JPH05955B2

JPH05955B2 -

Info

Publication number: JPH05955B2
Application number: JP59214544A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Mizuguchi; Tadashi Kunihira; Yoshiaki Igarashi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1984-10-12
Filing date: 1984-10-12
Publication date: 1993-01-07
Also published as: EP0178869B1; DE3581163D1; EP0178869A2; KR860003544A; JPS6194576A; CN85107258A; CN1012453B; US4636696A; EP0178869A3; KR900000495B1

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は回転体の回転速度あるいは直線移動体
の移動速度が所望値になるように制御するサーボ
装置に関する。

従来の構成とその問題点従来例よりモータ、リニアモータなどの回転体
もしくは直線移動体の移動速度（回転体の場合に
は回転速度が移動速度になる。）を所望の値に制
御する方法として、回転体あるいは直線移動体に
連結されてその移動速度に応じた周波数や電圧を
有する出力信号を発生する速度発電機を利用する
ものが主流を占めてきた。

いわゆるタコジエネレータ・サーボと呼ばれる
ものがこれに該当し、出力信号の利用形態の観点
から大別すると、電圧検出方式と、周波数もしく
は周期検出方式の２通りに分けることができる。

電圧検出方式には、多くの速度発電機、例えば
発電コイルを有する速度発電機の出力交流信号の
振幅が移動速度に応じて変化するのを利用して、
この出力交流信号があらかじめ定められた電圧に
達したときにスイツチングトランジスタを動作さ
せてコンデンサの充電電荷を放電させ、一方、前
記スイツチングトランジスタがオフ状態にあると
きには定抵抗によつて前記コンデンサに充電を行
なうように構成することによつて移動速度に依存
した誤差電圧を得る方法や（例えば、特公昭58−
6392号に示されている。）、速度発電機の出力交流
信号を整流して誤差電圧を得る方法、速度発電機
の発電電圧をそのまま用いる方法（例えば、米国
特許第2905876号に示されている方法が該当し、
この例ではチヨツパを用いて制御される直流モー
タの非通電期間に、前記直流モータが速度発電機
として利用されている。）などがある。

しかしながら、いずれの場合も速度発電機の発
電電圧を速度情報として用いるため、周囲温度の
変化や経時変化、経年変化に対しての安定性が悪
く、簡易的なサーボ装置にしか用いることができ
なかつた。

これに対して周波数あるいは周期検出方式は速
度発電機の出力信号の周波数もしくは繰り返し周
期のみを速度情報として用いるため、特に一連の
処理がデイジタル化されたサーボ装置（例えば、
特公昭53−19745号、あるいは米国特許第3836756
号に示されている。）ではきわめて良好な安定性
が得られるという利点があつた。

ところで、この周波数あるいは周期検出方式は
矩形波信号になるまでに十分増幅された速度発電
機の出力信号の所定のエツジが速度情報を有して
いるものとみなして誤差出力信号を発生する。

例えば代表的な周期検出方式においては、増幅
後の速度発電機の出力信号のリーデイングエツジ
（前縁）から次のリーデイングエツジまでの期間
にクロツクパルスを計数することによつて、移動
体の移動速度に依存した計数値を得て、この計数
値をもとにパルス幅変調信号（チヨツパ型の駆動
法を採る場合に使用される。）を作り出したり、
あるいは前記計数値をアナログ電圧に変換したり
して誤差出力を得ている。

したがつて、より分能農の高い制御を実現しよ
うとすると、エツジの数を増加させてやる必要が
ある。

例えば、モータの１回転に１サイクルの交流信
号を発生する交流発電機の出力信号をもとに、こ
のモータの速度制御を行なう場合、従来から用い
られてきた方法ではモータの１回転の間に数回以
上の速度情報を得て、それによつて制御を行なう
のは不可能であり、速度発電機の出力信号を増幅
して得られる矩形波信号のリーデイングエツジと
トレイリングエツジ（後縁）の両方を利用するこ
とによつて、かろうじて速度情報の得られる間隔
が２分の１になるにすぎなかつた。

また、PLL（フエイズ・ロツクド・ループ）を
用いて速度発電機の出力信号の周波数を逓倍する
方法（米国特許第4114075号に示されている。）
や、速度発電機にπ/2だけ位相の異なる２種類の
交流信号を発生させて実質的に４倍の周波数を有
する速度検出信号を得る方法（例えば、特公昭58
−6165号公報に示されている。）が試みられてき
たが、前者の方法で得られた逓倍信号が有する速
度情報は原信号が有している速度情報のみに依存
するため、制御の分解能を高めるという目的に対
しては何の効果もなく、後者の方法では、速度発
電機の構造が複雑になるわりには先に説明した速
度発電機の出力信号のリーデイングエツジとトレ
イリングエツジの両方を用いる方法に比べて、分
解能がわずか２倍にしか向上せず、あまり合理的
ではなかつた。

