JP2770889B2 - 回転角度検出方法 - Google Patents
回転角度検出方法Info
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- JP2770889B2 JP2770889B2 JP3051188A JP5118891A JP2770889B2 JP 2770889 B2 JP2770889 B2 JP 2770889B2 JP 3051188 A JP3051188 A JP 3051188A JP 5118891 A JP5118891 A JP 5118891A JP 2770889 B2 JP2770889 B2 JP 2770889B2
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- pulse
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サーボモータ等の回転
体の回転角度検出方法に関する。
体の回転角度検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の回転角度検出装置を示した
ものである。同図において、１はモータ、２はモータ１
に軸結された２相パルスエンコーダである。この２相パ
ルスエンコーダは位相が互いに９０o 異なるＡ相パルス
とＢ相パルスを発生する。３は方向判別逓倍回路（４逓
倍パルスを発生する）であって、Ａ相パルスとＢ相パル
スが入力され、図６の（ａ）に示すように、Ａ相パルス
がＢ相パルスに対して進み位相にある時は、モータ１が
正回転中であるとして、パルス列Ｕを出力し、図６の
（ｂ）に示すように、Ｂ相パルスがＡ相パルスに対して
進み位相にある時は、モータ１が逆回転中であるとし
て、パルス列Ｄを出力する。４はアップダウンカウンタ
であって、そのアップＵＰ端子にはパルス列Ｕを受け、
ダウンＤＯＷＮ端子にはパルス列ＵＤを受ける。このア
ップダウンカウンタ４の計数値が回転角度検出信号とな
る。
ものである。同図において、１はモータ、２はモータ１
に軸結された２相パルスエンコーダである。この２相パ
ルスエンコーダは位相が互いに９０o 異なるＡ相パルス
とＢ相パルスを発生する。３は方向判別逓倍回路（４逓
倍パルスを発生する）であって、Ａ相パルスとＢ相パル
スが入力され、図６の（ａ）に示すように、Ａ相パルス
がＢ相パルスに対して進み位相にある時は、モータ１が
正回転中であるとして、パルス列Ｕを出力し、図６の
（ｂ）に示すように、Ｂ相パルスがＡ相パルスに対して
進み位相にある時は、モータ１が逆回転中であるとし
て、パルス列Ｄを出力する。４はアップダウンカウンタ
であって、そのアップＵＰ端子にはパルス列Ｕを受け、
ダウンＤＯＷＮ端子にはパルス列ＵＤを受ける。このア
ップダウンカウンタ４の計数値が回転角度検出信号とな
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この回転角度検出装置
の分解能はパルス分解能により決まるので、その分解能
は低く、上記アップダウンカウンタ４の計数値をフィー
ドバックして位置制御を行なう場合には、定常状態にお
いて、１パルス分の振動が発生する。このため、その振
動周期が高い場合には騒音の発生となり、また位置決め
精度が低下する。本発明はこの問題を解消するためにな
されたもので、従来に比して、分解能を著しく高めるこ
とができ、検出値を位置制御のためのフィードバック値
として用いた場合に、従来に比し、回転体の定常動作を
滑らかにすることができ、位置決め精度も向上すること
ができる回転角度検出方法を提供することを目的とす
る。
の分解能はパルス分解能により決まるので、その分解能
は低く、上記アップダウンカウンタ４の計数値をフィー
ドバックして位置制御を行なう場合には、定常状態にお
いて、１パルス分の振動が発生する。このため、その振
動周期が高い場合には騒音の発生となり、また位置決め
精度が低下する。本発明はこの問題を解消するためにな
されたもので、従来に比して、分解能を著しく高めるこ
とができ、検出値を位置制御のためのフィードバック値
として用いた場合に、従来に比し、回転体の定常動作を
滑らかにすることができ、位置決め精度も向上すること
ができる回転角度検出方法を提供することを目的とす
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、回転体にエンコーダを軸結して該回転体の回
転角度を検出する場合において、上記エンコーダとし
て、Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコ
ーダを用い、この正弦波エンコーダの出力をパルス波形
に波形整形したのち、逓倍して、この逓倍パルスのパル
ス計数値を所定周期でラッチし、このパルス計数値の前
回ラッチ値に対する今回ラッチ値の変化量及びこの変化
量の積分値を演算し、他方、上記正弦波エンコーダのＡ
