。
検出する方法として回転速度に比例した周波数を
出力する周波数発電機や回転パルス発生器等があ
る。この場合デイジタル回路の特長を活かした高
精度の制御の検出信号として用いるためには１回
転当りの検出パルス数をかなり多くすることが必
要となる。例えば960rpm（＝16rps）の回転速度
を10msのサンプリング間隔で12ビツト、即ち約
0.025％（＝2-12）の分解能で検出するためには
１回転当り25.600パルスの回転パルス発生器を必
要とする。
又、この場合の960rpmに於る出力パルス周波
数は400KHz以上になりこのパルス信号を回転パ
ルス発生器から制御装置まで伝送することも容易
でなくなる。更にこの様な回転パルス発生器は非
常に精密な構造となるため取扱いが難しく、又高
価になる等の問題がある。
数は400KHz以上になりこのパルス信号を回転パ
ルス発生器から制御装置まで伝送することも容易
でなくなる。更にこの様な回転パルス発生器は非
常に精密な構造となるため取扱いが難しく、又高
価になる等の問題がある。
ｃ 発明の目的
本発明は上記事情に鑑みてなされ、位置や速度
を短時間のサンプリング時間に於て、高い分解能
でデイジタル的に検出し、しかも信号の伝送や取
扱いの容易なデイジタル移動検出装置を提供する
ことを目的とする。
を短時間のサンプリング時間に於て、高い分解能
でデイジタル的に検出し、しかも信号の伝送や取
扱いの容易なデイジタル移動検出装置を提供する
ことを目的とする。
ｄ 発明の構成・作用
本発明は、回転磁界を発生するための一次巻線
と前記回転磁界と鎖交する二次巻線を有し前記一
次巻線及び前記二次巻線のいずれか一方の巻線を
被検出体に結合したシンクロ電機と、位相信号θ0
（ｔ）に応じた位相の多相交流電圧を出力し、前
記一次巻線を励磁する励磁手段を備え、一定周波
数のクロツクパルスを発生するクロツク発生手段
と、このクロツクパルスを計数する第１の分周手
段から成り、分周された基準信号を出力する基準
信号発生手段と、前記二次巻線に誘起する交流電
圧と前記基準信号の位相差に応じた位相差信号を
演算出力する位相比較手段と、前記位相差信号に
応じた電圧信号を出力する制御増幅手段と、前記
電圧信号に応じた周波数の制御パルスを出力する
電圧−周波数変換手段と、前記制御パルスを計数
しこれを前記位相信号θ0（ｔ）として出力する第
２の分周手段を設け、前記位相信号θ0（ｔ）を前
記位相差信号が零になる様にPLL制御し、前記
基準信号発生手段からの信号と前記第２の分周手
段からの信号または前記電圧−周波数変換手段か
らの信号により前記被検出体の移動位置または移
動速度を得る移動検出手段を設けたことを特徴と
するデイジタル移動検出装置である。
と前記回転磁界と鎖交する二次巻線を有し前記一
次巻線及び前記二次巻線のいずれか一方の巻線を
被検出体に結合したシンクロ電機と、位相信号θ0
（ｔ）に応じた位相の多相交流電圧を出力し、前
記一次巻線を励磁する励磁手段を備え、一定周波
数のクロツクパルスを発生するクロツク発生手段
と、このクロツクパルスを計数する第１の分周手
段から成り、分周された基準信号を出力する基準
信号発生手段と、前記二次巻線に誘起する交流電
圧と前記基準信号の位相差に応じた位相差信号を
演算出力する位相比較手段と、前記位相差信号に
応じた電圧信号を出力する制御増幅手段と、前記
電圧信号に応じた周波数の制御パルスを出力する
電圧−周波数変換手段と、前記制御パルスを計数
しこれを前記位相信号θ0（ｔ）として出力する第
２の分周手段を設け、前記位相信号θ0（ｔ）を前
記位相差信号が零になる様にPLL制御し、前記
基準信号発生手段からの信号と前記第２の分周手
段からの信号または前記電圧−周波数変換手段か
らの信号により前記被検出体の移動位置または移
動速度を得る移動検出手段を設けたことを特徴と
するデイジタル移動検出装置である。
以下本発明を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の構成による一実施例の回路構
成図である。同図に於て、１０はシンクロ電機を
示す固定子側に２相の巻線１１，１２を持ち回転
子側に単相の巻線１３とこの巻線１３に発生した
電圧を取り出すためのスリツプリング１４及びブ
ラシ１５を持つ。回転子は図示しない被回転検出
体と機械的に結合している。２０は回転子の巻線
１３に誘起した誘起電圧を方形波に整形する波形
整形回路、３０は一定周波数の方形波の信号を発
生する基準信号発生回路、４０は波形成形回路２
０と基準信号発生回路３０の２つの方形波信号を
入力しその位相差に応じた位相差信号を出力する
位相比較回路、５０は位相差信号に応じた電圧信
号を出力し低域波作用を合わせ持つ制御増幅
器、６０は制御増幅器５０の出力電圧に応じた周
波数のパルス信号を発生する電圧−周波数変換器
（以後Ｖ／Ｆ変換器とする）、７０はＶ／Ｆ変換器
６０の出力パルスを計数する分周器、８０は分周
器７０の計数値に応じた正弦波と余弦波の２相正
弦波信号を発生しシンクロ電機１０の固定子側に
有する巻線１１，１２を励磁して回転磁界を発生
させる励磁回路、９０は基準信号発生回路３０か
らの基準信号をタイミング入力信号としその立下
り時刻に於る分周器７０の計数値を記憶するラツ
チ回路、１００はラツチ回路９０の記憶信号をと
り入れ位置制御や速度制御のための演算、制御な
どを行うマイクロコンピユータである。
成図である。同図に於て、１０はシンクロ電機を
示す固定子側に２相の巻線１１，１２を持ち回転
子側に単相の巻線１３とこの巻線１３に発生した
電圧を取り出すためのスリツプリング１４及びブ
ラシ１５を持つ。回転子は図示しない被回転検出
体と機械的に結合している。２０は回転子の巻線
１３に誘起した誘起電圧を方形波に整形する波形
整形回路、３０は一定周波数の方形波の信号を発
生する基準信号発生回路、４０は波形成形回路２
０と基準信号発生回路３０の２つの方形波信号を
入力しその位相差に応じた位相差信号を出力する
位相比較回路、５０は位相差信号に応じた電圧信
号を出力し低域波作用を合わせ持つ制御増幅
器、６０は制御増幅器５０の出力電圧に応じた周
波数のパルス信号を発生する電圧−周波数変換器
（以後Ｖ／Ｆ変換器とする）、７０はＶ／Ｆ変換器
６０の出力パルスを計数する分周器、８０は分周
器７０の計数値に応じた正弦波と余弦波の２相正
弦波信号を発生しシンクロ電機１０の固定子側に
有する巻線１１，１２を励磁して回転磁界を発生
させる励磁回路、９０は基準信号発生回路３０か
らの基準信号をタイミング入力信号としその立下
り時刻に於る分周器７０の計数値を記憶するラツ
チ回路、１００はラツチ回路９０の記憶信号をと
り入れ位置制御や速度制御のための演算、制御な
どを行うマイクロコンピユータである。
上述構成に於て、制御増幅器５０の出力電圧に
応じた周波数のパルスをＶ／Ｆ変換器６０から出
力しこのパルスを分周器７０で計数して後述する
励磁信号の電気角（以下単に位相とする）θ0のデ
イジタル信号とする。従つてこのθ0の値は制御増
幅器５０の出力電圧に応じた早さで刻々変化する
デイジタル信号となる。このデイジタル信号θ0を
入力として励磁回路８０はsinθ0とcosθ0の位相関
係を有する交流電圧を出力し前述の励磁信号とす
る。この励磁信号はシンクロ電機１０の固定子側
の巻線１１をsinθ0で、巻線１２をcosθ0で励磁す
るこのとき、固定子側巻線と回転子側巻線との回
転位置関係が第１図に示した様にθだけ異なつて
いると回転子側の巻線１３からcos（θ0−θ）の位
相関係を有する交流電圧が誘起する。この誘起電
圧は波形整形回路２０で方形波の信号に整形した
後位相比較回路４０により基準信号発生回路３０
からの基準信号と位相差を比較する。位相比較回
路４０は排他的論理和回路（エクスクルシブオア
ゲート）などが用いられ、２つの入力信号の方形
波の周期が等しく位相差が90゜の場合、オンとオ
フの比率が１：１で周期が1/2の方形波の信号を
位相差信号として出力する。又、位相差が90゜か
らずれるとオンとオフの期間が異なつている。
応じた周波数のパルスをＶ／Ｆ変換器６０から出
