JPH0711538B2 - 交差コイル式計器の駆動回路 - Google Patents
交差コイル式計器の駆動回路Info
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- JPH0711538B2 JPH0711538B2 JP63025180A JP2518088A JPH0711538B2 JP H0711538 B2 JPH0711538 B2 JP H0711538B2 JP 63025180 A JP63025180 A JP 63025180A JP 2518088 A JP2518088 A JP 2518088A JP H0711538 B2 JPH0711538 B2 JP H0711538B2
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R7/00—Instruments capable of converting two or more currents or voltages into a single mechanical displacement
- G01R7/04—Instruments capable of converting two or more currents or voltages into a single mechanical displacement for forming a quotient
- G01R7/06—Instruments capable of converting two or more currents or voltages into a single mechanical displacement for forming a quotient moving-iron type
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
- G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
- G01P3/481—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals
- G01P3/489—Digital circuits therefor
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は交差コイル式計器の駆動回路に係り、例えば自
動車のエンジン回転数，車速等の指示計として用いられ
る交差コイル式計器の駆動回路に関する。
動車のエンジン回転数，車速等の指示計として用いられ
る交差コイル式計器の駆動回路に関する。
従来の技術 自動車などのエンジン回転数，車速等を指示する指示計
器として、その構造が簡単で、丈夫で信頼性が高い等の
理由から交差コイル式計器が用いられている。交差コイ
ル式計器は例えば第８図に示すようにコイル1,2を機械
的交差角が90°となるように配置し、そのコイル1,2の
内部空間に一端に指針５が固定され指針軸４の他端が固
定された可動永久磁石３を配設し、駆動回路６によりコ
イル1,2に第９図に実線Ｉ及び破線IIで示すような互い
に90°の位相差を有し、電気角に対してレベルが正弦波
又は正弦波に近似した特性で変化する信号を供給し、被
測定量に対し電気角を変化させ、コイル1,2により発生
する磁束の合成ベクトルの角度を変化させることによ
り、指針５を回動させ、被測定量に応じて指示をする構
成とされている。
器として、その構造が簡単で、丈夫で信頼性が高い等の
理由から交差コイル式計器が用いられている。交差コイ
ル式計器は例えば第８図に示すようにコイル1,2を機械
的交差角が90°となるように配置し、そのコイル1,2の
内部空間に一端に指針５が固定され指針軸４の他端が固
定された可動永久磁石３を配設し、駆動回路６によりコ
イル1,2に第９図に実線Ｉ及び破線IIで示すような互い
に90°の位相差を有し、電気角に対してレベルが正弦波
又は正弦波に近似した特性で変化する信号を供給し、被
測定量に対し電気角を変化させ、コイル1,2により発生
する磁束の合成ベクトルの角度を変化させることによ
り、指針５を回動させ、被測定量に応じて指示をする構
成とされている。
交差コイル式計器を駆動する駆動信号としては正弦波信
号が最も理想的なものとして知られている。しかし、正
弦波信号を駆動信号とするためにはマイクロコンピュー
タ等を利用した場合、電気角に対応するレベル値をディ
ジタル信号として記憶させるため、記憶量は膨大なもの
となり、大容記憶システムが必要となるため、コスト，
スペース等の点で車載用の計器として不向きである。
号が最も理想的なものとして知られている。しかし、正
弦波信号を駆動信号とするためにはマイクロコンピュー
タ等を利用した場合、電気角に対応するレベル値をディ
ジタル信号として記憶させるため、記憶量は膨大なもの
となり、大容記憶システムが必要となるため、コスト，
スペース等の点で車載用の計器として不向きである。
このため、通常、駆動信号としては例えば、特開昭60-3
68号公報に示すような台形波等の正弦波に近似した特性
の信号が用いられている。
68号公報に示すような台形波等の正弦波に近似した特性
の信号が用いられている。
発明が解決しようとする問題点 しかるに、駆動信号に台形波等の信号を用いた場合、指
示精度が劣るばかりが、２つのコイルに発生する磁束の
合成ベクトルの大きさが不均一なものとなるため、指針
が滑らかに回動しない等の問題点があった。
示精度が劣るばかりが、２つのコイルに発生する磁束の
合成ベクトルの大きさが不均一なものとなるため、指針
が滑らかに回動しない等の問題点があった。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので比較的簡単な
回路構成で指示精度がよく、指針の移動滑らかとなる交
差コイル式計器の駆動回路を提供することを目的とす
る。
回路構成で指示精度がよく、指針の移動滑らかとなる交