相及びＢ相出力をＡ／Ｄ変換した後、上記所定周期で、
Ａ相デジタル値とＢ相デジタル値のｔａｎ−１演算を行
ない、このｔａｎ−１演算値を上記変化量積分値に加算
して回転体の回転角度を検出する構成とした。
するため、回転体にエンコーダを軸結して該回転体の回
転角度を検出する場合において、上記エンコーダとし
て、Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコ
ーダを用い、この正弦波エンコーダの出力をパルス波形
に波形整形したのち、逓倍して、この逓倍パルスのパル
ス計数値を所定周期でラッチし、このパルス計数値の前
回ラッチ値に対する今回ラッチ値の変化量及びこの変化
量の積分値を演算し、他方、上記正弦波エンコーダのＡ
相及びＢ相出力をＡ／Ｄ変換した後、上記所定周期で、
Ａ相デジタル値とＢ相デジタル値のｔａｎ−１演算を行
ない、このｔａｎ−１演算値を上記変化量積分値に加算
して回転体の回転角度を検出する構成とした。
【０００５】
【０００６】
【０００７】
【作用】本発明では、逓倍パルスのパルス計数値だけか
ら回転角度を求めるのではなく、この回転角度に、エン
コーダのＡ相、Ｂ相信号のデジタル変換値を用いるｔａ
ｎ−１演算により所定演算周期で求めた回転角度を加算
して回転角度を検出するので、分解能は、パルス分解能
×Ａ／Ｄ分解能となり、従来に比し、著しく高分解の回
転角度検出が可能となるとともに、上記逓倍パルスのパ
ルス計数を、アップダウンカウンタとソフトカウンタの
２つのカウンタを用いて行っており、アップダウンカウ
ンタのビット数を軽減できコストダウンに寄与するとく
ころ大である。
ら回転角度を求めるのではなく、この回転角度に、エン
コーダのＡ相、Ｂ相信号のデジタル変換値を用いるｔａ
ｎ−１演算により所定演算周期で求めた回転角度を加算
して回転角度を検出するので、分解能は、パルス分解能
×Ａ／Ｄ分解能となり、従来に比し、著しく高分解の回
転角度検出が可能となるとともに、上記逓倍パルスのパ
ルス計数を、アップダウンカウンタとソフトカウンタの
２つのカウンタを用いて行っており、アップダウンカウ
ンタのビット数を軽減できコストダウンに寄与するとく
ころ大である。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の１実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【０００９】図１において、モータ１に軸結されるエン
コーダは２相正弦波エンコーダ１０であり、この正弦波
エンコーダ１０は位相が互いに９０o 異なるＡ相正弦波
信号（図４の（ａ）に実線で示す）とＢ相正弦波信号
（図４の（ａ）に破線で示す）とを発生する。このＡ相
正弦波信号とＢ相正弦波信号は、波形整形器１１で矩形
波信号ＳA とＳB に変換されたのち、方向判別逓倍回路
（４逓倍パルスを発生する）１２に入力される。方向判
別逓倍回路１２は、図５の方向判別逓倍回路３と同様
に、Ａ相正弦波信号がＢ相正弦波信号パルスに対して進
み位相にある時は、モータ１が正回転中であるとして、
パルス列Ｕを出力し、Ｂ相正弦波信号がＡ相正弦波信号
パルスに対して進み位相にある時は、モータ１が逆回転
中であるとして、パルス列Ｄを出力するとともに、クロ
ックｃに同期したＡ相矩形波パルスＳA1、Ｂ相矩形波パ
ルスＳB1（共に、図３に示す）およびモータ正転時
「Ｈ」でモータ逆転時「Ｌ」となる方向判別信号ＦＲを
出力する。この方向判別信号ＦＲは図２に示すフリップ
フロップ回路を用いて発生させる。方向判別逓倍回路１
２が出力するパルス列ＵとＤはアップダウンカウンタ４
に入力され、該アップダウンカウンタ４の出力である回
転角信号ｎaN（Ｎ：第Ｎ回目の出力であることを示す）
は第１のラッチ１３に供給される。また、Ａ相矩形波パ
ルスＳA1、Ｂ相矩形波パルスＳB1および方向判別信号Ｆ
Ｒは第２のラッチ１４に供給される。この第１のラッチ
１３および第２のラッチ１４は、発振器３０が所定周期
Ｔで発振する割込み信号をラッチ指令として受ける。第
１のラッチ１３から出力される回転角信号ｎaNは加算器
１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取り出されて第１
のメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎa(N-1)と差
分される。この偏差Δｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)は上記割込
み信号の周期間の変化量であって、積分器１６で累積加
算される。この累積値をｎbNとする。１７は加算器、Ｍ
２はｎb(N-1)を格納する第２のメモリである。
コーダは２相正弦波エンコーダ１０であり、この正弦波
エンコーダ１０は位相が互いに９０o 異なるＡ相正弦波
信号（図４の（ａ）に実線で示す）とＢ相正弦波信号
