JP3248209B2 - 位置検出方法 - Google Patents
位置検出方法Info
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- JP3248209B2 JP3248209B2 JP34286491A JP34286491A JP3248209B2 JP 3248209 B2 JP3248209 B2 JP 3248209B2 JP 34286491 A JP34286491 A JP 34286491A JP 34286491 A JP34286491 A JP 34286491A JP 3248209 B2 JP3248209 B2 JP 3248209B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、回転体の回転位置等の
位置検出方法に関する。
位置検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１０は従来の回転角度検出装置を示し
たものである。同図において、１はモータ、２はモータ
１に軸結された２相パルスエンコーダである。この２相
パルスエンコーダは位相が互いに９０o 異なるＡ相パル
スとＢ相パルスを発生する。３は方向判別逓倍回路（４
逓倍パルスを発生する）であって、Ａ相パルスとＢ相パ
ルスが入力され、図１１の（ａ）に示すように、Ａ相パ
ルスがＢ相パルスに対して進み位相にある時は、モータ
１が正回転中であるとして、パルス列Ｕを出力し、図１
１の（ｂ）に示すように、Ｂ相パルスがＡ相パルスに対
して進み位相にある時は、モータ１が逆回転中であると
して、パルス列Ｄを出力する。４はアップダウンカウン
タであって、そのアップ端子ＵＰにはパルス列Ｕを受
け、ダウン端子ＤＯＷＮにはパルス列Ｄを受ける。この
アップダウンカウンタ４の計数値が回転角度検出信号と
なる。
たものである。同図において、１はモータ、２はモータ
１に軸結された２相パルスエンコーダである。この２相
パルスエンコーダは位相が互いに９０o 異なるＡ相パル
スとＢ相パルスを発生する。３は方向判別逓倍回路（４
逓倍パルスを発生する）であって、Ａ相パルスとＢ相パ
ルスが入力され、図１１の（ａ）に示すように、Ａ相パ
ルスがＢ相パルスに対して進み位相にある時は、モータ
１が正回転中であるとして、パルス列Ｕを出力し、図１
１の（ｂ）に示すように、Ｂ相パルスがＡ相パルスに対
して進み位相にある時は、モータ１が逆回転中であると
して、パルス列Ｄを出力する。４はアップダウンカウン
タであって、そのアップ端子ＵＰにはパルス列Ｕを受
け、ダウン端子ＤＯＷＮにはパルス列Ｄを受ける。この
アップダウンカウンタ４の計数値が回転角度検出信号と
なる。
【０００３】この回転角度検出装置の分解能はパルス分
解能により決まるので、その分解能は低く、上記アップ
ダウンカウンタ４の計数値をフィードバックして位置制
御を行なう場合には、定常状態において、１パルス分の
振動が発生する。このため、その振動周期が高い場合に
は騒音の発生となり、また位置決め精度が低下する。こ
の問題を解消するために、本発明者は、特願平３−０５
１１８８号に示す回転角度検出方法を提案した。この方
法を図５について説明する。
解能により決まるので、その分解能は低く、上記アップ
ダウンカウンタ４の計数値をフィードバックして位置制
御を行なう場合には、定常状態において、１パルス分の
振動が発生する。このため、その振動周期が高い場合に
は騒音の発生となり、また位置決め精度が低下する。こ
の問題を解消するために、本発明者は、特願平３−０５
１１８８号に示す回転角度検出方法を提案した。この方
法を図５について説明する。
【０００４】同図において、モータ１に軸結されるエン
コーダは２相正弦波エンコーダ１０であり、この正弦波
エンコーダ１０は位相が互いに９０o 異なるＡ相正弦波
信号（図８の（ａ）に実線で示す）とＢ相正弦波信号
（図８の（ａ）に破線で示す）とを発生する。このＡ相
正弦波信号とＢ相正弦波信号は、波形整形器１１で矩形
波信号ＳA とＳB に変換されたのち、方向判別４逓倍回
路（４逓倍パルスを発生する）１２に入力される。方向
判別４逓倍回路１２は、図１０の方向判別４逓倍回路３
と同様に、Ａ相正弦波信号がＢ相正弦波信号パルスに対
して進み位相にある時は、モータ１が正回転中であると
して、パルス列Ｕを出力し、Ｂ相正弦波信号がＡ相正弦
波信号パルスに対して進み位相にある時は、モータ１が
逆回転中であるとして、パルス列Ｄを出力するととも
に、クロックｃに同期したＡ相矩形波パルスＳA1、Ｂ相
矩形波パルスＳB1（共に、図７に示す）およびモータ正
転時「Ｈ」でモータ逆転時「Ｌ」となる方向判別信号Ｆ
Ｒを出力する。この方向判別信号ＦＲは図６に示すフリ
ップフロップ回路を用いて発生させる。方向判別４逓倍
回路１２が出力するパルス列ＵとＤはアップダウンカウ