差コイル式計器の駆動回路を提供することを目的とす
る。
問題点を解決するための手段 本発明は被測定量が供給され、該被測定値を所定時間毎
に電気角に対応する被測定データに変換する被測定デー
タ発生手段と、 該被測定データ発生手段により該被測定データが供給さ
れ、互いに位相が異なりかつ、電気角に対してレベルが
正弦波又は余弦波に近似した特性で変化し、該被測定デ
ータに応じた電気角レベルの複数の駆動信号を発生する
駆動信号発生回路とよりなり、 該駆動信号発生回路より取り出された該複数の駆動信号
を、指針軸に固定された可動永久磁石を包囲するよう交
差配置された複数のコイルに別々に供給する交差コイル
計器の駆動回路において、 前記所定時間内に基準値から順次変動する電気角データ
を出力する電気角データ発生手段と、 前記電気角データ毎に零又は単位階差値で示される階差
値データが記憶されており、前記電気角データ発生手段
により前記電気角データが供給され、前記電気角データ
発生手段より供給された前記電気角データに応じた階差
値データを出力する階差値記憶手段と、 前記所定時間毎に前記被測定データ発生手段より前記被
測定データが供給されると共に前記所定時間内に前記電
気角データ発生手段より前記電気角データが順次供給さ
れ、前記被測定データを前記電気角データと順次比較
し、前記被測定データと前記電気角データとの一致を検
出するデータ一致検出手段と、 前記データ一致検出手段より検出結果が供給されると共
に、前記階差値記憶手段より前記階差値データが供給さ
れ、前記データ一致検出手段で前記電気角データが前記
基準角から前記被測定データに一致するまでの間前記階
差値記憶手段から供給される前記階差値データを出力
し、前記電気角データが前記被測定データと一致した後
は前記階差値データの出力を停止するデータ出力制御手
段と、 前記データ出力制御手段から前記階差値データが供給さ
れ、前記データ手段制御手段から供給された前記階差値
データを加算し、その加算値に応じて前記コイルを駆動
する駆動信号を生成する駆動信号生成手段とより前記駆
動信号発生回路を構成してなる。
に電気角に対応する被測定データに変換する被測定デー
タ発生手段と、 該被測定データ発生手段により該被測定データが供給さ
れ、互いに位相が異なりかつ、電気角に対してレベルが
正弦波又は余弦波に近似した特性で変化し、該被測定デ
ータに応じた電気角レベルの複数の駆動信号を発生する
駆動信号発生回路とよりなり、 該駆動信号発生回路より取り出された該複数の駆動信号
を、指針軸に固定された可動永久磁石を包囲するよう交
差配置された複数のコイルに別々に供給する交差コイル
計器の駆動回路において、 前記所定時間内に基準値から順次変動する電気角データ
を出力する電気角データ発生手段と、 前記電気角データ毎に零又は単位階差値で示される階差
値データが記憶されており、前記電気角データ発生手段
により前記電気角データが供給され、前記電気角データ
発生手段より供給された前記電気角データに応じた階差
値データを出力する階差値記憶手段と、 前記所定時間毎に前記被測定データ発生手段より前記被
測定データが供給されると共に前記所定時間内に前記電
気角データ発生手段より前記電気角データが順次供給さ
れ、前記被測定データを前記電気角データと順次比較
し、前記被測定データと前記電気角データとの一致を検
出するデータ一致検出手段と、 前記データ一致検出手段より検出結果が供給されると共
に、前記階差値記憶手段より前記階差値データが供給さ
れ、前記データ一致検出手段で前記電気角データが前記
基準角から前記被測定データに一致するまでの間前記階
差値記憶手段から供給される前記階差値データを出力
し、前記電気角データが前記被測定データと一致した後
は前記階差値データの出力を停止するデータ出力制御手
段と、 前記データ出力制御手段から前記階差値データが供給さ
れ、前記データ手段制御手段から供給された前記階差値
データを加算し、その加算値に応じて前記コイルを駆動
する駆動信号を生成する駆動信号生成手段とより前記駆
動信号発生回路を構成してなる。
作用 本発明によれば、電気角データ毎に零又は単位階差値よ
りなる階差値データを記憶しておき、電気角データを順
次出力し、電気角データが基準値より被測定データと一
致するまで階差値データを出力させ、出力された階差値
データを加算することにより駆動信号を得る。このた
め、階差値データとしては電気角毎に零又は単位階差値
の１ビットのデータを記憶すればよいため、記憶容量を
低減でき、回路をコンパクトに構成できる。
りなる階差値データを記憶しておき、電気角データを順
次出力し、電気角データが基準値より被測定データと一
致するまで階差値データを出力させ、出力された階差値
データを加算することにより駆動信号を得る。このた
め、階差値データとしては電気角毎に零又は単位階差値
の１ビットのデータを記憶すればよいため、記憶容量を
低減でき、回路をコンパクトに構成できる。
また階差値データにより正弦波に近似した特性で駆動信
号を得ることができるため、理想に近い状態で、指示が
行なえ、指示精度を向上させることができる。
号を得ることができるため、理想に近い状態で、指示が
行なえ、指示精度を向上させることができる。
さらに、階差値データの設定により正弦波のみならず、
任意の波形で駆動信号が得られ、指示特性を容易に可変
できる。
任意の波形で駆動信号が得られ、指示特性を容易に可変
できる。
実施例 第７図は本発明の一実施例のブロック図を示す。
波形整形回路７はエンジン回転数，車速などに応じて発
生する被測定信号を波形整形してパルス信号として、周
波数カウント回路８に供給する。周波数カウント回路８
は波形整形回路７の出力パルス信号を所定時間毎にカウ
ントして、カウント数に応じた10ビットのディジタルデ
ータDinを出力する。波形整形回路７及び周波数カウン
ト回路８はディジタル信号発生回路を構成している。
生する被測定信号を波形整形してパルス信号として、周
波数カウント回路８に供給する。周波数カウント回路８