（図４の（ａ）に破線で示す）とを発生する。このＡ相
正弦波信号とＢ相正弦波信号は、波形整形器１１で矩形
波信号ＳA とＳB に変換されたのち、方向判別逓倍回路
（４逓倍パルスを発生する）１２に入力される。方向判
別逓倍回路１２は、図５の方向判別逓倍回路３と同様
に、Ａ相正弦波信号がＢ相正弦波信号パルスに対して進
み位相にある時は、モータ１が正回転中であるとして、
パルス列Ｕを出力し、Ｂ相正弦波信号がＡ相正弦波信号
パルスに対して進み位相にある時は、モータ１が逆回転
中であるとして、パルス列Ｄを出力するとともに、クロ
ックｃに同期したＡ相矩形波パルスＳA1、Ｂ相矩形波パ
ルスＳB1（共に、図３に示す）およびモータ正転時
「Ｈ」でモータ逆転時「Ｌ」となる方向判別信号ＦＲを
出力する。この方向判別信号ＦＲは図２に示すフリップ
フロップ回路を用いて発生させる。方向判別逓倍回路１
２が出力するパルス列ＵとＤはアップダウンカウンタ４
に入力され、該アップダウンカウンタ４の出力である回
転角信号ｎaN（Ｎ：第Ｎ回目の出力であることを示す）
は第１のラッチ１３に供給される。また、Ａ相矩形波パ
ルスＳA1、Ｂ相矩形波パルスＳB1および方向判別信号Ｆ
Ｒは第２のラッチ１４に供給される。この第１のラッチ
１３および第２のラッチ１４は、発振器３０が所定周期
Ｔで発振する割込み信号をラッチ指令として受ける。第
１のラッチ１３から出力される回転角信号ｎaNは加算器
１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取り出されて第１
のメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎa(N-1)と差
分される。この偏差Δｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)は上記割込
み信号の周期間の変化量であって、積分器１６で累積加
算される。この累積値をｎbNとする。１７は加算器、Ｍ
２はｎb(N-1)を格納する第２のメモリである。
【００１０】正弦波エンコーダ１０が出力するＡ相正弦
波信号とＢ相正弦波信号は、また、Ａ／Ｄ変換器１８で
デジタル信号Ａ* 、Ｂ* に変換されたのち、θa ＝ｔａ
ｎ-1演算器１９に与えられる。ただし、−９０O ＜θa
＜９０O の範囲の値である。このｔａｎ-1演算器１９
は、ラッチ指令により第２のラッチ１４から出力される
Ａ相矩形波パルスＳA1 * 、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * （そ
れぞれ図４の（ｂ）、（ｃ）に示す）、方向判別信号Ｆ
Ｒ* （図４の（ｄ）に示す）を取り込み、Ａ相矩形波パ
ルスＳA1 * の正負、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * の正負、方
向判別信号ＦＲ*のＨ／Ｌに基づき、下記（ａ）から
（ｈ）のｔａｎ-1演算を実行する。
波信号とＢ相正弦波信号は、また、Ａ／Ｄ変換器１８で
デジタル信号Ａ* 、Ｂ* に変換されたのち、θa ＝ｔａ
ｎ-1演算器１９に与えられる。ただし、−９０O ＜θa
＜９０O の範囲の値である。このｔａｎ-1演算器１９
は、ラッチ指令により第２のラッチ１４から出力される
Ａ相矩形波パルスＳA1 * 、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * （そ
れぞれ図４の（ｂ）、（ｃ）に示す）、方向判別信号Ｆ
Ｒ* （図４の（ｄ）に示す）を取り込み、Ａ相矩形波パ
ルスＳA1 * の正負、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * の正負、方
向判別信号ＦＲ*のＨ／Ｌに基づき、下記（ａ）から
（ｈ）のｔａｎ-1演算を実行する。
【００１１】なお、本実施例では、このｔａｎ-1演算、
上記Δｎa の演算とその累積演算は、上記割込み信号の
周期Ｔ（逓倍パルスの周期より相当に小さい）を演算周
期として、マイクロコンピュータのソウトウエアで実行
する。
上記Δｎa の演算とその累積演算は、上記割込み信号の
周期Ｔ（逓倍パルスの周期より相当に小さい）を演算周
期として、マイクロコンピュータのソウトウエアで実行
する。
【００１２】 （ａ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（Ａ* ／−Ｂ* ）、これは、図４の
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
【００１３】 （ｂ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ）、これは、図４の（ｅ）
の直線２を演算していることになる。
の直線２を演算していることになる。