力しこのパルスを分周器７０で計数して後述する
励磁信号の電気角（以下単に位相とする）θ0のデ
イジタル信号とする。従つてこのθ0の値は制御増
幅器５０の出力電圧に応じた早さで刻々変化する
デイジタル信号となる。このデイジタル信号θ0を
入力として励磁回路８０はsinθ0とcosθ0の位相関
係を有する交流電圧を出力し前述の励磁信号とす
る。この励磁信号はシンクロ電機１０の固定子側
の巻線１１をsinθ0で、巻線１２をcosθ0で励磁す
るこのとき、固定子側巻線と回転子側巻線との回
転位置関係が第１図に示した様にθだけ異なつて
いると回転子側の巻線１３からcos（θ0−θ）の位
相関係を有する交流電圧が誘起する。この誘起電
圧は波形整形回路２０で方形波の信号に整形した
後位相比較回路４０により基準信号発生回路３０
からの基準信号と位相差を比較する。位相比較回
路４０は排他的論理和回路（エクスクルシブオア
ゲート）などが用いられ、２つの入力信号の方形
波の周期が等しく位相差が90゜の場合、オンとオ
フの比率が１：１で周期が1/2の方形波の信号を
位相差信号として出力する。又、位相差が90゜か
らずれるとオンとオフの期間が異なつている。
第２図は上述、位相比較回路４０の動作を説明
するための波形図である。イはシンクロ電機１０
の回転子側の巻線１３の誘起電圧、ロは波形整形
回路２０の出力信号、ハは基準信号発生回路３０
から出力する基準信号、ニは位相比較回路４０か
ら出力する位相差信号を示す。基準信号の位相を
θ*としてその立下り時刻に於る位相を基準とし、
波形整形回路２０の出力信号の立下り時刻に於る
位相と比較して第２図ａは位相差が90゜のとき第
２図ｂは位相差が90゜以上のときを示す。
するための波形図である。イはシンクロ電機１０
の回転子側の巻線１３の誘起電圧、ロは波形整形
回路２０の出力信号、ハは基準信号発生回路３０
から出力する基準信号、ニは位相比較回路４０か
ら出力する位相差信号を示す。基準信号の位相を
θ*としてその立下り時刻に於る位相を基準とし、
波形整形回路２０の出力信号の立下り時刻に於る
位相と比較して第２図ａは位相差が90゜のとき第
２図ｂは位相差が90゜以上のときを示す。
この様にして得られた位相差信号は、制御増幅
器５０により低域波作用によつて交流成分を除
去すると共に制御増幅し電圧信号で出力する。制
御増幅としては一般に比例積分動作を用いる。こ
の場合、位相差信号のオンの時間がオフの時間よ
り長いときは出力が増大し、逆にオンの時間がオ
フの時間より短かいときは出力が減少し、オンと
オフの時間が等しいときは出力が変化せずそのと
きの値で一定に保つ様に動作する。この制御増幅
器５０の出力電圧をＶ／Ｆ変換器６０に入力し電
圧の大きさに比例した周波数のパルス信号に変換
する。このパルス信号を分周器７０により計数し
前述励磁信号の位相θ0を与えるデイジタル信号と
して励磁回路８０に入力する。以下前述の様に
sinθ0，cosθ0の２相の励磁信号を出力してシンク
ロ電機１０の固定子側巻線を励磁し、信号が一巡
する閉ループを構成する。
器５０により低域波作用によつて交流成分を除
去すると共に制御増幅し電圧信号で出力する。制
御増幅としては一般に比例積分動作を用いる。こ
の場合、位相差信号のオンの時間がオフの時間よ
り長いときは出力が増大し、逆にオンの時間がオ
フの時間より短かいときは出力が減少し、オンと
オフの時間が等しいときは出力が変化せずそのと
きの値で一定に保つ様に動作する。この制御増幅
器５０の出力電圧をＶ／Ｆ変換器６０に入力し電
圧の大きさに比例した周波数のパルス信号に変換
する。このパルス信号を分周器７０により計数し
前述励磁信号の位相θ0を与えるデイジタル信号と
して励磁回路８０に入力する。以下前述の様に
sinθ0，cosθ0の２相の励磁信号を出力してシンク
ロ電機１０の固定子側巻線を励磁し、信号が一巡
する閉ループを構成する。
この一巡する信号によりシンクロ電機１０の回
転子側巻線１３の誘起電圧の位相（以下単に（θ0
−θ）とする）は基準信号の位相（以下単にθ*と
する）と等しくなる様に制御される。但し誘起電
圧の基準は正の最大電圧を出力する時刻に於てθ0
−θ＝０とする。例えば第２図ｂの様に（θ0−
θ）がθ*より遅れ位相となつたとき位相差信号の
オンの時間がオフの時間より長くなり制御増幅器
５０の出力電圧が増大しＶ／Ｆ変換器６０の出力
パルス周波数が増加する。これにより分周器７０
から出力するデイジタル信号θ0の変化する速度、
即ち励磁信号の周波数はθ*の変化する速度、即ち
基準信号の周波数より高くなり（θ0−θ）はθ*に
等しくなる方向（進み位相）に制御される。又、
逆に（θ0−θ）がθ*より進み位相となつたとき、
Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルス周波数が減少して
励磁信号の周波数は基準信号の周波数より低くな
り（θ0−θ）はθ*に等しくなる方向（遅れ位相）
に制御される。又、第２図ａの様に（θ0−θ）が
θ*に等しくなれば制御増幅器５０の出力電圧は一
定の値を保ち励磁信号の周波数は基準信号の周波
数に等しく（θ0−θ）とθ*がそのまま等しい状態
を保つ。
転子側巻線１３の誘起電圧の位相（以下単に（θ0
−θ）とする）は基準信号の位相（以下単にθ*と
する）と等しくなる様に制御される。但し誘起電
圧の基準は正の最大電圧を出力する時刻に於てθ0
−θ＝０とする。例えば第２図ｂの様に（θ0−
θ）がθ*より遅れ位相となつたとき位相差信号の
オンの時間がオフの時間より長くなり制御増幅器
５０の出力電圧が増大しＶ／Ｆ変換器６０の出力
パルス周波数が増加する。これにより分周器７０
から出力するデイジタル信号θ0の変化する速度、
即ち励磁信号の周波数はθ*の変化する速度、即ち
基準信号の周波数より高くなり（θ0−θ）はθ*に
等しくなる方向（進み位相）に制御される。又、
逆に（θ0−θ）がθ*より進み位相となつたとき、
Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルス周波数が減少して
励磁信号の周波数は基準信号の周波数より低くな
り（θ0−θ）はθ*に等しくなる方向（遅れ位相）
に制御される。又、第２図ａの様に（θ0−θ）が
θ*に等しくなれば制御増幅器５０の出力電圧は一
定の値を保ち励磁信号の周波数は基準信号の周波
数に等しく（θ0−θ）とθ*がそのまま等しい状態
を保つ。
図示しない被回転検出体が回転して回転子側巻
線１３が回転し固定子側巻線との回転位置関係θ
が変化すると以上に述べた制御動作が行なわれ常
に（θ0−θ）とθ*が等しい状態に制御される。
線１３が回転し固定子側巻線との回転位置関係θ
が変化すると以上に述べた制御動作が行なわれ常
に（θ0−θ）とθ*が等しい状態に制御される。
上述の様に２つの信号の位相を比較して所定の
位相関係に制御する一巡の回路構成を一般にフエ
ーズロツクドループ（以下PLLとする）と呼び、
本発明はこのPLL内にシンクロ電機を含んだ構
成としている。
位相関係に制御する一巡の回路構成を一般にフエ
ーズロツクドループ（以下PLLとする）と呼び、
本発明はこのPLL内にシンクロ電機を含んだ構
成としている。
この様にθが変化しても（θ0−θ）とθ*が常に
等しく制御されるのでθ0即ち分周器７０の計数値
は（θ0＋θ）に等しいデイジタル値に制御するこ
とになる。従つて基準信号の位相θ*と分周器７０
の計数値（θ0＋θ）を読みとり差を求めれば回転
位置θを求めることができる。第１図の実施例で
は基準信号の立下り時刻、即ちθ*が零の時刻に於
る分周器７０の計数値をラツチ回路９０に記憶し
て差を求める操作を行うことなく容易に回転位置
θを求めている。このラツチ回路９０をマイクロ
コンピユータ１００の入力回路に接続し、ラツチ
回路９０に記憶した回転位置θをマイクロコンピ
ユータ１００が読みとる。
等しく制御されるのでθ0即ち分周器７０の計数値
は（θ0＋θ）に等しいデイジタル値に制御するこ
とになる。従つて基準信号の位相θ*と分周器７０