ンタ４に入力され、該アップダウンカウンタ４の出力で
ある回転角信号ｎaN（Ｎ：第Ｎ回目の出力であることを
示す）は第１のラッチ１３に供給される。また、Ａ相矩
形波パルスＳA1、Ｂ相矩形波パルスＳB1および方向判別
信号ＦＲは第２のラッチ１４に供給される。この第１の
ラッチ１３および第２のラッチ１４は、発振器３０が所
定周期Ｔで発振する割込み信号をラッチ指令として受け
る。第１のラッチ１３から出力される回転角信号ｎaNは
加算器１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取り出され
て第１のメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎ
a(N-1)と差分される。この偏差Δｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)
は上記割込み信号の周期間の変化量であって、積分器１
６で累積加算される。この累積値をｎbNとする。１７は
加算器、Ｍ２はｎb(N-1)を格納する第２のメモリであ
る。
コーダは２相正弦波エンコーダ１０であり、この正弦波
エンコーダ１０は位相が互いに９０o 異なるＡ相正弦波
信号（図８の（ａ）に実線で示す）とＢ相正弦波信号
（図８の（ａ）に破線で示す）とを発生する。このＡ相
正弦波信号とＢ相正弦波信号は、波形整形器１１で矩形
波信号ＳA とＳB に変換されたのち、方向判別４逓倍回
路（４逓倍パルスを発生する）１２に入力される。方向
判別４逓倍回路１２は、図１０の方向判別４逓倍回路３
と同様に、Ａ相正弦波信号がＢ相正弦波信号パルスに対
して進み位相にある時は、モータ１が正回転中であると
して、パルス列Ｕを出力し、Ｂ相正弦波信号がＡ相正弦
波信号パルスに対して進み位相にある時は、モータ１が
逆回転中であるとして、パルス列Ｄを出力するととも
に、クロックｃに同期したＡ相矩形波パルスＳA1、Ｂ相
矩形波パルスＳB1（共に、図７に示す）およびモータ正
転時「Ｈ」でモータ逆転時「Ｌ」となる方向判別信号Ｆ
Ｒを出力する。この方向判別信号ＦＲは図６に示すフリ
ップフロップ回路を用いて発生させる。方向判別４逓倍
回路１２が出力するパルス列ＵとＤはアップダウンカウ
ンタ４に入力され、該アップダウンカウンタ４の出力で
ある回転角信号ｎaN（Ｎ：第Ｎ回目の出力であることを
示す）は第１のラッチ１３に供給される。また、Ａ相矩
形波パルスＳA1、Ｂ相矩形波パルスＳB1および方向判別
信号ＦＲは第２のラッチ１４に供給される。この第１の
ラッチ１３および第２のラッチ１４は、発振器３０が所
定周期Ｔで発振する割込み信号をラッチ指令として受け
る。第１のラッチ１３から出力される回転角信号ｎaNは
加算器１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取り出され
て第１のメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎ
a(N-1)と差分される。この偏差Δｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)
は上記割込み信号の周期間の変化量であって、積分器１
６で累積加算される。この累積値をｎbNとする。１７は
加算器、Ｍ２はｎb(N-1)を格納する第２のメモリであ
る。
【０００５】正弦波エンコーダ１０が出力するＡ相正弦
波信号とＢ相正弦波信号は、また、Ａ／Ｄ変換器１８で
デジタル信号Ａ* 、Ｂ* に変換されたのち、θa ＝ｔａ
ｎ-1演算部１９に与えられる。ただし、−９０O ＜θa
＜９０O の範囲の値である。このｔａｎ-1演算部１９
は、ラッチ指令により第２のラッチ１４から出力される
Ａ相矩形波パルスＳA1 * 、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * （そ
れぞれ図８の（ｂ）、（ｃ）に示す）、方向判別信号Ｆ
Ｒ* （図８の（ｄ）に示す）を取り込み、Ａ相矩形波パ
ルスＳA1 * の正負、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * の正負、方
向判別信号ＦＲ* のＨ／Ｌに基づき、下記（ａ）から
（ｈ）のｔａｎ-1演算を実行する。
波信号とＢ相正弦波信号は、また、Ａ／Ｄ変換器１８で
デジタル信号Ａ* 、Ｂ* に変換されたのち、θa ＝ｔａ
ｎ-1演算部１９に与えられる。ただし、−９０O ＜θa
＜９０O の範囲の値である。このｔａｎ-1演算部１９
は、ラッチ指令により第２のラッチ１４から出力される
Ａ相矩形波パルスＳA1 * 、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * （そ
れぞれ図８の（ｂ）、（ｃ）に示す）、方向判別信号Ｆ