は波形整形回路７の出力パルス信号を所定時間毎にカウ
ントして、カウント数に応じた10ビットのディジタルデ
ータDinを出力する。波形整形回路７及び周波数カウン
ト回路８はディジタル信号発生回路を構成している。
周波数カウント回路８の出力ディジタルデータDinは本
発明の要部をなす正弦波変換回路９に供給される。正弦
波変換回路９は後述するように10ビットのディジタルデ
ータDinに対応して、正弦波sinX及び余弦波cosXに対応
した信号を発生し、夫々、sinX駆動回路10及びcosX駆動
回路11を介して、互いに機械的交差角が90°をなし、そ
の内部に可動永久磁石を内容する２つのコイルに供給す
る。なお、正弦波変換回路９及びsinX駆動回路10、cosX
駆動回路11は駆動信号発生回路を構成している。
発明の要部をなす正弦波変換回路９に供給される。正弦
波変換回路９は後述するように10ビットのディジタルデ
ータDinに対応して、正弦波sinX及び余弦波cosXに対応
した信号を発生し、夫々、sinX駆動回路10及びcosX駆動
回路11を介して、互いに機械的交差角が90°をなし、そ
の内部に可動永久磁石を内容する２つのコイルに供給す
る。なお、正弦波変換回路９及びsinX駆動回路10、cosX
駆動回路11は駆動信号発生回路を構成している。
次に本発明の一実施例の要部をなす正弦波変換回路につ
いて説明する。第３図は正弦波変換回路の第１の実施例
のブロック図、第４図は第３図に示す正弦波変換回路の
タイミングチャートを示す。
いて説明する。第３図は正弦波変換回路の第１の実施例
のブロック図、第４図は第３図に示す正弦波変換回路の
タイミングチャートを示す。
正弦波変換回路９に入力された10ビットのディジタルデ
ータDinは下位の８ビットの値Ａを反転回路12に、上位
２ビットを選択反転回路18に供給される。基本回路13は
後述するように反転回路12からの８ビットのディジタル
データＡに応じた、１ビットの階差値データを出力す
る。
ータDinは下位の８ビットの値Ａを反転回路12に、上位
２ビットを選択反転回路18に供給される。基本回路13は
後述するように反転回路12からの８ビットのディジタル
データＡに応じた、１ビットの階差値データを出力す
る。
次に本発明の要部をなす正弦波変換基本回路13について
第１図，第２図と共に説明する。
第１図，第２図と共に説明する。
第１図に示すように正弦波変換基本回路13（以下単に基
本回路と呼ぶ）は階差値読み出し回路を構成し、基本回
路13のタイミングを決定する発振回路19及び第１のカウ
ンタ20と、入力データＡによって出力データを制御する
一致検出回路21、RSフリップフロップ回路23及びAND論
理回路24と、入力データＡに対する階差値を記憶した階
差値記憶回路を構成する階差値ROM（リード・オンリ・
メモリ）22とより構成されている。
本回路と呼ぶ）は階差値読み出し回路を構成し、基本回
路13のタイミングを決定する発振回路19及び第１のカウ
ンタ20と、入力データＡによって出力データを制御する
一致検出回路21、RSフリップフロップ回路23及びAND論
理回路24と、入力データＡに対する階差値を記憶した階
差値記憶回路を構成する階差値ROM（リード・オンリ・
メモリ）22とより構成されている。
第１のカウンタ20は発振回路19からのクロックパルスを
カウントし、９ビットのディジタルデータを出力する２
進カウンタで９ビットのディジタルデータのうち下位８
ビットは一致検出回路21及び階差値ROM22のアドレス入
力に入力され、第９ビット目の信号は反転信号として反
転回路12に入力される。さらに、第１のカウンタはカウ
ント値の下位８ビットが零になると例えばハイレベルと
なるカウント値零信号を発生する。
カウントし、９ビットのディジタルデータを出力する２
進カウンタで９ビットのディジタルデータのうち下位８
ビットは一致検出回路21及び階差値ROM22のアドレス入
力に入力され、第９ビット目の信号は反転信号として反
転回路12に入力される。さらに、第１のカウンタはカウ
ント値の下位８ビットが零になると例えばハイレベルと
なるカウント値零信号を発生する。
一致検出回路21は第１のカウンタ20の出力ディジタルデ
ータと他に入力ディジタルデータＡとを比較して、両方
のディジタルデータが一致したときに例えばハイレベル
信号を出力する。RSフリップフロップ23は第１のカウン
タ20からのカウント値零信号がセット入力に、一致検出
回路21の出力信号がリセット入力に入力されていて、セ
ット入力Ｓがハイレベルとなると出力Ｑがハイレベルと
なり、次にリセット入力Ｒがハイレベルとなるまで出力
Ｑをハイレベルに保持し、リセット入力Ｒがハイレベル
になると出力Ｑがローレベルとなり、次にセット入力Ｓ
がハイレベルになるまで出力Ｑをローレベルに保持する
出力Ｑを出力し、出力ＱはAND回路24に供給される。
ータと他に入力ディジタルデータＡとを比較して、両方
のディジタルデータが一致したときに例えばハイレベル
信号を出力する。RSフリップフロップ23は第１のカウン
タ20からのカウント値零信号がセット入力に、一致検出
回路21の出力信号がリセット入力に入力されていて、セ
ット入力Ｓがハイレベルとなると出力Ｑがハイレベルと
なり、次にリセット入力Ｒがハイレベルとなるまで出力
Ｑをハイレベルに保持し、リセット入力Ｒがハイレベル
になると出力Ｑがローレベルとなり、次にセット入力Ｓ
がハイレベルになるまで出力Ｑをローレベルに保持する
出力Ｑを出力し、出力ＱはAND回路24に供給される。
AND論理回路24には、RSフリップフロップ23の出力信号
と階差値ROM22の出力データとが入力されていて、RSフ
リップフロップ23の出力Ｑがハイレベルのとき階差値RO
M22の出力データを通過させ、RSフリップフロップ23の
出力Ｑがローレベルのとき階差値ROM22の出力データを
マスクする。なお、正負論理はカウンタ20からの電気角
データが基準値（零）から出力データＡと一致するまで
の間、階差値ROM22の出力データを通過させ、電気角デ