【００１４】 （ｃ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＞０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ）、これは、図４の（ｅ）
の直線２を演算していることになる。
の直線２を演算していることになる。
【００１５】 （ｄ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ）、これは、図４の
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
【００１６】 （ｅ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＞０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ）、これは、図４の
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
【００１７】 （ｆ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＞０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ｂ* ／−Ａ* ）、これは、図４の
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
【００１８】 （ｇ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ｂ* ／−Ａ* ）、これは、図４の
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
【００１９】 （ｈ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／−Ｂ* ）、これは、図４の
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
【００２０】この（ａ）〜（ｈ）のＡ* とＢ* の組合わ
せは図４の（ｆ）に示してある。
せは図４の（ｆ）に示してある。
【００２１】このようにして演算された角度θa は加算
器２０で前記ｎbNと加え合わされ、θf ＝（ｎbN＋
θa ）が回転角検出値となる。
器２０で前記ｎbNと加え合わされ、θf ＝（ｎbN＋
θa ）が回転角検出値となる。
【００２２】本実施例では、所定の演算周期Ｔで、モー
タ１の回転角度θa をｔａｎ-1演算により算出し、基本
的には、このｔａｎ-1演算値を逓倍パルスのパルス計数
値ｎaNに加算するから、分解能は、前記したパルス分解
能×Ａ／Ｄ分解能となり、従来に比し、著しく高分解能
となる。
タ１の回転角度θa をｔａｎ-1演算により算出し、基本
的には、このｔａｎ-1演算値を逓倍パルスのパルス計数
値ｎaNに加算するから、分解能は、前記したパルス分解
能×Ａ／Ｄ分解能となり、従来に比し、著しく高分解能
となる。
【００２３】その上、本実施例では、演算周期Ｔにおけ
る回転角度の変化量Δｎa を累積演算し、累積演算値ｎ
bNに上記回転角度θa を加算した値を回転角検出値θf
とするので、この回転角検出値θf は滑らかに変化す
る。
る回転角度の変化量Δｎa を累積演算し、累積演算値ｎ
bNに上記回転角度θa を加算した値を回転角検出値θf
とするので、この回転角検出値θf は滑らかに変化す
る。
【００２４】従って、この回転角検出値θf フィードバ
ックして位置制御を行えば、前記した従来の振動は抑制
され、位置決め精度も向上する。
ックして位置制御を行えば、前記した従来の振動は抑制
され、位置決め精度も向上する。
【００２５】上記ｎaNとｎbNとは、入力パルスの積算値
であるが、本実施例の方式をとることにより、ｎbNをカ
ウントするソフトカウンタのビット数（桁数）を増やす
ことができる。逆に、１演算周期内のアップダウンカウ
ンタの変化量（＝Δｎa ）の最大値をΔｎamaxとする
と、アップダウンカウンタのビット数（桁数）Ｋは、次
式を満足すればよいことになる。
であるが、本実施例の方式をとることにより、ｎbNをカ
ウントするソフトカウンタのビット数（桁数）を増やす
ことができる。逆に、１演算周期内のアップダウンカウ
ンタの変化量（＝Δｎa ）の最大値をΔｎamaxとする
と、アップダウンカウンタのビット数（桁数）Ｋは、次
式を満足すればよいことになる。
【００２６】 ２×△ｎａｍａｘ＜２Ｋ 例えば、△ｎａｍａｘ＝３とすると、Ｋは、Ｋ＞３を満
足すればよいことになる。
足すればよいことになる。
【００２７】従って、例えば、アップダウンカウンタを
３ビットとし、上記ソフトカウンタを１６ビットにする
ことができるため、アップダウンカウンタのコストや回
路規模を節約することができる。即ち、一旦、Δｎa を
求めることにより前後のカウンタの桁数に自由度が生ま
れることになる。
３ビットとし、上記ソフトカウンタを１６ビットにする
ことができるため、アップダウンカウンタのコストや回