Ｒ* （図８の（ｄ）に示す）を取り込み、Ａ相矩形波パ
ルスＳA1 * の正負、Ｂ相矩形波パルスＳB1 * の正負、方
向判別信号ＦＲ* のＨ／Ｌに基づき、下記（ａ）から
（ｈ）のｔａｎ-1演算を実行する。
【０００６】なお、このｔａｎ-1演算、上記Δｎa の演
算とその累積演算は、上記割込み信号の周期Ｔ（逓倍パ
ルスの周期より相当に小さい）を演算周期として、マイ
クロコンピュータμＶＰＵのソウトウエアで実行する。
算とその累積演算は、上記割込み信号の周期Ｔ（逓倍パ
ルスの周期より相当に小さい）を演算周期として、マイ
クロコンピュータμＶＰＵのソウトウエアで実行する。
【０００７】 （ａ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（Ａ* ／−Ｂ* ）、これは、図８の
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
【０００８】 （ｂ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ）、これは、図８の（ｅ）
の直線２を演算していることになる。
の直線２を演算していることになる。
【０００９】 （ｃ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＞０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（Ｂ* ／Ａ* ）、これは、図８の（ｅ）
の直線２を演算していることになる。
の直線２を演算していることになる。
【００１０】 （ｄ）ＳA1 * ＞０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ）、これは、図８の
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
【００１１】 （ｅ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＞０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／Ｂ* ）、これは、図８の
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
（ｅ）の直線３を演算していることになる。
【００１２】 （ｆ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＞０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ｂ* ／−Ａ* ）、これは、図８の
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
【００１３】 （ｇ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｈの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ｂ* ／−Ａ* ）、これは、図８の
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
（ｅ）の直線４を演算していることになる。
【００１４】 （ｈ）ＳA1 * ＜０、ＳB1 * ＜０、ＦＲ* ＝Ｌの時 θa ＝ｔａｎ-1（−Ａ* ／−Ｂ* ）、これは、図８の
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
（ｅ）の直線１を演算していることになる。
【００１５】この（ａ）〜（ｈ）のＡ* とＢ* の組合わ
せは図８の（ｆ）に示してある。
せは図８の（ｆ）に示してある。
【００１６】このようにして演算された角度θa は加算
器２０で前記ｎbNと加え合わされ、θf ＝（ｎbN＋
θa ）が回転角検出値となる。
器２０で前記ｎbNと加え合わされ、θf ＝（ｎbN＋
θa ）が回転角検出値となる。
【００１７】この装置では、所定の演算周期Ｔで、モー
タ１の回転角度θa をｔａｎ-1演算により算出し、基本
的には、このｔａｎ-1演算値を逓倍パルスのパルス計数
値ｎaNに加算するから、分解能は、前記したパルス分解
能×Ａ／Ｄ分解能となり、従来に比し、著しく高分解能
となる。
タ１の回転角度θa をｔａｎ-1演算により算出し、基本
的には、このｔａｎ-1演算値を逓倍パルスのパルス計数
値ｎaNに加算するから、分解能は、前記したパルス分解
能×Ａ／Ｄ分解能となり、従来に比し、著しく高分解能
となる。
【００１８】その上、演算周期Ｔにおける回転角度の変
化量Δｎa を累積演算し、累積演算値ｎbNに上記回転角
度θa を加算した値を回転角検出値θf とするので、こ
の回転角検出値θf は滑らかに変化する。
化量Δｎa を累積演算し、累積演算値ｎbNに上記回転角