ータが入力データを越えるとマスクするように動作すべ
く設定されていればよい。
と階差値ROM22の出力データとが入力されていて、RSフ
リップフロップ23の出力Ｑがハイレベルのとき階差値RO
M22の出力データを通過させ、RSフリップフロップ23の
出力Ｑがローレベルのとき階差値ROM22の出力データを
マスクする。なお、正負論理はカウンタ20からの電気角
データが基準値（零）から出力データＡと一致するまで
の間、階差値ROM22の出力データを通過させ、電気角デ
ータが入力データを越えるとマスクするように動作すべ
く設定されていればよい。
階差値ROM22の内容は例えば、入力データＡは８ビット
の分解能で処理する場合、電気角Ｘー＝90°（π/2）に
対し、８ビット、すなわち、256を対応させ、 ｆ（Ａ）＝Ｋ・sin（A/256・π/2） とする。ここで、回路構成を簡単にするために階差値の
最大値が１（単位階差値）となるようにＫを求めてみ
る。
の分解能で処理する場合、電気角Ｘー＝90°（π/2）に
対し、８ビット、すなわち、256を対応させ、 ｆ（Ａ）＝Ｋ・sin（A/256・π/2） とする。ここで、回路構成を簡単にするために階差値の
最大値が１（単位階差値）となるようにＫを求めてみ
る。
正弦波関数の特性上 ｆ（１）−ｆ（０）＝１ より、Ｋ＝163 となる。
次に表１に示すように、電気角ＸにＡを対応させ、ｆ
（Ａ）を求めると、未処理の状態でfr（Ａ）に示すよう
に端数が生じた値を得、このときの階差値Sr（Ａ）も端
数となってしまう。本実施例では表１に示すように端数
処理として、四捨五入を用い、fr（Ａ）を四捨五入した
値fi（Ａ）をｆ（Ａ）の値とする。階差値Si（Ａ）＝fi
（Ａ＋１）−fi（Ａ）として‘0'又は‘1'となる階差値
Si（Ａ）を求めている。なお、表１は計算値の一部を示
している。
（Ａ）を求めると、未処理の状態でfr（Ａ）に示すよう
に端数が生じた値を得、このときの階差値Sr（Ａ）も端
数となってしまう。本実施例では表１に示すように端数
処理として、四捨五入を用い、fr（Ａ）を四捨五入した
値fi（Ａ）をｆ（Ａ）の値とする。階差値Si（Ａ）＝fi
（Ａ＋１）−fi（Ａ）として‘0'又は‘1'となる階差値
Si（Ａ）を求めている。なお、表１は計算値の一部を示
している。
次に第２図のタイミングチャートにより動作を説明す
る。まず、第１のカウンタ20の出力ディジタルデータ
（第２図（ａ））の下位８ビットが０になるとカウント
値零信号（第２図（ｂ））が発生し、RSフリップフロッ
プ23をセットする。ことにより、AND論理回路24の一方
の入力がハイレベルとなり、階差値ROM22の出力データ
が出力可能な状態となる。
る。まず、第１のカウンタ20の出力ディジタルデータ
（第２図（ａ））の下位８ビットが０になるとカウント
値零信号（第２図（ｂ））が発生し、RSフリップフロッ
プ23をセットする。ことにより、AND論理回路24の一方
の入力がハイレベルとなり、階差値ROM22の出力データ
が出力可能な状態となる。
第１のカウンタ20は発振回路19からのクロックパルスを
カウントし、出力ディジタルデータは順次カウントアッ
プされ、階差値ROM22の内容が順次出力される（第２図
（ｄ））。第１のカウンタ20の出力データが入力データ
Ａと一致すると一致検出回路21によりRSフリップフロッ
プ23がリセットされ、その出力がローにされ、（第２図
（ｅ））、AND論理回路24の出力もローに固定される
（第２図（ｆ））。
カウントし、出力ディジタルデータは順次カウントアッ
プされ、階差値ROM22の内容が順次出力される（第２図
（ｄ））。第１のカウンタ20の出力データが入力データ
Ａと一致すると一致検出回路21によりRSフリップフロッ
プ23がリセットされ、その出力がローにされ、（第２図
（ｅ））、AND論理回路24の出力もローに固定される
（第２図（ｆ））。
第１のカウンタ20のカウントがさらに進み、その出力デ
ータの下位８ビットが０に戻ると、上記動作が繰り返さ
れる。なお、このとき、反転信号はローレベルのとき
は、ハイレベルに、ハイレベルのときはローレベルとさ
れ、下位８ビットが０となるたびに反転出力される（第
２図（ｃ））。
ータの下位８ビットが０に戻ると、上記動作が繰り返さ
れる。なお、このとき、反転信号はローレベルのとき
は、ハイレベルに、ハイレベルのときはローレベルとさ
れ、下位８ビットが０となるたびに反転出力される（第
２図（ｃ））。
第３図は上記基本回路13を使用した第１の実施例のブロ
ック図、第４図はそのタイミングチャートを示す。
ック図、第４図はそのタイミングチャートを示す。
周波数カウント回路８からの10ビットのディジタルデー
タはDinは下位８ビットのディジタルデータＡを反転回
路12に、上位２ビットを選択反転回路18に供給される。
反転回路12は基本回路13からcos（Ａ）出力を得るため
の回路で基本回路13からの反転信号応じて cosX＝sin（π/2−Ｘ） を前記変換式に対応させて sin（Ａ）出力時…反転信号＝“L" 反転回路12の出力データAr＝Ａ cos（Ａ）出力時…反転信号＝“H" Ar＝256−Ａ として基本回路13に出力する。
タはDinは下位８ビットのディジタルデータＡを反転回
路12に、上位２ビットを選択反転回路18に供給される。
反転回路12は基本回路13からcos（Ａ）出力を得るため
の回路で基本回路13からの反転信号応じて cosX＝sin（π/2−Ｘ） を前記変換式に対応させて sin（Ａ）出力時…反転信号＝“L" 反転回路12の出力データAr＝Ａ cos（Ａ）出力時…反転信号＝“H" Ar＝256−Ａ として基本回路13に出力する。
なお、回路構成を簡単にするためにcos（Ａ）出力時
に、 Ar＝255−Ａ としてもよい。
に、 Ar＝255−Ａ としてもよい。
つまり、Ａは８ビットのデータであり、（256−Ａ）を
求める場合、（256−Ａ）なる演算を実施する必要があ
るが、‘256'を‘255'に近似させ、（255−Ａ）とする