の計数値（θ0＋θ）を読みとり差を求めれば回転
位置θを求めることができる。第１図の実施例で
は基準信号の立下り時刻、即ちθ*が零の時刻に於
る分周器７０の計数値をラツチ回路９０に記憶し
て差を求める操作を行うことなく容易に回転位置
θを求めている。このラツチ回路９０をマイクロ
コンピユータ１００の入力回路に接続し、ラツチ
回路９０に記憶した回転位置θをマイクロコンピ
ユータ１００が読みとる。
又、回転速度は一定時間の回転位置の変化から
求めることができ、基準信号は一定周波数を用い
るのでこの周期を一定時間として使用する。
求めることができ、基準信号は一定周波数を用い
るのでこの周期を一定時間として使用する。
基準信号をマイクロコンピユータ１００に割込
信号として入力し、この入力信号の立下り時刻で
マイクロコンピユータ１００は割込プログラムを
実行開始し回転速度を求める。このときの割込プ
ログラムのフローチヤートを第３図に示す。
信号として入力し、この入力信号の立下り時刻で
マイクロコンピユータ１００は割込プログラムを
実行開始し回転速度を求める。このときの割込プ
ログラムのフローチヤートを第３図に示す。
割込が行なわれるとマイクロコンピユータ１０
０はラツチ回路９０に記憶した回転位置θを読み
込みこれをレジスタＡにストアする。レジスタＢ
には前回の割込で読み込んだθがストアされてお
りレジスタＢの値からレジスタＡの値を引き算し
て前回の割込から今回の割込までの時間のθの変
化、即ち回転速度を求めてレジスタＣにストアす
る。その後レジスタＡにストアしている今回入力
したθの値をレジスタＢに移して次回の割込の準
備をし、リターンして割込プログラムを終了す
る。結果としてレジスタＢに現在の回転位置、レ
ジスタＣに現在の回転速度がストアされる。
０はラツチ回路９０に記憶した回転位置θを読み
込みこれをレジスタＡにストアする。レジスタＢ
には前回の割込で読み込んだθがストアされてお
りレジスタＢの値からレジスタＡの値を引き算し
て前回の割込から今回の割込までの時間のθの変
化、即ち回転速度を求めてレジスタＣにストアす
る。その後レジスタＡにストアしている今回入力
したθの値をレジスタＢに移して次回の割込の準
備をし、リターンして割込プログラムを終了す
る。結果としてレジスタＢに現在の回転位置、レ
ジスタＣに現在の回転速度がストアされる。
以上、本発明の構成と作用を原理的に説明した
が、更に詳細に具体的設計数値を示して説明す
る。
が、更に詳細に具体的設計数値を示して説明す
る。
被回転検出体の最大回転速度が1920rpm、回転
位置の検出分解能が15ビツト、即ち2-15（≒0.003
％）の実施例について説明する。回転位置の検出
分解能から分周器７０は15ビツトのカウンタを用
い、分周比Ｎを32.768（＝215）とする。
位置の検出分解能が15ビツト、即ち2-15（≒0.003
％）の実施例について説明する。回転位置の検出
分解能から分周器７０は15ビツトのカウンタを用
い、分周比Ｎを32.768（＝215）とする。
被回転検出体の回転角速度ω（＝dθ／dt）と励
磁信号の角速度ω0（＝dθ0／dt）及び基準信号の
角速度ω*（＝dθ*／dt）との関係は、各位相θ，
θ0，θ*の関係と同様に常に（ω0−ω）はω*に等
しく制御される。従つてω0＝ω*＋ωとなり又、
各角速度ω，ω0，ω*に対する各周波数，0，
*は比例関係にあり、正転と逆転を考慮すると0
は（*−）から（*＋）の間で変化する。こ
こで被回転検出体の最大回転速度が1920rpmから
max＝32Hzとなり、変化する励磁信号の周波数
0が零または負にならない様に基準信号の周波数
*を128Hzに選定する。
磁信号の角速度ω0（＝dθ0／dt）及び基準信号の
角速度ω*（＝dθ*／dt）との関係は、各位相θ，
θ0，θ*の関係と同様に常に（ω0−ω）はω*に等
しく制御される。従つてω0＝ω*＋ωとなり又、
各角速度ω，ω0，ω*に対する各周波数，0，
*は比例関係にあり、正転と逆転を考慮すると0
は（*−）から（*＋）の間で変化する。こ
こで被回転検出体の最大回転速度が1920rpmから
max＝32Hzとなり、変化する励磁信号の周波数
0が零または負にならない様に基準信号の周波数
*を128Hzに選定する。
制御増幅器５０の低域波作用のしや断周波数
は*の２倍の周波数である256Hzの交流成分を除
去するために100Hz以下に選定する。
は*の２倍の周波数である256Hzの交流成分を除
去するために100Hz以下に選定する。
Ｖ／Ｆ変換器６０は分周器７０の分周比Ｎを
32.768としたので励磁信号の最大周波数（128＋
32Hz）倍した値の約5.3MHzの最大周波数を出力
可能なものを選定する。
32.768としたので励磁信号の最大周波数（128＋
32Hz）倍した値の約5.3MHzの最大周波数を出力
可能なものを選定する。
ラツチ回路９０は分周器７０と同じ15ビツトの
ものを選定する。
ものを選定する。
第４図に基準信号発生回路３０の詳細ブロツク
図を示す。基準信号は速度を求める時の一定時間
の割込信号としても使用するので水晶振動子３１
を用いた高い周波数精度と安定性を有する回路と
し、水晶発振回路３２により222Hz（＝4.194.304
Hz）の周波数で発振させ、この発振出力を15ビツ
トのカウンタ３３によつて2-15倍（＝１／
32.768）に分周し、128Hzの基準信号を得る。
図を示す。基準信号は速度を求める時の一定時間
の割込信号としても使用するので水晶振動子３１
を用いた高い周波数精度と安定性を有する回路と
し、水晶発振回路３２により222Hz（＝4.194.304
Hz）の周波数で発振させ、この発振出力を15ビツ
トのカウンタ３３によつて2-15倍（＝１／
32.768）に分周し、128Hzの基準信号を得る。
第５図に励磁回路８０の詳細ブロツク図を示
す。分周器７０から励磁信号として出力する15ビ
ツトのデイジタル信号θ0（＝θ*＋θ）の内、上位
８ビツトをリードオンリメモリ８１，８２のアド
レスに入力する。リードオンリメモリ８１にはア
ドレス入力θ0に応じてsinθ0を出力する関数を、
リードオンリメモリ８２にはcosθ0を出力する関
数を書き込んでおく。従つて各リードオンリメモ
リ８１，８２の出力からデイジタル信号θ0の上位
８ビツトに応じてsinθ0、cosθ0に変換された８ビ
ツトのデイジタル信号が出力される。このデイジ
タル信号をデイジタル−アナログ変換器（以後
Ｄ／Ａ変換器とする）８３，８４により２相の正
弦波としてアナログ信号に変換する。このアナロ
グ信号を低域波回路８５，８６に入力し、デイ
ジタル信号により発生する階段状の波形をなめら
かにして励磁信号とする。この様に低域波回路
８５，８６の作用により15ビツトのデイジタル信
号θ0の下位７ビツトを省略し、リードオンリメモ
リは256バイトの小さな容量のものを用いること
ができる。
す。分周器７０から励磁信号として出力する15ビ
ツトのデイジタル信号θ0（＝θ*＋θ）の内、上位
８ビツトをリードオンリメモリ８１，８２のアド
レスに入力する。リードオンリメモリ８１にはア
ドレス入力θ0に応じてsinθ0を出力する関数を、
リードオンリメモリ８２にはcosθ0を出力する関
数を書き込んでおく。従つて各リードオンリメモ
リ８１，８２の出力からデイジタル信号θ0の上位
８ビツトに応じてsinθ0、cosθ0に変換された８ビ
ツトのデイジタル信号が出力される。このデイジ
タル信号をデイジタル−アナログ変換器（以後
Ｄ／Ａ変換器とする）８３，８４により２相の正
弦波としてアナログ信号に変換する。このアナロ
グ信号を低域波回路８５，８６に入力し、デイ
ジタル信号により発生する階段状の波形をなめら
かにして励磁信号とする。この様に低域波回路
８５，８６の作用により15ビツトのデイジタル信
号θ0の下位７ビツトを省略し、リードオンリメモ
リは256バイトの小さな容量のものを用いること
ができる。
以上に述べた本発明による具体的設計値によれ
ば、回転位置の検出は7.8msのサンプリング時間
毎に１回転に対し15ビツトのデイジタル値として