度θa を加算した値を回転角検出値θf とするので、こ
の回転角検出値θf は滑らかに変化する。
【００１９】上記ｎaNとｎbNとは、入力パルスの積算値
であるが、本実施例の方式をとることにより、ｎbNをカ
ウントするソフトカウンタのビット数（桁数）を増やす
ことができる。逆に、１演算周期内のアップダウンカウ
ンタの変化量（＝Δｎa ）の最大値をΔｎamaxとする
と、アップダウンカウンタのビット数（桁数）Ｋは、次
式を満足すればよいことになる。
であるが、本実施例の方式をとることにより、ｎbNをカ
ウントするソフトカウンタのビット数（桁数）を増やす
ことができる。逆に、１演算周期内のアップダウンカウ
ンタの変化量（＝Δｎa ）の最大値をΔｎamaxとする
と、アップダウンカウンタのビット数（桁数）Ｋは、次
式を満足すればよいことになる。
【００２０】 ２×△ｎａｍａｘ＜２Ｋ ・・・・（１） 例えば、△ｎａｍａｘ＝３とすると、Ｋは、Ｋ＞３を満
足すればよいことになる。
足すればよいことになる。
【００２１】従って、例えば、アップダウンカウンタを
３ビットとし、上記ソフトカウンタを１６ビットにする
ことができるため、アップダウンカウンタのコストや回
路規模を節約することができる。即ち、一旦、Δｎa を
求めることにより前後のカウンタの桁数に自由度が生ま
れることになる。
３ビットとし、上記ソフトカウンタを１６ビットにする
ことができるため、アップダウンカウンタのコストや回
路規模を節約することができる。即ち、一旦、Δｎa を
求めることにより前後のカウンタの桁数に自由度が生ま
れることになる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】この方法は上記した数
々の顕著な効果を有するが、Ａ相正弦波信号、Ｂ相正弦
波信号のゼロクロス点と波形整形器１１が出力する矩形
波信号ＳA とＳB のパルスエッジとが完全に一致してい
ればよいが、例えば図９に示す如く、両者にずれΔｔが
ある場合、このずれ内においては、θf は（θa ＋
ｎbN）ではなく、（θa ＋ｎbN＋１）或いは（θa ＋ｎ
bN−１）のいずれかの値を表すことになり、ハードウエ
アの面から検出精度の向上が制約を受けるという問題が
あった。
々の顕著な効果を有するが、Ａ相正弦波信号、Ｂ相正弦
波信号のゼロクロス点と波形整形器１１が出力する矩形
波信号ＳA とＳB のパルスエッジとが完全に一致してい
ればよいが、例えば図９に示す如く、両者にずれΔｔが
ある場合、このずれ内においては、θf は（θa ＋
ｎbN）ではなく、（θa ＋ｎbN＋１）或いは（θa ＋ｎ
bN−１）のいずれかの値を表すことになり、ハードウエ
アの面から検出精度の向上が制約を受けるという問題が
あった。
【００２３】本発明はこの問題を解消するためになされ
たもので、ハードウエアに起因する誤差要因をソフトウ
エアで解消して、分解能が著しく高く、極めて高精度な
位置検出を実用的に行なうことができる位置検出方法を
提供することを目的とする。
たもので、ハードウエアに起因する誤差要因をソフトウ
エアで解消して、分解能が著しく高く、極めて高精度な
位置検出を実用的に行なうことができる位置検出方法を
提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、請求項１では、移動体にエンコーダを軸結し
て該移動体の位置を検出する場合において、上記エンコ
ーダとして、Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する正弦
波エンコーダを用い、この正弦波エンコーダの出力をパ
ルス波形に波形整形したのち、逓倍して、この逓倍パル
スのパルス計数値をラッチし、他方、上記正弦波エンコ
ーダのＡ相及びＢ相出力をＡ／Ｄ変換した後、Ａ相デジ
タル値とＢ相デジタル値のｔａｎ-1演算を行ない、この
ｔａｎ-1演算値θa を上記パルス計数値Δｎa に加算し
て移動体の位置θf を検出する場合において、上記正弦
波信号のゼロクロス点に対し上記波形整形したパルスの
エッジ点が進み／遅れするずれ区間を検出し、演算タイ
ミングがこのずれ区間内にある時は、演算値を−１／＋
１たけ補正する構成とした。
するため、請求項１では、移動体にエンコーダを軸結し
て該移動体の位置を検出する場合において、上記エンコ
ーダとして、Ａ相及びＢ相の正弦波信号を出力する正弦
波エンコーダを用い、この正弦波エンコーダの出力をパ
ルス波形に波形整形したのち、逓倍して、この逓倍パル
スのパルス計数値をラッチし、他方、上記正弦波エンコ
ーダのＡ相及びＢ相出力をＡ／Ｄ変換した後、Ａ相デジ
タル値とＢ相デジタル値のｔａｎ-1演算を行ない、この
ｔａｎ-1演算値θa を上記パルス計数値Δｎa に加算し
て移動体の位置θf を検出する場合において、上記正弦
波信号のゼロクロス点に対し上記波形整形したパルスの