ことにより‘255'は２進数‘01111111'で表わせるた
め、下位７ビットの値に対してはＡを反転させるだけで
Ar＝（255−Ａ）を求めることができる。したがって、
Ａを交換する反転回路を設けるだけで演算が可能とな
り、回路構成を簡単にできる。ただし、この場合（256
−Ａ）に対して変換誤差が増加するため、誤差が許容さ
れる場合での使用に限られる。
求める場合、（256−Ａ）なる演算を実施する必要があ
るが、‘256'を‘255'に近似させ、（255−Ａ）とする
ことにより‘255'は２進数‘01111111'で表わせるた
め、下位７ビットの値に対してはＡを反転させるだけで
Ar＝（255−Ａ）を求めることができる。したがって、
Ａを交換する反転回路を設けるだけで演算が可能とな
り、回路構成を簡単にできる。ただし、この場合（256
−Ａ）に対して変換誤差が増加するため、誤差が許容さ
れる場合での使用に限られる。
ラッチ信号回路14はカウント値零信号及び反転信号によ
り第４図に示すようなsin（Ａ）ラッチ信号及びcos
（Ａ）ラッチ信号を発生し、夫々sin（Ａ）ラッチ回路1
6及びcos（Ａ）ラッチ回路17に供給する。第２のカウン
タ15は基本回路13の１ビットの出力階差値データをカウ
ントし、カウント数に応じたディジタルデータを出力す
る。
り第４図に示すようなsin（Ａ）ラッチ信号及びcos
（Ａ）ラッチ信号を発生し、夫々sin（Ａ）ラッチ回路1
6及びcos（Ａ）ラッチ回路17に供給する。第２のカウン
タ15は基本回路13の１ビットの出力階差値データをカウ
ントし、カウント数に応じたディジタルデータを出力す
る。
sin（Ａ）ラッチ回路16及びcos（Ａ）ラッチ回路17はラ
ッチ信号回路14の出力ラッチ信号に応じて、第２のカウ
ンタ15の出力ディジタルデータをラッチする。ラッチさ
れたディジタルデータは選択反転回路18に供給され、符
号データを付加された後、駆動信号供給回路の一部を構
成するsinX駆動回路10及びcosX駆動回路11に供給され、
sinXコイル１及びcosXコイル２に供給される。
ッチ信号回路14の出力ラッチ信号に応じて、第２のカウ
ンタ15の出力ディジタルデータをラッチする。ラッチさ
れたディジタルデータは選択反転回路18に供給され、符
号データを付加された後、駆動信号供給回路の一部を構
成するsinX駆動回路10及びcosX駆動回路11に供給され、
sinXコイル１及びcosXコイル２に供給される。
次に動作を説明する。まず反転信号がローとなり同時に
カウント値零信号が出力されると、第２のカウンタ15が
リセットされると共に基本回路13の変換が開始される。
このとき、反転回路12の出力Ar＝Ａとなり基本回路13は
sin（Ａ）の変換が行なわれsin（Ａ）に応じた階差値が
順次出力され第２のカウンタ15によって、カウントされ
る。
カウント値零信号が出力されると、第２のカウンタ15が
リセットされると共に基本回路13の変換が開始される。
このとき、反転回路12の出力Ar＝Ａとなり基本回路13は
sin（Ａ）の変換が行なわれsin（Ａ）に応じた階差値が
順次出力され第２のカウンタ15によって、カウントされ
る。
変換が終了するとsin（Ａ）ラッチ信号によりカウント
値がsin（Ａ）ラッチ回路16にラッチされる。また、反
転信号はハイとなり、反転回路12の出力データはAr＝25
6−Ａとなり基本回路13によりcos（Ａ）変換が行われ
る。このとき、第２のカウンタ15もカウント値零信号に
より、リセットされcos（Ａ）に応じた階差値のカウン
トが開始される。変換の終了は前記同様にcos（Ａ）ラ
ッチ回路17にカウント値がラッチされる。
値がsin（Ａ）ラッチ回路16にラッチされる。また、反
転信号はハイとなり、反転回路12の出力データはAr＝25
6−Ａとなり基本回路13によりcos（Ａ）変換が行われ
る。このとき、第２のカウンタ15もカウント値零信号に
より、リセットされcos（Ａ）に応じた階差値のカウン
トが開始される。変換の終了は前記同様にcos（Ａ）ラ
ッチ回路17にカウント値がラッチされる。
ラッチされたsin（Ａ）,cos（Ａ）データは入力データD
inの上位２ビットの値にしたがって選択反転回路18によ
り表２に示すように符号が付加され、出力される。符号
が付加されたsin（Ａ）及びcos（Ａ）データはsinX駆動
回路10及びcosX駆動回路11で夫々DA変換され、sinXコイ
ル１及びcosXコイルにて駆動信号として供給される。
inの上位２ビットの値にしたがって選択反転回路18によ
り表２に示すように符号が付加され、出力される。符号
が付加されたsin（Ａ）及びcos（Ａ）データはsinX駆動
回路10及びcosX駆動回路11で夫々DA変換され、sinXコイ
ル１及びcosXコイルにて駆動信号として供給される。
第５図は前記基本回路13を使用した正弦波変換回路の第
２の実施例のブロック図、第６図はそのタイミングチャ
ートを示す。
２の実施例のブロック図、第６図はそのタイミングチャ
ートを示す。
第２の実施例において、反転回路12は第１の実施例の反
転回路12と構成，動作とも同様である。本実施例におい
ては基本回路13の出力データを２つのOR論理回路25,2
7、及び１つのインバータ回路26により分離して、sin
（Ａ）及びcos（Ａ）出力を得ている。また、反復信号
によりsin（Ａ）変換時はcos（Ａ）出力を、cos（Ａ）
変換時はsin（Ａ）出力をハイレベルに固定する。
転回路12と構成，動作とも同様である。本実施例におい
ては基本回路13の出力データを２つのOR論理回路25,2
7、及び１つのインバータ回路26により分離して、sin
（Ａ）及びcos（Ａ）出力を得ている。また、反復信号
によりsin（Ａ）変換時はcos（Ａ）出力を、cos（Ａ）
変換時はsin（Ａ）出力をハイレベルに固定する。
次に本実施例の動作について説明する。まず、基本回路
13よりローレベルの反転信号が反転回路12に供給され、
反転回路12の出力データArがAr＝Ａとなりsin（Ａ）の
変換が開始され、基本回路13よりsin（Ａ）に対応して