路規模を節約することができる。即ち、一旦、Δｎa を
求めることにより前後のカウンタの桁数に自由度が生ま
れることになる。
【００２８】
【発明の効果】本発明は以上説明した通り、逓倍パルス
のパルス計数値だけから回転角度を求めるのではなく、
この回転角度に、エンコーダのＡ相、Ｂ相信号のデジタ
ル変換値を用いるｔａｎ−１演算により所定演算周期で
求めた回転角度を加算して回転角度を検出するので、従
来に比し、著しく高分解の回転角度検出を行うことがで
き、また上記逓倍パルスのカウンタを桁数の少ない廉価
のものとすることができる。
のパルス計数値だけから回転角度を求めるのではなく、
この回転角度に、エンコーダのＡ相、Ｂ相信号のデジタ
ル変換値を用いるｔａｎ−１演算により所定演算周期で
求めた回転角度を加算して回転角度を検出するので、従
来に比し、著しく高分解の回転角度検出を行うことがで
き、また上記逓倍パルスのカウンタを桁数の少ない廉価
のものとすることができる。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例において用いる方向判別信号を生成
する回路の例を示す図である。
する回路の例を示す図である。
【図３】上記実施例の動作を説明するための波形タイム
チャートである。
チャートである。
【図４】上記実施例の動作を説明するための波形タイム
チャートである。
チャートである。
【図５】従来の回転角度検出装置を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】上記従来例の動作を説明するための波形タイム
チャートである。
チャートである。
１ モータ ４ アップダウンカウンタ １０ ２相正弦波エンコーダ １１ 波形整形器 １２ 方向判別逓倍回路 １３、１４ ラッチ １５、１７、２０ 加算器 １６ 積分器 １８ Ａ／Ｄ変換器 １９ ｔａｎ-1演算器
Claims (1)
- 【請求項１】回転体にエンコーダを軸結して該回転体の
回転角度を検出する場合において、上記エンコーダとし
て、Ａ相乃びＢ相の正弦波信号を出力する正弦波エンコ
ーダを用い、この正弦波エンコーダの出力をパルス波形
に波形整形したのち、逓倍して、この逓倍パルスのパル
ス計数値を所定周期でラッチし、このパルス計数値の前
回ラッチ値に対する今回ラッチ値の変化量及びこの変化
量の積分値を演算し、他方、上記正弦波エンコーダのＡ
相及びＢ相出力をＡ／Ｄ変換した後、上記所定周期で、
Ａ相デジタル値とＢ相デジタル値のｔａｎ −１ 演算を行
ない、このｔａｎ −１ 演算値を上記変化量積分値に加算
して回転体の回転角度を検出することを特徴とする回転
角検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3051188A JP2770889B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | 回転角度検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3051188A JP2770889B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | 回転角度検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05248889A JPH05248889A (ja) | 1993-09-28 |
| JP2770889B2 true JP2770889B2 (ja) | 1998-07-02 |
Family
ID=12879893
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3051188A Expired - Fee Related JP2770889B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | 回転角度検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2770889B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01224621A (ja) * | 1988-03-04 | 1989-09-07 | Hitachi Ltd | 位置検出方法又は装置 |
-
1991
- 1991-03-15 JP JP3051188A patent/JP2770889B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05248889A (ja) | 1993-09-28 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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