このため、従来は速度発電機の出力周波数その
ものを高くする努力が払われてきた。

しかしながら、速度発電機の出力周波数を高く
するにしても、２倍、４倍、…の割合で高くしな
ければ大きな効果は望めず、その結果、速度発電
機の構造が複雑になつたり（例えばフオトマスク
エツチングにより形成された速度検出用トラツク
にレーザビームを商照射てその反射光を検出する
ような構成を採ることによつて、速度発電機の周
波数は飛躍的に高くなる反面、その構造はきわめ
て複雑なものとなつてしまう。）、速度発電機の構
成部品を高い精度で加工する必要が生じ、多くの
問題があつた。

発明の目的本発明は速度発電機の出力周波数を高くするこ
となしに、より分解能の高い制御を行なうことの
できるサーボ装置を実現せんとするものである。

発明の構成本発明のサーボ装置は、あらかじめ設定された
少なくとも２通りの出力電圧を発生する電圧源
と、前記電圧源の出力とモータの回転子やリニア
モータの移動子などの移動体の速度情報を有する
交流信号の電位を比較して前記交流信号の半周期
の間に２回以上の出力信号を発生する比較器と、
基準クロツク信号を計数するカウンタと、前記比
較器の出力信号が発生した時点の前記カウンタの
計数値を格納するメモリ手段と、前記計数値から
誤差出力を算出する演算器と、前記誤差出力に基
づいて前記移動体に駆動電力を供給する駆動手段
と、前記交流信号の少なくとも半周期にわたつて
前記比較器の出力信号の発生時刻の正規値からの
偏位を算出し、前記偏位を前記計数値に加えるこ
とによつて、各計測時点において前記演算器に誤
差出力の補正を行なわせる誤差出力補正手段を具
備したことを特徴とするものである。

実施例の説明以下、本発明の実施例について図面を参照しな
がら説明する。

第１図は本発明の一実施例を示したブロツクダ
イアグラムであり、モータ１に連結された速度発
電機（一般に周波数発電機あるいは単にFGと呼
ばれる。）２の出力は電圧制御増幅器（図中にお
いてはVCAなる略記号で示されている。）３によ
つて一定振幅になるまで増幅された後に波形整形
器（図中においてはWSなる略記号で示されてい
る。）４によつて矩形波になるまで増幅され、前
記波形整形器４の出力はチヤンネルセレクタ５に
リセツト信号として供給されている。

前記チヤンネルセレクタ５は、主にプログラマ
ブル電圧源６のチヤンネル選択信号と、ランダム
アクセスメモリ（以下、RAMと略す。）７のア
ドレス選択信号を発生し、これらの選択信号はコ
ントロールバス８を介して前記プログラマブル電
圧源６と前記RAM７に供給される。

また、前記電圧制御増幅器３の出力は振幅コン
トローラ９に供給され、その振幅が一定になるよ
うに前記振幅コントローラ９によつて前記電圧制
御増幅器３の利得が調節されるとともに、前記波
形整形器４の出力はオフセツトコントローラ１０
に供給されて、その矩形波出力信号のデユーテイ
が50−50になるように前記電圧制御増幅器３の入
力段のオフセツトが調節される。

このようにして振幅ならびにオフセツトが調節
された前記電圧制御増幅器３の出力信号は第１の
比較器（図中においてはCMP１なる略記号で示
されている。）１１の非反転入力端子１１ａと、
第２の比較器（図中においてはCMP２なる略記
号で示されている。）１２の反転入力端子１２ｂ
に供給されている。

さらに、前記比較器１１の反転入力端子１１ｂ
には前記プログラマブル電圧源６の上側出力端子
６ａからの出力信号が供給されるとともに前記比
較器１２の非反転入力端子１２ａには前記プログ
ラマブル電圧源６の下側出力端子６ｂからの出力
信号が供給され、それぞれの比較器において前記
電圧制御増幅器３の出力信号との電圧比較が行な
われ、比較出力信号は前記チヤンネルセレクタ５
にチヤンネル更新信号として供給されている。