１ビットの階差値データが出力される。このとき、第６
図に示すように反転信号がローであるため、OR論理回路
25より階差値データが選択反転回路28に供給され、一方
インバータ回路26によりOR論理回路27の出力はハイに固
定される。
13よりローレベルの反転信号が反転回路12に供給され、
反転回路12の出力データArがAr＝Ａとなりsin（Ａ）の
変換が開始され、基本回路13よりsin（Ａ）に対応して
１ビットの階差値データが出力される。このとき、第６
図に示すように反転信号がローであるため、OR論理回路
25より階差値データが選択反転回路28に供給され、一方
インバータ回路26によりOR論理回路27の出力はハイに固
定される。
sin（Ａ）の変換が終了すると反転信号はハイレベルと
なるため、反転回路12の出力ArはAr＝256−Ａとなり基
本回路13はcos（Ａ）変換を行なう。また、OR論理回路2
5の出力はハイに固定され、OR論理回路27より階差値デ
ータが選択反転回路28に供給される。
なるため、反転回路12の出力ArはAr＝256−Ａとなり基
本回路13はcos（Ａ）変換を行なう。また、OR論理回路2
5の出力はハイに固定され、OR論理回路27より階差値デ
ータが選択反転回路28に供給される。
選択反転回路28は第１の実施例同様、入力データDinの
上位２ビットの値にしたがって、表２に示すように選択
反転して出力する。
上位２ビットの値にしたがって、表２に示すように選択
反転して出力する。
基本回路13の出力データは入力ディジタルデータDinに
応じて、階差値データの出力数が異なっているため、一
種のパルス幅変調された出力データとなり、これに選択
反転回路28により入力ディジタルデータDinの上位２ビ
ットの値に従って、表２に示すように選択反転され、出
力される。
応じて、階差値データの出力数が異なっているため、一
種のパルス幅変調された出力データとなり、これに選択
反転回路28により入力ディジタルデータDinの上位２ビ
ットの値に従って、表２に示すように選択反転され、出
力される。
階差値データは一種のパルス幅変調された形となってい
るため、フィルタ等でパルスを平滑化して、夫々のコイ
ルに供給する。
るため、フィルタ等でパルスを平滑化して、夫々のコイ
ルに供給する。
本実施例によれば、出力が既にDA変換された値として出
力されるため、DA変換回路が不用となり、低価格で、か
つ、コンパクトに駆動回路が構成できる。
力されるため、DA変換回路が不用となり、低価格で、か
つ、コンパクトに駆動回路が構成できる。
なお、基本回路13の分解能は８ビットにかかわらず必要
に応じて増減が可能である。また、階差値ROM22の値は
必ずしも正弦波特性の階差である必要はなく、コイル等
の特性に応じて変更可能である。さらに階差値ROM22は
論理回路等によって構成してもよく、さらに、RAM（ラ
ンダム・アクセス・メモリ）によって構成し、必要に応
じてデータを変更しつつ駆動することも可能である。
に応じて増減が可能である。また、階差値ROM22の値は
必ずしも正弦波特性の階差である必要はなく、コイル等
の特性に応じて変更可能である。さらに階差値ROM22は
論理回路等によって構成してもよく、さらに、RAM（ラ
ンダム・アクセス・メモリ）によって構成し、必要に応
じてデータを変更しつつ駆動することも可能である。
なお、第１実施例、第２実施例では回路構成を簡単にす
るために選択反転回路18,28にはラッチ機能は含まれて
いないが、sin（Ａ）,cos（Ａ）出力は夫々駆動回路に
供給され、夫々の出力をパルス幅に変調後平滑化して、
sinコイル、cosコイルに供給し、磁界を発生する構成で
あり、 入力信号の変化と交差コイルによる指示応答性に対して
変換速度は十分に速いものであり、ラッチの必要はな
い。
るために選択反転回路18,28にはラッチ機能は含まれて
いないが、sin（Ａ）,cos（Ａ）出力は夫々駆動回路に
供給され、夫々の出力をパルス幅に変調後平滑化して、
sinコイル、cosコイルに供給し、磁界を発生する構成で
あり、 入力信号の変化と交差コイルによる指示応答性に対して
変換速度は十分に速いものであり、ラッチの必要はな
い。
ただし、高精度の測定が必要な場合には周波数カウント
回路８等で反転信号に同期して入力データDinをラッチ
する必要がある。
回路８等で反転信号に同期して入力データDinをラッチ
する必要がある。
また、第１及び第２の実施例では主に論理回路による構
成を示したが、マイクロコンピュータ等により構成する
ことも可能である。
成を示したが、マイクロコンピュータ等により構成する
ことも可能である。
発明の効果 上述の如く、本発明によれば、階差値データを単位階差
値で構成することにより、記憶量を減少させることがで
きるため、回路をコンパクトに構成でき、また、階差値
により、より少ない記憶容量で正弦波に近似した特性の
駆動信号を得ることができるため、指示精度が大幅に改
善され、かつ、前記駆動信号により発生する磁束の合成
ベクトルの大きさを均一にでき、指針のより円滑な回動
が可能となり、また記憶させる階差値データを変えるこ
とにより、任意の波形の駆動信号を得ることができる等
の特長を有する。
値で構成することにより、記憶量を減少させることがで
きるため、回路をコンパクトに構成でき、また、階差値
により、より少ない記憶容量で正弦波に近似した特性の
駆動信号を得ることができるため、指示精度が大幅に改
善され、かつ、前記駆動信号により発生する磁束の合成
ベクトルの大きさを均一にでき、指針のより円滑な回動
が可能となり、また記憶させる階差値データを変えるこ
とにより、任意の波形の駆動信号を得ることができる等
の特長を有する。
第１図は本発明の一実施例の要部である正弦波変換基本
回路のブロック図、第２図は第１図示の正弦波変換基本
回路のタイミングチャート、第３図は本発明の一実施例
の要部である正弦波変換回路の第１の実施例のブロック
図、第４図は第１の実施例の正弦波変換回路のタイミン