エッジ点が進み／遅れするずれ区間を検出し、演算タイ
ミングがこのずれ区間内にある時は、演算値を−１／＋
１たけ補正する構成とした。
【００２５】請求項２では、Ａ相デジタル値の正／負に
対するＢ相デジタル値の正／負の組合わせ区間に対し移
動体の正／逆移動に応じ順次１づつ増加／減小するサイ
クリックチェック用符号０〜３を付与して、前回演算タ
イミングｋ−１から今回演算タイミングｋまでのサイク
リックチェック用符号の増加／減小数に対するパルスカ
ウント値の差が−１／＋１であるずれ区間では、パルス
計数値として、ｎa −１／ｎa ＋１を与える構成とし
た。
対するＢ相デジタル値の正／負の組合わせ区間に対し移
動体の正／逆移動に応じ順次１づつ増加／減小するサイ
クリックチェック用符号０〜３を付与して、前回演算タ
イミングｋ−１から今回演算タイミングｋまでのサイク
リックチェック用符号の増加／減小数に対するパルスカ
ウント値の差が−１／＋１であるずれ区間では、パルス
計数値として、ｎa −１／ｎa ＋１を与える構成とし
た。
【００２６】
【作用】本発明では、正弦波信号のゼロクロス点に対し
波形整形したパルスのエッジ点にずれが生じた場合に
も、演算タイミングがこのずれ区間にある場合には、所
定値を補正する。従って、検出精度に与えるハードウエ
ア面からの制約を無くすことができ、従来に比し、極め
て高精度な位置検出を行なうことができる。
波形整形したパルスのエッジ点にずれが生じた場合に
も、演算タイミングがこのずれ区間にある場合には、所
定値を補正する。従って、検出精度に与えるハードウエ
ア面からの制約を無くすことができ、従来に比し、極め
て高精度な位置検出を行なうことができる。
【００２７】
【実施例】以下、本発明の１実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【００２８】図１において、方向判別４逓倍回路１２が
出力するパルス列ＵとＤはアップダウンカウンタ４に入
力され、該アップダウンカウンタ４の出力である回転角
信号ｎaN（Ｎ：第Ｎ回目の出力であることを示す）はラ
ッチ１３に供給される。
出力するパルス列ＵとＤはアップダウンカウンタ４に入
力され、該アップダウンカウンタ４の出力である回転角
信号ｎaN（Ｎ：第Ｎ回目の出力であることを示す）はラ
ッチ１３に供給される。
【００２９】ラッチ１３から出力される回転角信号ｎaN
は加算器１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取り出さ
れてメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎa(N-1)と
差分され、偏差Δｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)は検出演算部２
１に取り込まれる。
は加算器１５で第Ｎ−１回目にラッチ１３から取り出さ
れてメモリＭ１に格納されている回転角信号ｎa(N-1)と
差分され、偏差Δｎa ＝ｎaN−ｎa(N-1)は検出演算部２
１に取り込まれる。
【００３０】正弦波エンコーダ１０が出力するＡ相正弦
波信号とＢ相正弦波信号は、Ａ／Ｄ変換器１８でデジタ
ル信号Ａ* 、Ｂ* に変換されたのち、検出演算部２１に
取り込まれる。
波信号とＢ相正弦波信号は、Ａ／Ｄ変換器１８でデジタ
ル信号Ａ* 、Ｂ* に変換されたのち、検出演算部２１に
取り込まれる。
【００３１】また、このデジタル信号Ａ* 、Ｂ* はθa
＝ｔａｎ-1演算部１９に与えられる。０O ＜θa ＜９０
O の範囲の値である。このｔａｎ-1演算部１９の出力θ
a は検出演算部２１に取り込まれる。
＝ｔａｎ-1演算部１９に与えられる。０O ＜θa ＜９０
O の範囲の値である。このｔａｎ-1演算部１９の出力θ
a は検出演算部２１に取り込まれる。
【００３２】次に、検出演算部２１が行なう演算内容を
図２の波形タイムチャートを参照して説明する。
図２の波形タイムチャートを参照して説明する。
【００３３】図２において、（ａ）はｔａｎ−１演算器
１９の出力であるθａを、（ｂ）はＡ相正弦波信号（実
線）、Ｂ相正弦波信号（破線）を示している。また、
（ｃ）の（Ｌ＋ｎ）は方向判別４逓倍回路１２が出力す
るパルス間隔Ｌとパルス計数回数ｎとを示し、（ｄ）に
おける（０〜３）のサイクリックチェック用数値は、下
記の区間を表している。サスクリックチェック用数値
は、Ａ相デジタル値の正負に対するＢ相デジタル値の正
負の組合わせに対し回転体１の正／逆に応じ図３に示す
ようにサイクリックに増加／減小する。
１９の出力であるθａを、（ｂ）はＡ相正弦波信号（実
線）、Ｂ相正弦波信号（破線）を示している。また、
（ｃ）の（Ｌ＋ｎ）は方向判別４逓倍回路１２が出力す
るパルス間隔Ｌとパルス計数回数ｎとを示し、（ｄ）に
おける（０〜３）のサイクリックチェック用数値は、下