得られ、又、回転速度の検出は最大回転速度が
960rpm（＝16rps）の場合、7.8msのサンプリング
時間毎に1/8回転（＝2-3回転）するので最大回転
速度に対し12ビツトのデイジタル値として得られ
るデイジタル移動検出装置を提供することができ
る。
ば、回転位置の検出は7.8msのサンプリング時間
毎に１回転に対し15ビツトのデイジタル値として
得られ、又、回転速度の検出は最大回転速度が
960rpm（＝16rps）の場合、7.8msのサンプリング
時間毎に1/8回転（＝2-3回転）するので最大回転
速度に対し12ビツトのデイジタル値として得られ
るデイジタル移動検出装置を提供することができ
る。
第６図は回転速度をデイジタル値で検出する他
の実施例である。第６図中、第１図と同じ符号は
同一物であり、１１０が本実施例で新たに付加し
た速度検出回路である。この速度検出回路１１０
は、Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルスを計数する15
ビツトのカウンタ１１１と、カウンタ１１１をク
リアする単安定マルチバイブレータ１１２と、カ
ウンタ１１１の計数値を記憶するラツチ回路１１
３で構成する。
の実施例である。第６図中、第１図と同じ符号は
同一物であり、１１０が本実施例で新たに付加し
た速度検出回路である。この速度検出回路１１０
は、Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルスを計数する15
ビツトのカウンタ１１１と、カウンタ１１１をク
リアする単安定マルチバイブレータ１１２と、カ
ウンタ１１１の計数値を記憶するラツチ回路１１
３で構成する。
上記構成に於て、カウンタ１１１はＶ／Ｆ変換
器６０の出力パルスを計数する。ラツチ回路１１
３は基準信号発生回路３０からの基準信号を記憶
タイミング入力とし、基準信号の立下り時刻に於
るカウンタ１１１の計数値を記憶する。カウンタ
１１１はその直後に単安定マルチバイブレータ１
１２からの出力パルスにより計数値をクリアし、
再度零から計数を始める。この場合、記憶するタ
イミングとクリアするタイミングは単安定マルチ
バイブレータ１１２の微少遅れ時間に動作させ
る。
器６０の出力パルスを計数する。ラツチ回路１１
３は基準信号発生回路３０からの基準信号を記憶
タイミング入力とし、基準信号の立下り時刻に於
るカウンタ１１１の計数値を記憶する。カウンタ
１１１はその直後に単安定マルチバイブレータ１
１２からの出力パルスにより計数値をクリアし、
再度零から計数を始める。この場合、記憶するタ
イミングとクリアするタイミングは単安定マルチ
バイブレータ１１２の微少遅れ時間に動作させ
る。
前述設計数値例と同様に基準信号の周波数を
128Hz、分周器７０を15ビツトとして、回転速度
が960rpm（＝16rps）の場合、Ｖ／Ｆ変換器６０
の出力パルスの周波数は4.718.592Hz（＝32.768×
（128＋16）Hz）となる。この出力パルスをサンプ
リング時間7.8ms（＝１／128s）の間計数すると
36.864の計数値となるがカウンタ１１１は15ビツ
ト即ち32.768でオーバーフローするため残りの
4096がラツチ回路１１３に記憶される。又、回転
速度が逆転して960rpmの場合、Ｖ／Ｆ変換器６
０の出力の周波数は3.670.0.16Hz（＝32.768×
（128−16）Hz）となり、サンプリング時間7.8ms
間に計数値は28.672でオーバーフローは生じな
い。
128Hz、分周器７０を15ビツトとして、回転速度
が960rpm（＝16rps）の場合、Ｖ／Ｆ変換器６０
の出力パルスの周波数は4.718.592Hz（＝32.768×
（128＋16）Hz）となる。この出力パルスをサンプ
リング時間7.8ms（＝１／128s）の間計数すると
36.864の計数値となるがカウンタ１１１は15ビツ
ト即ち32.768でオーバーフローするため残りの
4096がラツチ回路１１３に記憶される。又、回転
速度が逆転して960rpmの場合、Ｖ／Ｆ変換器６
０の出力の周波数は3.670.0.16Hz（＝32.768×
（128−16）Hz）となり、サンプリング時間7.8ms
間に計数値は28.672でオーバーフローは生じな
い。
ここでデイジタル値を扱う場合、一般の場合と
同様にフルスケールの1/2までは正の数として扱
いそれ以上は負の数として扱うので28.672は−
4.096として扱われる。
同様にフルスケールの1/2までは正の数として扱
いそれ以上は負の数として扱うので28.672は−
4.096として扱われる。
この様に本実施例によれば、速度検出回路１１
０を付加することにより回転速度がデイジタル値
として検出できるので、マイクロコンピユータ１
００はこのデイジタル値を単に読みとるだけで演
算を行う必要がなく、ソフト処理の負担を軽減し
たデイジタル移動検出装置を提供することができ
る。
０を付加することにより回転速度がデイジタル値
として検出できるので、マイクロコンピユータ１
００はこのデイジタル値を単に読みとるだけで演
算を行う必要がなく、ソフト処理の負担を軽減し
たデイジタル移動検出装置を提供することができ
る。
第７図は回転位置をデイジタル値で検出する他
の実施例である。第７図中、第１図と同じ符号は
同一物を示す。本実施例の構成要素は第１図と全
く同じであり、接続が異なる。即ち、ラツチ回路
９０のデイジタル入力信号を基準信号発生回路３
０に具備する基準信号の位相θ*のデイジタル値を
記憶する様に接続し、記憶するタイミング入力
（Ｔ）として分周器７０の最上位ビツトを接続し
て構成する。
の実施例である。第７図中、第１図と同じ符号は
同一物を示す。本実施例の構成要素は第１図と全
く同じであり、接続が異なる。即ち、ラツチ回路
９０のデイジタル入力信号を基準信号発生回路３
０に具備する基準信号の位相θ*のデイジタル値を
記憶する様に接続し、記憶するタイミング入力
（Ｔ）として分周器７０の最上位ビツトを接続し
て構成する。
上記構成により基準信号の位相θ*のデイジタル
値を励磁信号の位相θ0＝０の時刻にラツチ回路９
０に記憶する。前述の様に（θ0−θ）とθ*は常に
等しく制御しているのでθ0＝０の時刻に於るθ*は
−θに等しく、符号が負となるが回転位置θをデ
イジタル値として検出するデイジタル移動検出装
置を提供することができる。
値を励磁信号の位相θ0＝０の時刻にラツチ回路９
０に記憶する。前述の様に（θ0−θ）とθ*は常に
等しく制御しているのでθ0＝０の時刻に於るθ*は
−θに等しく、符号が負となるが回転位置θをデ
イジタル値として検出するデイジタル移動検出装
置を提供することができる。
第８図は回転速度をパルス信号として検出する
本発明の他の実施例である。第８図中、第１図と
同じ符号は同一物を示す。１２０は回転速度に比
例したパルス信号を生成するためのパルス比較回
路である。本実施例ではパルス比較回路１２０を
Ｄ形フリツプフロツプとしクロツク端子CKに基
準信号発生回路３０に具備した水晶発振回路３２
の出力パルス信号を入力し、データ端子ＤにＶ／
Ｆ変換器６０の出力パルス信号を入力して構成す
る。
本発明の他の実施例である。第８図中、第１図と
同じ符号は同一物を示す。１２０は回転速度に比
例したパルス信号を生成するためのパルス比較回
路である。本実施例ではパルス比較回路１２０を
Ｄ形フリツプフロツプとしクロツク端子CKに基
準信号発生回路３０に具備した水晶発振回路３２
の出力パルス信号を入力し、データ端子ＤにＶ／
Ｆ変換器６０の出力パルス信号を入力して構成す
る。
第９図はＤ形フリツプフロツプ１２０の動作を
説明するための波形図である。Ｄ形フリツプフロ
ツプ１２０のクロツク端子CKに10Hz、データ端
子Ｄに８Hzの方形波パルスを入力した場合、出力
端子Ｑのパルス波形は２つの入力周波数の差の周
波数である２Hzの方形波パルス信号が得られる。
基準信号発生回路３０に具備するカウンタ３２を
15ビツトとすると、水晶発振回路３２の出力周波
数は基準信号の周波数*の32.768倍となり、又分