グチャート、第５図は本発明の一実施例の要部である正
弦波変換回路の第２の実施例のブロック図、第６図は第
２の実施例の正弦波変換回路のタイミングチャート、第
７図は本発明の一実施例のブロック図、第８図は交差コ
イル式計器の一例の概略図、第９図は交差コイル式計器
の駆動信号の一例の波形図である。 １……sinXコイル、２……cosXコイル、３……可動永久
磁石、４……指針軸、５……指針、６……駆動回路、７
……波形整形回路、８……周波数カウント回路、９……
正弦波変換回路、10……sinX駆動回路、11……cosX駆動
回路、12……反転回路、13……正弦波変換基本回路、14
……ラッチ信号回路、15……第２のカウンタ、16……si
n（Ａ）ラッチ回路、17……cos（Ａ）ラッチ回路、18…
…選択反転回路、19……発振回路、20……第１のカウン
タ、21……一致検出回路、22……階差値ROM、23……RS
フリップフロップ、24……AND論理回路。
回路のブロック図、第２図は第１図示の正弦波変換基本
回路のタイミングチャート、第３図は本発明の一実施例
の要部である正弦波変換回路の第１の実施例のブロック
図、第４図は第１の実施例の正弦波変換回路のタイミン
グチャート、第５図は本発明の一実施例の要部である正
弦波変換回路の第２の実施例のブロック図、第６図は第
２の実施例の正弦波変換回路のタイミングチャート、第
７図は本発明の一実施例のブロック図、第８図は交差コ
イル式計器の一例の概略図、第９図は交差コイル式計器
の駆動信号の一例の波形図である。 １……sinXコイル、２……cosXコイル、３……可動永久
磁石、４……指針軸、５……指針、６……駆動回路、７
……波形整形回路、８……周波数カウント回路、９……
正弦波変換回路、10……sinX駆動回路、11……cosX駆動
回路、12……反転回路、13……正弦波変換基本回路、14
……ラッチ信号回路、15……第２のカウンタ、16……si
n（Ａ）ラッチ回路、17……cos（Ａ）ラッチ回路、18…
…選択反転回路、19……発振回路、20……第１のカウン
タ、21……一致検出回路、22……階差値ROM、23……RS
フリップフロップ、24……AND論理回路。
Claims (1)
- 【請求項１】被測定量が供給され、該被測定値を所定時
間毎に電気角に対応する被測定データに変換する被測定
データ発生手段と、 該被測定データ発生手段より該被測定データが供給さ
れ、互いに位相が異なり、かつ、電気角に対してレベル
が正弦波又は余弦波に近似した特性で変化し、該被測定
データに応じた電気角のレベルの複数の駆動信号を発生
する駆動信号発生回路とよりなり、 該駆動信号発生回路より取り出された該複数の駆動信号
を、指針軸に固定された可動永久磁石を包囲するよう交
差配置された複数のコイルに別々に供給する交差コイル
式計器の駆動回路において、 前記所定時間内に基準値から順次変動する電気角データ
を出力する電気角データ発生手段と、 前記電気角データ毎に零又は単位階差値で示される階差
値データが記憶されており、前記電気角データ発生手段
より前記電気角データが供給され、前記電気角データ発
生手段より供給された前記電気角データに応じた階差値
データを出力する階差値記憶手段と、 前記所定時間毎に前記被測定データ発生手段より前記被
測定データが供給されると共に前記所定時間内に前記電
気角データ発生手段より前記電気角データが順次供給さ
れ、前記被測定データを前記電気角データと順次比較
し、前記被測定データと前記電気角データとの一致を検
出するデータ一致検出手段と、 前記データ一致検出手段より検出結果が供給されると共
に、前記階差値記憶手段より前記階差値データが供給さ
れ、前記データ一致検出手段で前記電気角データが前記
基準角から前記被測定データに一致するまでの間、前記
階差値記憶手段から供給される前記階差値データを出力
し、前記電気角データが前記被測定データと一致した後
は前記階差値データの出力を停止するデータ出力制御手
段と、 前記データ出力制御手段から前記階差値データが供給さ
れ、前記データ出力制御手段から供給された前記階差値
データを加算し、その加算値に応じて前記コイルを駆動
する駆動信号を生成する駆動信号生成手段とより前記駆
動信号発生回路を構成することを特徴とする交差コイル
式計器の駆動回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63025180A JPH0711538B2 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
| US07/305,414 US4928060A (en) | 1988-02-05 | 1989-02-01 | Driving circuit of a crossed-coil type instrument using digital data pulse production |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63025180A JPH0711538B2 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01201168A JPH01201168A (ja) | 1989-08-14 |
| JPH0711538B2 true JPH0711538B2 (ja) | 1995-02-08 |
Family
ID=12158803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63025180A Expired - Lifetime JPH0711538B2 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4928060A (ja) |