一方、水晶発振子１３を有する発振器１４の出
力はクロツク信号としてカウンタ１５に供給さ
れ、前記カウンタ１５の最上位ビツト（以下、
MSBと略す。）から最下位ビツト（以下、LSBと
略す。）までの出力がデータバス１６を介してテ
ンポラリレジスタ１７に供給され、前記テンポラ
リレジスタ１７の出力はデータバス１８を介して
論理演算ユニツト（以下、ALUなる略記号で示
す。）１９と、前記RAM７を結ぶ双方向のデー
タバス２０に供給され、前記ALU１９の出力は
データバス２１を介してラツチ２２に供給されて
いる。

前記ラツチ２２の出力はデータバス２３を介し
てデイジタル−アナログ変換器２４に供給され、
前記デイジタル−アナログ変換器２４の出力は電
力増幅器（図中においてはPAなる略記号で示さ
れている。）２５によつて増幅されて前記モータ
１に駆動電力として供給されている。

さらに、前記チヤンネルセレクタ５からは前記
コントロールバス８を介してタイミングコントロ
ーラ２６にトリガ信号とコントロール信号が供給
され、前記波形整形器４からも前記タイミングコ
ントローラ２６に出力信号が供給され、前記タイ
ミングコントローラ２６かのコントロール信号は
前記テンポラリレジスタ１７に供給されるととも
に、コントロールバス２７を介してバスセレクタ
２８に供給され、コントロールバス２９を介して
前記RAM７に供給されている。

また、前記タイミングコントローラ２６と前記
ALU１９の間には双方向のコントロールバス３
０が接続されている。

なお、前記チヤンネルセレクタ５の出力信号は
コントロールバス８を介していつたん前記バスセ
レクタ２８に供給され、前記バスセレクタ２８の
出力信号がコントロールバス３１を介して前記
RAM７に供給されているが、前記バスセレクタ
２８は入力切り換え機能を有する中継器として動
作し、前記コントロールバス２７を介して前記タ
イミングコントローラ２６からコントロールデー
タが送出されたときには前記コントロールバス８
側の入力を遮断して前記コントロールバス２７側
の入力を前記コントロールバス３１に送出する
が、それ以外の通常動作時においては、常に前記
コントロールバス８の信号がそのまま前記コント
ロールバス３１に送出される。

前記タイミングコントローラ２６は、トリガ信
号が入力されたときに前記カウンタ１５のカウン
ト値を前記テンポラリレジスタ１７に転送させる
とともに、前記RAM７に格納されている前回の
カウント値と、同じく前記RAM７に格納されて
いる速度制御のための所望値との演算を前記
ALU１９に行なわせしめ、演算結果を前記ラツ
チ２２に転送させた後に前記テンポラリレジスタ
１７に格納されているカウント値を前記RAM７
に転送させるシーケンサとして動作するが、モー
タ１の起動時には、後述するように、前記電圧制
御増幅器３の出力信号の少なくとも半周期にわた
つて前記チヤンネルセレクタ５からのトリガ信号
の発生時刻の正規値からの偏位を前記ALU１９
に算出させ、その結果を前記RAM７の初期誤差
格納エリアに格納させる機能も有している。

さて、第２図は電圧制御増幅器３の具体的な構
成例を示した回路結線図で、入力端子３ａ，３ｂ
はそれぞれ第１図の速度発電機２の出力信号とオ
フセツトコントローラ１０の出力信号が供給され
る入力端子であり、入力端子３ｄは第１図の振幅
コントローラ９の出力信号が供給される入力端子
であり、端子Vccはプラス側給電端子である。

第２図に示された電圧制御増幅器では第１の差
動増幅器３０１、第２の差動増幅器３０２、第３
の差動増幅器３０３がその中心をなし、第４の差
動増幅器３０４は前記入力端子３ｄに供給される
オフセツトコントローラからの誤差電圧に依存し
たバイアス電流を前記差動増幅器３０１〜３０３
に供給するために設けられている。

また、電圧制御増幅器３の出力部３０５はエミ
ツタフオロワ形式のバツフアアンプによつて構成
されている。

つぎに、第３図は第１図のチヤンネルセレクタ
５の具体的な構成例を示した回路結線図であり、
入力端子５ａ，５ｂはそれぞれ第１図の比較器１
１，１２の出力信号が供給される入力端子であ
り、入力端子５ｃはシステムクロツク信号（第１
図には示されていないが、例えばカウンタ１５の
適当なビツトの出力信号を流用することができ
る。）が供給される入力端子であり、入力端子５
ｄは第１図の電圧制御増幅器３の出力信号が供給
される入力端子である。