周器７０を15ビツトとするとＶ／Ｆ変換器６０の
出力パルス周波数は励磁信号の周波数0の32.768
倍となる。従つてＤ形フリツプフロツプ１２０の
出力端子Ｄからは（0−*）の32.768倍の周波数
のパルス信号が得られる。前述説明の様に（ω0
−ω）はω*に等しく制御しているので結局（0
−*）はに等しく制御していることになり、回
転速度による周波数の32.768倍に比例した周波
数のパルス信号となる。
説明するための波形図である。Ｄ形フリツプフロ
ツプ１２０のクロツク端子CKに10Hz、データ端
子Ｄに８Hzの方形波パルスを入力した場合、出力
端子Ｑのパルス波形は２つの入力周波数の差の周
波数である２Hzの方形波パルス信号が得られる。
基準信号発生回路３０に具備するカウンタ３２を
15ビツトとすると、水晶発振回路３２の出力周波
数は基準信号の周波数*の32.768倍となり、又分
周器７０を15ビツトとするとＶ／Ｆ変換器６０の
出力パルス周波数は励磁信号の周波数0の32.768
倍となる。従つてＤ形フリツプフロツプ１２０の
出力端子Ｄからは（0−*）の32.768倍の周波数
のパルス信号が得られる。前述説明の様に（ω0
−ω）はω*に等しく制御しているので結局（0
−*）はに等しく制御していることになり、回
転速度による周波数の32.768倍に比例した周波
数のパルス信号となる。
従つて、本実施例によれば１回転で32.768個の
パルスを出力する回転パルス発生器と等価なパル
ス信号を得ることができ、高い分解能を持つ回転
パルス発生器の機能を持つデイジタル移動検出装
置を提供することができる。
パルスを出力する回転パルス発生器と等価なパル
ス信号を得ることができ、高い分解能を持つ回転
パルス発生器の機能を持つデイジタル移動検出装
置を提供することができる。
以上４つの実施例について説明したが、検出分
解能を上げるに伴い、又は検出応答時間を短かく
するに伴い、位相比較器４０の出力パルス周波数
による制御増幅器５０の出力電圧に含む微少交流
電圧成分が無視できなくなりＶ／Ｆ変換器６０の
出力パルスの周波数が変動し、検出するデイジタ
ル値に変動が生じる場合がある。
解能を上げるに伴い、又は検出応答時間を短かく
するに伴い、位相比較器４０の出力パルス周波数
による制御増幅器５０の出力電圧に含む微少交流
電圧成分が無視できなくなりＶ／Ｆ変換器６０の
出力パルスの周波数が変動し、検出するデイジタ
ル値に変動が生じる場合がある。
第１０図は上記、検出するデイジタル値の変動
をより少なくするために改良した本発明の他の実
施例である。第１０図中、第１図と同じ符号は同
一物を示す。１３０は固定子側に２相の巻線１３
１，１３２を持ち、回転子側にも２相の巻線１３
３，１３４を持つシンクロ電機で回転子側の２相
の巻線１３３，１３４に発生する電圧を外部に取
り出すための２組のスリツプリング１３５と２組
のブラシ１３６を持つ。１４０は一定周波数の２
相正弦波（sinθ*、cosθ*）をデイジタル信号で出
力する基準信号発生回路、１５０はアナログ信号
の２相正弦波とデイジタル信号の２相正弦波を入
力とし位相差信号を出力する位相比較回路、１６
０は制御増幅器で構成する。
をより少なくするために改良した本発明の他の実
施例である。第１０図中、第１図と同じ符号は同
一物を示す。１３０は固定子側に２相の巻線１３
１，１３２を持ち、回転子側にも２相の巻線１３
３，１３４を持つシンクロ電機で回転子側の２相
の巻線１３３，１３４に発生する電圧を外部に取
り出すための２組のスリツプリング１３５と２組
のブラシ１３６を持つ。１４０は一定周波数の２
相正弦波（sinθ*、cosθ*）をデイジタル信号で出
力する基準信号発生回路、１５０はアナログ信号
の２相正弦波とデイジタル信号の２相正弦波を入
力とし位相差信号を出力する位相比較回路、１６
０は制御増幅器で構成する。
基準信号発生回路１４０の詳細ブロツク図を第
１１図に示す。この基準信号発生回路１４０は前
述励磁回路８０と類似の回路で、水晶振動子１４
１を具備した水晶発振回路１４２の出力パルス信
号をカウンタ１４３によつて計数し、その計数
値、即ち基準信号の位相θ*をsin関数、cos関数を
書き込んだリードオンリメモリ１４４，１４５の
アドレスに入力する様に構成する。
１１図に示す。この基準信号発生回路１４０は前
述励磁回路８０と類似の回路で、水晶振動子１４
１を具備した水晶発振回路１４２の出力パルス信
号をカウンタ１４３によつて計数し、その計数
値、即ち基準信号の位相θ*をsin関数、cos関数を
書き込んだリードオンリメモリ１４４，１４５の
アドレスに入力する様に構成する。
位相比較回路１５０の詳線ブロツク図を第１２
図に示す。同図中、１５１，１５２はsin（θ0−
θ）、cos（θ0−θ）のアナログ信号と、sinθ*、
cosθ*のデイジタル信号を入力とし、夫々乗算し
てsinθ*・cos（θ0−θ）、cosθ*・sin（θ0−θ）の
ア
ナログ信号を出力する乗算形Ｄ／Ａ変換器（例え
ばアナログデバイセズ社のAD7523等）である。
１５３は乗算形Ｄ／Ａ変換器１５１，１５２の出
力信号の差を演算してsin｛θ*−（θ0−θ）｝の位相
差信号を出力する減算器で構成する。
図に示す。同図中、１５１，１５２はsin（θ0−
θ）、cos（θ0−θ）のアナログ信号と、sinθ*、
cosθ*のデイジタル信号を入力とし、夫々乗算し
てsinθ*・cos（θ0−θ）、cosθ*・sin（θ0−θ）の
ア
ナログ信号を出力する乗算形Ｄ／Ａ変換器（例え
ばアナログデバイセズ社のAD7523等）である。
１５３は乗算形Ｄ／Ａ変換器１５１，１５２の出
力信号の差を演算してsin｛θ*−（θ0−θ）｝の位相
差信号を出力する減算器で構成する。
第１０図の実施例が第１図の実施例と相異する
主な部分はシンクロ電機１３０の回転子側も２相
巻線としたこと、位相比較回路１５０が波形整形
回路２０を用いず正弦波の信号で行つている部分
である。
主な部分はシンクロ電機１３０の回転子側も２相
巻線としたこと、位相比較回路１５０が波形整形
回路２０を用いず正弦波の信号で行つている部分
である。
上記の構成に於て、シンクロ電機１３０の固定
子側の巻線１３１をsinθ0、同巻線１３２をcosθ0
で励磁し、固定子側巻線と回転子側巻線の回転位
置関係が第１０図に示した様にθだけ異なつてい
ると、回転子側の巻線１３３からsin（θ0−θ）、
同巻線１３４からcos（θ0−θ）の電圧信号が出力
される。一方、基準信号発生回路１４０からは
sinθ*・cosθ*のデイジタル信号を出力し、位相比
較回路１５０はこれ等の信号を入力として(1)式の
演算を行いsin｛θ*−（θ0−θ）｝に応じた位相差信
号を出力する。
子側の巻線１３１をsinθ0、同巻線１３２をcosθ0
で励磁し、固定子側巻線と回転子側巻線の回転位
置関係が第１０図に示した様にθだけ異なつてい
ると、回転子側の巻線１３３からsin（θ0−θ）、
同巻線１３４からcos（θ0−θ）の電圧信号が出力
される。一方、基準信号発生回路１４０からは
sinθ*・cosθ*のデイジタル信号を出力し、位相比
較回路１５０はこれ等の信号を入力として(1)式の
演算を行いsin｛θ*−（θ0−θ）｝に応じた位相差信
号を出力する。
sinθ*・cos（θ0−θ）−cosθ*・sin
（θ0−θ）＝sin｛θ*−（θ0−θ）｝ ……(1)
この位相差信号を制御増幅器１６０で制御増幅
し、Ｖ／Ｆ変換器６０、分周器７０、励磁回路８
０と順次に介して信号が一巡するPLLを構成す
る。又、回転位置及び回転速度をデイジタル値で
検出する回路及びその動作は第１図の実施例で説
明したものと同様である。
し、Ｖ／Ｆ変換器６０、分周器７０、励磁回路８
０と順次に介して信号が一巡するPLLを構成す
る。又、回転位置及び回転速度をデイジタル値で
検出する回路及びその動作は第１図の実施例で説
明したものと同様である。
上述の様に本実施例では位相比較回路１５０が
正弦波信号の演算により動作するので、位相差信
号の出力には基準信号がデイジタル信号であるこ