| JP (1) | JPH0711538B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU614677B2 (en) * | 1988-11-01 | 1991-09-05 | Nippondenso Co. Ltd. | Apparatus for driving air core gauge |
| JPH0675077B2 (ja) * | 1988-11-24 | 1994-09-21 | ローム株式会社 | メータ駆動装置 |
| JP2693529B2 (ja) * | 1988-12-02 | 1997-12-24 | 株式会社東芝 | ゲージ駆動装置 |
| US5142412A (en) * | 1988-12-19 | 1992-08-25 | Jaeger | Circuit for controlling a ration meter |
| US5038099A (en) * | 1989-11-03 | 1991-08-06 | Acustar, Inc. | Radial air-core gauge |
| US5051688A (en) * | 1989-12-20 | 1991-09-24 | Rohm Co., Ltd. | Crossed coil meter driving device having a plurality of input parameters |
| US5252919A (en) * | 1990-03-04 | 1993-10-12 | Macome Corporation | Apparatus producing trapezoidal waveforms from a pair of magnetic sensors for detecting the rotating angle of an object |
| JP2525963B2 (ja) * | 1991-03-26 | 1996-08-21 | ローム株式会社 | メ―タ駆動装置 |
| US5315536A (en) * | 1991-04-09 | 1994-05-24 | Rohm Co., Ltd. | Meter driving system |
| JP2710701B2 (ja) * | 1991-04-17 | 1998-02-10 | ローム株式会社 | Ｐｗｍ変調回路 |
| DE4137680A1 (de) * | 1991-11-15 | 1993-05-19 | Bayerische Motoren Werke Ag | Drehmagnet-quotientenmesswerk |
| US5359284A (en) * | 1992-09-14 | 1994-10-25 | Delco Electronics Corp. | Air core gauge magnetic hysteresis compensation |
| US5357451A (en) * | 1993-01-07 | 1994-10-18 | Ford Motor Company | Digital system controller with programmable ranges for analog speedometer and tachometer gauges |
| US5698974A (en) * | 1995-02-13 | 1997-12-16 | Delco Electronics Corporation | Robust gauge driving circuit with pulse modulated input |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6165532A (ja) * | 1984-09-06 | 1986-04-04 | Ricoh Co Ltd | アナログ信号のデジタル処理装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3946311A (en) * | 1973-06-11 | 1976-03-23 | Stewart-Warner Corporation | Air core gauge with expanded pointer range |
| US4230984A (en) * | 1979-03-22 | 1980-10-28 | General Motors Corporation | Method and apparatus for driving an air core gage |
| JPS58127294A (ja) * | 1982-01-26 | 1983-07-29 | 株式会社東芝 | デイジタル移動検出装置 |
| JPS60368A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-01-05 | Kanto Seiki Kk | 交差コイル式計器の駆動方法 |
| JPS63145969A (ja) * | 1986-07-31 | 1988-06-18 | Nippon Seiki Co Ltd | 交叉コイル型可動磁石式計器 |
-
1988
- 1988-02-05 JP JP63025180A patent/JPH0711538B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-02-01 US US07/305,414 patent/US4928060A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6165532A (ja) * | 1984-09-06 | 1986-04-04 | Ricoh Co Ltd | アナログ信号のデジタル処理装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4928060A (en) | 1990-05-22 |
| JPH01201168A (ja) | 1989-08-14 |
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