第３図に示したチヤンネルセレクタは２ビツト
のアツプダウンカウンタ５０１と、リセツト信号
発生回路の部分からなり、前記アツプダウンカウ
ンタ５０１の１ビツト、２ビツト目の出力はそれ
ぞれ出力端子５ｆ，５ｇに供給されている。

また、前記アツプダウンカウンタ５０１に供給
されるクロツク信号は出力端子５ｉを介して第１
図のタイミングコントローラ２６に供給されるよ
うに構成され、出力端子５ｅは前記入力端子５ｄ
に直接に接続されている。

なお、前記出力端子５ｅ〜５ｇに現われる出力
信号（出力データ）は第１図のコントロールバス
８を介してプログラマブル電圧源６に供給されて
５チヤンネルの選択信号が生成されるが、これと
は別に出力端子５ｊが設けられ、前記出力端子５
ｅ〜５ｇおよび５ｊに現われる出力信号は前記コ
ントロールバス８を介してRAM７に供給されて
８アドレス分の選択信号が生成される。

第４図は第３図に示されたチヤンネルセレクタ
の動作を説明するための信号波形図であり、第４
図ａは第１図の電圧制御増幅器３の出力信号波形
を示したもので、中間の電位は電源電圧の２分の
１になつている。

第４図ｂは第１図の波形整形器４の出力信号波
形、すなわち第３図の入力端子５ｄに供給される
信号波形であり、第４図ｃは入力端子５ｃに供給
されるクロツク信号の信号波形である。

第４図ｄ，ｅはそれぞれ第３図のＤフリツプフ
ロツプ５０３，５０４の出力レベルの変化を示し
たもので、第３図のEX−OR（排他的論理和）ゲ
ート５０５の出力端子には第４図ｆに示す信号波
形が現われる。

なお、以後の論理回路の動作説明においてはす
べて正論理を用い、各出力端子あるいは各信号線
路が高電位にあるときに活性状態にあるものとす
る。また、高電位の状態を“１”で表現し、低電
位の状態を“０”で表現する。

第４図ｇは第３図の入力端子５ａに供給される
信号波形を示したものであるが、時刻t₁において
前記入力端子５ａのレベルが“１”に移行する
と、AND−OR（ANDは論理積、ORは論理和）
ゲート５０６の出力信号レベルも“１”に移行す
るので、NAND（否定論理積）ゲート５０７と
NANDゲート５０８のそれぞれの入出力端子が
たがいにクロスカツプリング接続されて構成され
たフリツプフロツプ５０９がNANDゲート５１
０によつてセツトされ、Ｄフリツプフロツプ５１
１のＤ端子のレベルは第４図ｈに示すように
“１”に移行する。

前記Ｄフリツプフロツプ５１１のＤ端子のレベ
ルが“１”に移行した後にクロツク信号のリーデ
イングエツジが到来すると、前記Ｄフリツプフロ
ツプ５１１の出力レベルは第４図ｉに示すように
“１”に移行し、その結果、前記フリツプフロツ
プ５０９は再びリセツトされる。

したがつてクロツク信号の次のリーデイングエ
ツジが到来したときには前記Ｄフリツプフロツプ
５１１の出力レベルも“０”に戻り、ANDゲー
ト５１２の出力端子には第４図ｊに示すような信
号波形が現われる。

前記ANDゲート５１２の出力信号はアツプダ
ウンカウンタ５０１のクロツク信号となり、前記
Ｄフリツプフロツプ５１１の出力レベルが“１”
にあるときには前記アツプダウンカウンタ５０１
はアツプカウント動作の待機状態にあるので、前
記ANDゲート５１２の出力レベルが“１”に移
行した直後に、前記アツプダウンカウンタ５０１
のカウント値は〔00〕からカウントアツプして
〔01〕となる。

なお、第４図ｋ，ｌはそれぞれ前記アツプダウ
ンカウンタ５０１の１ビツト目、２ビツト目の出
力レベルを示したものである。

ところで、第４図ｇに示した信号波形図では、
前記アツプダウンカウンタ５０１のカウント値が
〔01〕となつた直後にそのレベルが“０”に移行
しているが、これは後述するように、出力端子５
ｅ〜５ｇのデータが変化することによつて第１図
のプログラマブル電圧源６の出力電圧が上昇して
比較器11の出力レベルが“０”に戻るためであ
る。