とに起因して発生するわずかな交流電圧成分しか
含まない。又、その変動周波数は非常に高い周波
数となるので制御増幅器１６０の簡略した低域
波作用により完全に除去することが可能となり、
Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルスの周波数は安定
し、検出応答時間が短かく、検出精度の高い、デ
イジタル移動検出装置を提供することができる。
正弦波信号の演算により動作するので、位相差信
号の出力には基準信号がデイジタル信号であるこ
とに起因して発生するわずかな交流電圧成分しか
含まない。又、その変動周波数は非常に高い周波
数となるので制御増幅器１６０の簡略した低域
波作用により完全に除去することが可能となり、
Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルスの周波数は安定
し、検出応答時間が短かく、検出精度の高い、デ
イジタル移動検出装置を提供することができる。
又、第１０図の実施例と第６図の実施例を組合
せたデイジタル回転速度検出装置、第１０図の実
施例と第７図の実施例を組合せたデイジタル回転
速度検出装置、第１０図の実施例と第８図の実施
例を組合せたデイジタルパルス発生装置等を容易
に構成し同様の効果を得ることができる。
せたデイジタル回転速度検出装置、第１０図の実
施例と第７図の実施例を組合せたデイジタル回転
速度検出装置、第１０図の実施例と第８図の実施
例を組合せたデイジタルパルス発生装置等を容易
に構成し同様の効果を得ることができる。
以上に説明した実施例ではいずれもシンクロ電
機の固定子側を一次巻線として励磁信号を印加
し、回転子側を二次巻線として信号を取りだす様
に構成したが、逆に回転子側巻線を一次巻線、固
定子側を二次巻線として構成しても同様の効果を
得ることができる。又、シンクロ電機の回転子側
巻線から信号を取りだすスリツプリングとブラシ
の代りに回転変圧器を用いてブラシレス化したシ
ンクロ電機を用いたデイジタル移動検出装置とす
ることもできる。
機の固定子側を一次巻線として励磁信号を印加
し、回転子側を二次巻線として信号を取りだす様
に構成したが、逆に回転子側巻線を一次巻線、固
定子側を二次巻線として構成しても同様の効果を
得ることができる。又、シンクロ電機の回転子側
巻線から信号を取りだすスリツプリングとブラシ
の代りに回転変圧器を用いてブラシレス化したシ
ンクロ電機を用いたデイジタル移動検出装置とす
ることもできる。
ｅ 発明の総合的な効果
以上説明の様に本発明によれば、シンクロ電機
を用いて被検出体の位置や速度を高い分解能でデ
イジタル量として検出するデイジタル移動検出装
置を安い価格で提供することができる。
を用いて被検出体の位置や速度を高い分解能でデ
イジタル量として検出するデイジタル移動検出装
置を安い価格で提供することができる。
又、検出部から直接伝送する信号はシンクロ電
機の信号で行うので低い周波数を用いることが可
能となり検出信号の伝送や取扱いを容易に行うこ
とができる。
機の信号で行うので低い周波数を用いることが可
能となり検出信号の伝送や取扱いを容易に行うこ
とができる。
前述説明の実施例ではいずれもシンクロ電機は
極対数＝１の場合を示したが、これを極対数＝ｍ
（ｍ＞１）の多極対数のシンクロ電機とすること
により機械的な回転位置に対して電気的な回転位
置をｍ倍してｍ・θとすることができ、検出分解
能も１／ｍ倍となり更に検出精度の向上したデイ
ジタル移動検出装置を提供することができる。
極対数＝１の場合を示したが、これを極対数＝ｍ
（ｍ＞１）の多極対数のシンクロ電機とすること
により機械的な回転位置に対して電気的な回転位
置をｍ倍してｍ・θとすることができ、検出分解
能も１／ｍ倍となり更に検出精度の向上したデイ
ジタル移動検出装置を提供することができる。
又シンクロ電機は回転形シンクロ電機で説明し
たが、これを直線形シンクロ電機として直線移動
に於る位置や速度を直接にデイジタル値で検出す
るデイジタル移動検出装置も提供できる。
たが、これを直線形シンクロ電機として直線移動
に於る位置や速度を直接にデイジタル値で検出す
るデイジタル移動検出装置も提供できる。
第１図は本発明のデイジタル移動検出装置の一
実施例を示すブロツク図、第２図は位相比較回路
４０を説明するための波形図、第３図は速度を求
めるためのフローチヤート、第４図は基準信号発
生回路３０の詳細ブロツク図、第５図は励磁回路
８０の詳細ブロツク図、第６図は位置と速度を検
出する本発明の他の実施例によるデイジタル移動
検出装置のブロツク図、第７図は位置を検出する
本発明の他の実施例によるデイジタル移動検出装
置のブロツク図、第８図は移動量をパルス信号で
出力する本発明の他の実施例によるデイジタル移
動検出装置のブロツク図、第９図はパルス比較回
路１２０を説明するための波形図、第１０図は位
置を検出する本発明の他の実施例によるデイジタ
ル移動検出装置のブロツク図、第１１図は基準信
号発生回路１４０の詳細ブロツク図、第１２図は
位相比較回路１５０の詳細ブロツク図である。 １０，１３０……シンクロ電機、２０……波形
整形回路、３０，１４０……基準信号発生回路、
３２，１４２……発振回路（水晶発振回路）、４
０，１５０……位相比較回路、５０，１６０……
制御増幅器、６０……電圧−周波数変換器、３
３，７０，１４３……分周器、８０……励磁回
路、９０，１１３……位置検出回路（ラツチ回
路）、１００……マイクロコンピユータ、１１０
……速度検出回路、１１１……計数回路、１１２
……リセツト回路（単安定マルチバイブレータ）、
１２０……パルス比較回路（Ｄ形フリツプフロツ
プ）。
実施例を示すブロツク図、第２図は位相比較回路
４０を説明するための波形図、第３図は速度を求
めるためのフローチヤート、第４図は基準信号発
生回路３０の詳細ブロツク図、第５図は励磁回路
８０の詳細ブロツク図、第６図は位置と速度を検
出する本発明の他の実施例によるデイジタル移動
検出装置のブロツク図、第７図は位置を検出する
本発明の他の実施例によるデイジタル移動検出装
置のブロツク図、第８図は移動量をパルス信号で
出力する本発明の他の実施例によるデイジタル移
動検出装置のブロツク図、第９図はパルス比較回
路１２０を説明するための波形図、第１０図は位
置を検出する本発明の他の実施例によるデイジタ
ル移動検出装置のブロツク図、第１１図は基準信
号発生回路１４０の詳細ブロツク図、第１２図は
位相比較回路１５０の詳細ブロツク図である。 １０，１３０……シンクロ電機、２０……波形
整形回路、３０，１４０……基準信号発生回路、
３２，１４２……発振回路（水晶発振回路）、４
０，１５０……位相比較回路、５０，１６０……
制御増幅器、６０……電圧−周波数変換器、３
３，７０，１４３……分周器、８０……励磁回
路、９０，１１３……位置検出回路（ラツチ回
路）、１００……マイクロコンピユータ、１１０
……速度検出回路、１１１……計数回路、１１２
……リセツト回路（単安定マルチバイブレータ）、
１２０……パルス比較回路（Ｄ形フリツプフロツ
プ）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 回転磁界を発生するための一次巻線と前記回
転磁界と鎖交する二次巻線を有し前記一次巻線及
び前記二次巻線のいずれか一方の巻線を被検出体
に結合したシンクロ電機と、位相信号θ0（ｔ）に
応じた位相の多相交流電圧を出力し、前記一次巻
線を励磁する励磁手段を備え、一定のクロツクパ
ルスを発生するクロツク発生手段とこのクロツク
パルスを計数する第１の分周手段から成り、分周
された基準信号を出力する基準信号発生手段と、
前記二次巻線に誘起する交流電圧と前記基準信号
の位相差に応じた位相差信号を演算出力する位相
比較手段と、前記位相差信号に応じた電圧信号を
出力する制御増幅手段と、前記電圧信号に応じた
周波数の制御パルスを出力する電圧−周波数変換
手段と、前記制御パルスを計数しこれを前記位相
信号θ0（ｔ）として出力する第２の分周手段を設
け、前記位相信号θ0（ｔ）を前記位相差信号が零