記の区間を表している。サスクリックチェック用数値
は、Ａ相デジタル値の正負に対するＢ相デジタル値の正
負の組合わせに対し回転体１の正／逆に応じ図３に示す
ようにサイクリックに増加／減小する。
【００３４】 マイクロコンピュータμＣＰＵの検出演算部２１は下記
（２）式を演算する。 θＨ ｆｋ＝θＨ ｆｋ−１＋Δｎａｋ ・・・・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、ｋは第ｋ番目の演算タイミングであり、 （ａ）Ｃｋ＝Ｃｋ−１＋Δｎａｋ−１ならば、 θｆ＝θｆｋ＝（θＨ ｆｋ−１、θＬ ｆｋ）→Ｑ−Ｒ （ｂ）Ｃｋ＝Ｃｋ−１＋Δｎａｋならば、 θｆ＝θｆｋ＝（θＨ ｆｋ、θＬ ｆｋ）→Ｑ−Ｓ、Ｐ−Ｒ （ｃ）Ｃｋ＝Ｃｋ−１＋Δｎａｋ＋１ならば、 θｆ＝θｆｋ＝（θＨ ｆｋ＋１、θＬ ｆｋ）→Ｐ−Ｓ ここで、θＬ ｆｋ＝θａｋ ＣＫは演算タイミングにおける上記Ｃのチェック用数値
（サイクリック値を表す。
（２）式を演算する。 θＨ ｆｋ＝θＨ ｆｋ−１＋Δｎａｋ ・・・・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、ｋは第ｋ番目の演算タイミングであり、 （ａ）Ｃｋ＝Ｃｋ−１＋Δｎａｋ−１ならば、 θｆ＝θｆｋ＝（θＨ ｆｋ−１、θＬ ｆｋ）→Ｑ−Ｒ （ｂ）Ｃｋ＝Ｃｋ−１＋Δｎａｋならば、 θｆ＝θｆｋ＝（θＨ ｆｋ、θＬ ｆｋ）→Ｑ−Ｓ、Ｐ−Ｒ （ｃ）Ｃｋ＝Ｃｋ−１＋Δｎａｋ＋１ならば、 θｆ＝θｆｋ＝（θＨ ｆｋ＋１、θＬ ｆｋ）→Ｐ−Ｓ ここで、θＬ ｆｋ＝θａｋ ＣＫは演算タイミングにおける上記Ｃのチェック用数値
（サイクリック値を表す。
【００３５】今、正回転であるとして、図２に示す演算
タイミングＱ（サイクリック値０の区間）に続いて演算
タイミングＲでｔａｎ-1演算部１９がθakを演算したと
する。この演算タイミングＲは前回演算タイミングＱの
サイクリック値０に１を４回加えたサイクリック値（前
回演算タイミングＱのサイクリック値と同じサイクリッ
ク値０）の区間であるが、Δｎa 側から見た区間は、Ｌ
の区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化し、カウント値Δｎ
akが＋５だけ変化している。このカウント値の増分はサ
イクリック値の増分４より１だけ大きい。即ち、演算タ
イミングＲはずれ期間（遅れずれ期間とする）Δｔにあ
る。従って、条件は上記（ａ）に該当し、検出角度θf
＝（θH fk−１、θL fk）となる。
タイミングＱ（サイクリック値０の区間）に続いて演算
タイミングＲでｔａｎ-1演算部１９がθakを演算したと
する。この演算タイミングＲは前回演算タイミングＱの
サイクリック値０に１を４回加えたサイクリック値（前
回演算タイミングＱのサイクリック値と同じサイクリッ
ク値０）の区間であるが、Δｎa 側から見た区間は、Ｌ
の区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化し、カウント値Δｎ
akが＋５だけ変化している。このカウント値の増分はサ
イクリック値の増分４より１だけ大きい。即ち、演算タ
イミングＲはずれ期間（遅れずれ期間とする）Δｔにあ
る。従って、条件は上記（ａ）に該当し、検出角度θf
＝（θH fk−１、θL fk）となる。
【００３６】また、図２に示す演算タイミングＱ（サイ
クリック値０の区間）に続いて演算タイミングＳでｔａ
ｎ −１ 演算部１９がθａｋを演算したとする。この演算
タイミングＳは前回演算タイミングＱのサイクリック値
０に１を５回加えたサイクリック値１の区間であり、Δ
ｎａ側から見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間
へ変化し、カウント値Δｎａｋが＋５だけ変化してい
る。このカウント値の増分５はサイクリック値の増分５
と等しい。即ち、演算タイミングＳは非ずれ期間Δｔに
ある。従って、条件は上記（ｂ）に該当し、検出角度θ
ｆ ＝（θ Ｈ ｆｋ 、θ Ｌ ｆｋ ）となる。
クリック値０の区間）に続いて演算タイミングＳでｔａ
ｎ −１ 演算部１９がθａｋを演算したとする。この演算
タイミングＳは前回演算タイミングＱのサイクリック値
０に１を５回加えたサイクリック値１の区間であり、Δ
ｎａ側から見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間
へ変化し、カウント値Δｎａｋが＋５だけ変化してい
る。このカウント値の増分５はサイクリック値の増分５
と等しい。即ち、演算タイミングＳは非ずれ期間Δｔに
ある。従って、条件は上記（ｂ）に該当し、検出角度θ
ｆ ＝（θ Ｈ ｆｋ 、θ Ｌ ｆｋ ）となる。
【００３７】演算タイミングＰ（サイクリック値３の区
間）に続いて演算タイミングＲでｔａｎ−１ 演算部１９