になる様にPLL制御し、前記基準信号発生手段
からの信号と前記第２の分周手段からの信号によ
り前記被検出体の移動位置または移動速度を得る
移動検出手段を設けたことを特徴とするデイジタ
ル移動検出装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記移動検出手段を、前記基
準信号発生手段から出力される基準信号のタイミ
ングにより前記第２の分周手段から出力される位
相信号θ0（ｔ）を保持するラツチ手段で構成し、
移動位置を検出することを特徴とするデイジタル
移動検出装置。 ３ 特許請求の範囲第１項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記移動検出手段を、前記第
２の分周手段から出力される位相信号θ0（ｔ）の
一定位相のタイミングにより前記基準信号発生手
段の第１の分周手段から出力される計数値θ*（ｔ）
を保持するラツチ手段で構成し、移動位置を検出
することを特徴とするデイジタル移動検出装置。 ４ 特許請求の範囲第１項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記移動検出手段を、前記基
準信号発生手段から出力される基準信号のタイミ
ングにより前記第２の分周手段から出力される位
相信号θ0（ｔ）をサンプル保持するラツチ手段と、
前回のサンプルとの差分を保持する記憶手段で構
成し、該差分を移動速度として検出することを特
徴とするデイジタル移動検出装置。 ５ 特許請求の範囲第１項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記移動検出手段を、前記基
準信号発生手段からの基準信号が入力される度に
クリアされ、前記電圧−周波数変換手段からの制
御パルスを繰り返し計数する計数手段と、該基準
信号によりクリアされる前の計数値を保持するラ
ツチ手段で構成し、保持される計数値を移動速度
として検出することを特徴とするデイジタル移動
検出装置。 ６ 特許請求の範囲第１項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記移動検出手段を、前記基
準信号発生手段のクロツクパルスの周波数と前記
電圧−周波数変換手段の制御パルスの周波数から
差周波数のパルス信号を得るパルス比較手段で構
成し、このパルス信号を移動量として検出するこ
とを特徴とするデイジタル移動検出装置。 ７ 特許請求の範囲第１項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記シンクロ電機の二次巻線
を第１の２相信号を得る２相巻線にすると共に、
前記比較手段を、前記基準信号発生手段の第１の
分周手段による計数値θ*（ｔ）から第２の２相信
号を得る関数発生手段と、該第１の２相信号と第
２の２相信号から位相差に応じた位相差信号を得
る演算手段で構成し、高速応答のPLL制御を行
うことを特徴とするデイジタル移動検出装置。 ８ 特許請求の範囲第６項記載のデイジタル移動
検出装置において、前記パルス比較手段を、前記
制御パルスをデータ入力にすると共に前記クロツ
クパルスをクロツク入力とするＤ形フリツプフロ
ツプ回路で構成し、該Ｄ形フリツプフロツプ回路
の出力から移動量に応じた数のパルス信号を得る
ことを特徴とするデイジタル移動検出装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57009554A JPS58127294A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | デイジタル移動検出装置 |
| AU88044/82A AU544632B2 (en) | 1982-01-26 | 1982-09-06 | System for detecting mechanical movement |
| US06/415,182 US4556885A (en) | 1982-01-26 | 1982-09-07 | System for detecting position or speed |
| BR8205508A BR8205508A (pt) | 1982-01-26 | 1982-09-20 | Sistema para detectar movimento mecanico |
| DE19823234780 DE3234780A1 (de) | 1982-01-26 | 1982-09-20 | Einrichtung zum feststellen einer mechanischen bewegung |
| GB08228097A GB2113932B (en) | 1982-01-26 | 1982-10-01 | System for detecting mechanical movement |
| KR1019830000260A KR860001999B1 (ko) | 1982-01-26 | 1983-01-24 | 디지탈 이동 검출 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57009554A JPS58127294A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | デイジタル移動検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127294A JPS58127294A (ja) | 1983-07-29 |
| JPH0346762B2 true JPH0346762B2 (ja) | 1991-07-17 |
Family
ID=11723492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57009554A Granted JPS58127294A (ja) | 1982-01-26 | 1982-01-26 | デイジタル移動検出装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4556885A (ja) |
| JP (1) | JPS58127294A (ja) |
| KR (1) | KR860001999B1 (ja) |
| AU (1) | AU544632B2 (ja) |
| BR (1) | BR8205508A (ja) |
| DE (1) | DE3234780A1 (ja) |
| GB (1) | GB2113932B (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5954917A (ja) * | 1982-09-24 | 1984-03-29 | Toshiba Corp | デイジタル移動検出装置 |
| JPH0778692B2 (ja) * | 1983-06-16 | 1995-08-23 | キヤノン株式会社 | 原稿走査装置 |
| JPS60253914A (ja) * | 1984-05-31 | 1985-12-14 | Sanyo Denki Kk | レゾルバ式位置・速度検出器 |
| JPH0612265B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1994-02-16 | 株式会社明電舍 | 位置信号発生装置 |
| JPS6175215A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-17 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 位置信号発生装置 |
| JPS6281526A (ja) * | 1985-10-04 | 1987-04-15 | Mitsubishi Electric Corp | デイジタル回転検出器 |