がθａｋを演算したとする。この演算タイミングＲは前
回演算タイミングＰのサイクリック値３に対して１を５
回加えたサイクリック値０の区間であり、Δｎａ側から
見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化し、
カウント値Δｎａｋが＋５だけ変化し、サイクリック値
の増分５と等しい。即ち、演算タイミングＲはずれ期間
（遅れずれ期間とする）Δｔにある。従って、条件は上
記（ａ）に該当し、検出角度θｆ＝（θＨ ｆｋ−１、θ
Ｌ ｆｋ）となる。
間）に続いて演算タイミングＲでｔａｎ−１ 演算部１９
がθａｋを演算したとする。この演算タイミングＲは前
回演算タイミングＰのサイクリック値３に対して１を５
回加えたサイクリック値０の区間であり、Δｎａ側から
見た区間は、Ｌの区間から（Ｌ＋５）の区間へ変化し、
カウント値Δｎａｋが＋５だけ変化し、サイクリック値
の増分５と等しい。即ち、演算タイミングＲはずれ期間
（遅れずれ期間とする）Δｔにある。従って、条件は上
記（ａ）に該当し、検出角度θｆ＝（θＨ ｆｋ−１、θ
Ｌ ｆｋ）となる。
【００３８】演算タイミングＰ（サイクリック値３の区
間）に続いて演算タイミングＳでｔａｎ−１演算部１９
がθａｋを演算したとする。この演算タイミングＳは前
回演算タイミングＰのサイクリック値０に１を６回加え
たサイクリック値１の区間であり、Δｎａ側から見た区
間は、Ｌの区間からＬ＋５の区間へ変化し、カウント値
Δｎａｋが＋５だけ変化している。このカウント値の増
分５はサイクリック値の増分６より１だけ少ない。従っ
て、条件は上記（ｃ）に該当し、検出角度θｆ＝（θＨ
ｆｋ、θＬ ｆｋ）となる。
間）に続いて演算タイミングＳでｔａｎ−１演算部１９
がθａｋを演算したとする。この演算タイミングＳは前
回演算タイミングＰのサイクリック値０に１を６回加え
たサイクリック値１の区間であり、Δｎａ側から見た区
間は、Ｌの区間からＬ＋５の区間へ変化し、カウント値
Δｎａｋが＋５だけ変化している。このカウント値の増
分５はサイクリック値の増分６より１だけ少ない。従っ
て、条件は上記（ｃ）に該当し、検出角度θｆ＝（θＨ
ｆｋ、θＬ ｆｋ）となる。
【００３９】即ち、演算タイミング（ｋ−１）〜ｋの間
のカウント値ΣΔｎa とサイクリックデータ数とを比較
し、その一致・不一致から当該演算タイミングがずれ期
間Δｔにあるか否かを判定し、カウント値がサイクリッ
クデータ数より１だけ大きい場合は、θH fkから１を減
じ、カウント値がサイクリックデータ数より１だけ小さ
い場合は、θH fkから１をプラスする。
のカウント値ΣΔｎa とサイクリックデータ数とを比較
し、その一致・不一致から当該演算タイミングがずれ期
間Δｔにあるか否かを判定し、カウント値がサイクリッ
クデータ数より１だけ大きい場合は、θH fkから１を減
じ、カウント値がサイクリックデータ数より１だけ小さ
い場合は、θH fkから１をプラスする。
【００４０】このように、本実施例では、演算タイミン
グがずれ期間Δｔにあり、このずれ区間が進みずれ期間
／遅れずれ期間に応じて、θH fkの値を補償するので、
ハードウエア上では解消が困難な誤差要因がソフトウエ
ア処理により補償されることになる。
グがずれ期間Δｔにあり、このずれ区間が進みずれ期間
／遅れずれ期間に応じて、θH fkの値を補償するので、
ハードウエア上では解消が困難な誤差要因がソフトウエ
ア処理により補償されることになる。
【００４１】なお、上記実施例では、モータ１の回転角
度を検出する場合について説明したが、本発明は、図４
に示すような直線移動する物体の位置検出に適用して同
様の効果を得ることができる。
度を検出する場合について説明したが、本発明は、図４
に示すような直線移動する物体の位置検出に適用して同
様の効果を得ることができる。
【００４２】
【発明の効果】本発明は以上説明した通り、逓倍パルス
のパルス計数値だけから位置を求めるのではなく、この
位置検出値に、エンコーダのＡ相、Ｂ相信号のデジタル
変換値を演算パラメータとするｔａｎ-1演算により求め
た値を加算して位置検出するので、著しく高分解の位置
検出を行なうことができる上、ハードウエア上では解消
が困難な誤差要因をソフトウエア処理により補償するか
ら、検出精度に与えるハードウエア面からの制約を無く
すことができるので、従来に比し、極めて高精度な位置
検出を行なうことができる。
のパルス計数値だけから位置を求めるのではなく、この
位置検出値に、エンコーダのＡ相、Ｂ相信号のデジタル
変換値を演算パラメータとするｔａｎ-1演算により求め
た値を加算して位置検出するので、著しく高分解の位置
検出を行なうことができる上、ハードウエア上では解消
が困難な誤差要因をソフトウエア処理により補償するか
ら、検出精度に与えるハードウエア面からの制約を無く
すことができるので、従来に比し、極めて高精度な位置
検出を行なうことができる。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例の動作を説明するための波形タイム
チャートである。
チャートである。
【図３】上記実施例におけるチェック用符号の例を示す
図である。
図である。
【図４】上記実施例を適用した位置制御装置の構成図で
ある。
ある。
【図５】従来の回転角度検出装置を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】上記従来例における方向判別信号を生成する回
路の例を示す図である。
路の例を示す図である。
【図７】上記従来例の動作を説明するための波形タイム
チャートである。
チャートである。
【図８】上記従来例の動作を説明するための波形タイム
チャートである。
チャートである。
【図９】従来の回転角度検出装置の問題点を説明するた
めの波形タイムチャートである。
めの波形タイムチャートである。
【図１０】従来の他の回転角度検出装置を示すブロック
図である。
図である。
【図１１】上記他の従来例の動作を説明するための波形
タイムチャートである。
タイムチャートである。
１ モータ ４ アップダウンカウンタ １０ ２相正弦波エンコーダ １１ 波形整形器 １２ 方向判別４逓倍回路 １３、１４ ラッチ １５、１７、２０ 加算器 １６ 積分器 １８ Ａ／Ｄ変換器 １９ ｔａｎ-1演算部 ２１ 検出演算部
Claims (2)
- 【請求項１】 直線もしくは回転変位する移動体にエン
コーダを軸結して該移動体の位置を検出する場合におい
て、上記エンコーダとして、Ａ相及びＢ相の正弦波信号
を出力する正弦波エンコーダを用い、この正弦波エンコ
ーダの出力をパルス波形に波形整形したのち、逓倍し
て、この逓倍パルスのパルス計数値をラッチし、他方、
上記正弦波エンコーダのＡ相及びＢ相出力をＡ／Ｄ変換
した後、Ａ相デジタル値とＢ相デジタル値のｔａｎ-1演
算を行ない、このｔａｎ-1演算値θa を上記パルス計数
値ｎa に加算して移動体の位置θf を検出する場合にお
いて、上記正弦波信号のゼロクロス点に対し上記波形整
形したパルスのエッジ点が進み／遅れするずれ区間を検
出し、演算タイミングがこのずれ区間内にある時は、演
算値を−１／＋１だけ補正することを特徴とする位置検
出方法。 - 【請求項２】 Ａ相デジタル値の正／負に対するＢ相デ
ジタル値の正／負の組合わせ区間に対し移動体の正／逆
移動に応じ順次１づつ増加／減小するサイクリックチェ
ック用符号０〜３を付与して、前回演算タイミングｋ−
１から今回演算タイミングｋまでのサイクリックチェッ
ク用符号の増加／減小数に対するパルスカウント値の差
が−１／＋１であるずれ区間では、パルス計数値とし
て、ｎa −１／ｎa ＋１を与えることを特徴とする請求
項１記載の位置検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34286491A JP3248209B2 (ja) | 1991-12-25 | 1991-12-25 | 位置検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34286491A JP3248209B2 (ja) | 1991-12-25 | 1991-12-25 | 位置検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05173645A JPH05173645A (ja) | 1993-07-13 |
| JP3248209B2 true JP3248209B2 (ja) | 2002-01-21 |
Family
ID=18357089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34286491A Expired - Fee Related JP3248209B2 (ja) | 1991-12-25 | 1991-12-25 | 位置検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3248209B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4492095B2 (ja) * | 2003-11-05 | 2010-06-30 | 株式会社安川電機 | 位置決め制御装置 |
-
1991
- 1991-12-25 JP JP34286491A patent/JP3248209B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05173645A (ja) | 1993-07-13 |
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