| AU588708B2 (en) * | 1987-01-09 | 1989-09-21 | Toshiba, Kabushiki Kaisha | High-accuracy position detection apparatus |
| JPH0711538B2 (ja) * | 1988-02-05 | 1995-02-08 | ジェコー株式会社 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
| DE3834384A1 (de) * | 1988-10-10 | 1990-04-12 | Lenze Gmbh & Co Kg Aerzen | Verfahren und schaltungsanordnung zur erzeugung von digitalen drehzahl- und drehwinkelinformationen mittels eines funktionsdrehmelders |
| US4972186A (en) * | 1989-03-20 | 1990-11-20 | Allen-Bradley Company, Inc. | Resolver excitation circuit |
| US5150115A (en) * | 1990-12-13 | 1992-09-22 | Xerox Corporation | Inductive type incremental angular position transducer and rotary motion encoder having once-around index pulse |
| DE4119834A1 (de) * | 1991-06-12 | 1992-12-17 | Mannesmann Ag | Verfahren zur erzeugung elektrischer energie mittels generator sowie die verwendung in fahrzeugen mit gleitschutzsystem |
| US5204674A (en) * | 1991-10-28 | 1993-04-20 | Conameter Corporation | Servo mechanism with differential phase shift feedback |
| US5357451A (en) * | 1993-01-07 | 1994-10-18 | Ford Motor Company | Digital system controller with programmable ranges for analog speedometer and tachometer gauges |
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| US6714003B2 (en) | 2002-01-25 | 2004-03-30 | American Electronic Components, Inc. | Frequency compensation for rotating target sensor |
| US20040043505A1 (en) * | 2002-05-07 | 2004-03-04 | Matthew Walenciak | Collection assembly |
| EP1752740B1 (en) * | 2005-08-11 | 2008-12-03 | Mitutoyo Corporation | Method and Circuit for interpolating an Encoder Output |
| JP2015108577A (ja) * | 2013-12-05 | 2015-06-11 | 愛三工業株式会社 | 位置センサ製造方法及び位置センサ |
| JP6527704B2 (ja) * | 2015-01-29 | 2019-06-05 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
| US11231296B2 (en) * | 2016-04-18 | 2022-01-25 | Hamilton Sundstrand Corporation | Systems and methods for determining rotational position |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE317013B (ja) * | 1968-10-31 | 1969-11-03 | Aga Ab | |
| US4034276A (en) * | 1970-12-28 | 1977-07-05 | Hyatt Gilbert P | Digital signal processor for servo velocity control |
| US4047086A (en) * | 1976-03-25 | 1977-09-06 | Xerox Corporation | Phase-sensitive transducer apparatus |
| US4358726A (en) * | 1977-08-17 | 1982-11-09 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Seisakusho | Current type inverter |
| JPS5433983A (en) * | 1977-08-22 | 1979-03-13 | Toshiba Corp | Digital servo device |
| US4253051A (en) * | 1978-08-31 | 1981-02-24 | Carco Electronics | Phase locked loop having electrical zeroing |
| FR2440574A1 (fr) * | 1978-10-05 | 1980-05-30 | Artus | Dispositif d'asservissement de position |
| US4282468A (en) * | 1979-04-16 | 1981-08-04 | Hyper-Loop, Inc. | High speed position feedback and comparator system |
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| JPS5776607A (en) * | 1980-10-30 | 1982-05-13 | Fanuc Ltd | Numeric control system |
-
1982
- 1982-01-26 JP JP57009554A patent/JPS58127294A/ja active Granted
- 1982-09-06 AU AU88044/82A patent/AU544632B2/en not_active Ceased
- 1982-09-07 US US06/415,182 patent/US4556885A/en not_active Expired - Lifetime
- 1982-09-20 BR BR8205508A patent/BR8205508A/pt not_active IP Right Cessation
- 1982-09-20 DE DE19823234780 patent/DE3234780A1/de active Granted
- 1982-10-01 GB GB08228097A patent/GB2113932B/en not_active Expired
-
1983
- 1983-01-24 KR KR1019830000260A patent/KR860001999B1/ko not_active IP Right Cessation
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