このようにして、時刻t₁において前記入力端子
５ａのレベルが“１”に移行すると、前記アツプ
ダウンカウンタ５０１はカウントアツプするが、
時刻t₂において入力端子５ｄのレベルが“０”に
移行した直後に前記EX−ORゲート５０５がリ
セツト信号を発生するので、前記アツプダウンカ
ウンタ５０１は〔00〕にリセツトされる。

なお、以上の説明では入力端子５ａのレベルが
変化したものと仮定したが、入力端子５ｂのレベ
ルが変化したときにも同じことがいえる。

ただし、NOR（否定論理和）ゲート５１３と
NORゲート５１４によつて構成されたフリツプ
フロツプ５１５によつて、アツプカウント側の入
力受け付けのためのNANDゲート５１０と、ダ
ウンカウント側の入力受け付けのためのNAND
ゲート５１６のイネイブル信号を供給しているの
で、EX−ORゲート５０５がリセツト信号を発
生してからアツプダウンカウンタ５０１のカウン
ト値が〔10〕になるまではアツプカウント入力し
か受け付けず、前記アツプダウンカウンタ５０１
のカウント値が〔10〕になると、前記フリツプフ
ロツプ５１５の出力状態が反転し、それ以後はダ
ウンカウント入力のみを受け付けるようになる。

また、第３図の回路ではAND−ORゲート５０
６とAND−ORゲート５１８により入力端子５ａ
に供給される信号によつてアツプカウント動作が
行なわれ、入力端子５ｂに供給される信号によつ
てダウンカウント動作が行なわれ、反対に前記入
力端子５ｄのレベルが“０”にあるときには前記
入力端子５ａに供給される信号によつてダウンカ
ウント動作が行なわれ、前記入力端子５ｂに供給
される信号によつてアツプカウント動作が行なわ
れるように構成されている。

つぎに、第５図は第１図のプログラマブル電圧
源６の具体例を示した回路結線図であつて、出力
端子６ａ，６ｂはそれぞれ第１図の比較器１１，
１２に出力信号を供給するための出力端子であ
り、端子Vccはプラス側の給電端子である。

また入力端子６ｅ，６ｆ，６ｇは、それぞれ第
３図のチヤンネルセレクタの出力端子５ｅ，５
ｆ，５ｇからチヤンネル選択信号が供給される入
力端子である。

さて、第５図において３個のインバータと７個
のANDゲートはすべてチヤンネルデコーダとし
て用いられており、例えば、入力端子６ｆ，６ｇ
のレベルがいずれも“０”のときには入力端子６
ｅのレベルに関わりなく、トランジスタ６０１と
トランジスタ６０２がオン状態となる。

このとき、出力端子６ａの電位は中間電位より
も少し上昇し、出力端子６ｂの電位は中間電位よ
りも少し下降した値となる。

また、前記入力端子６ｅおよび６ｆのレベルが
いずれも“１”で、前記入力端子６ｇのレベルが
“０”のときにはトランジスタ６０３とトランジ
スタ６０４がオン状態となつて前記出力端子６ａ
の電位はさらに上昇し、前記出力端子６ｂの電位
は中間電位よりも少し上昇した値となる。

第５図の回路において、各スイツチングトラン
ジスタのオン抵抗が十分に小さいものとして考え
ると、抵抗６０５，６０６，６０７，６０８の抵
抗値によつて出力端子６ａに現われるステツプ電
位が決定され、抵抗６０９，６１０，６１１，６
１２の抵抗値によつて出力端子６ｂに現われるス
テツプ電位が決定される。

また、第５図に示したように抵抗回路網を構成
する各辺の抵抗値を出力端子６ａ側と出力端子６
ｂ側とでは同じになるように設定しておくことに
よつて、例えば前記出力端子６ａの出力電位が
次々とステツプアツプしていつたときに、前記出
力端子６ｂの出力はその後を追うように変化す
る。

つぎに、第６図は第１図に示されるRAM７の
メモリセルの配置の一例を示したメモリマツプで
あり、第１図のバスセレクタ２８から出力される
４ビツト分のアドレス選択信号ｊ，ｅ，ｇ，ｆ
（これらは、それぞれ第３図の出力端子５ｊ，５
ｅ，５ｇ，５ｆに現われる信号に対応する。）の
状態に応じて、Ｄエリアの701番地から708番地ま
でと、Ｅエリアの711番地から718番地まで、ある
いはＦエリアと721番地から728番地までがアクセ
スされる。

なお、Ｄエリア、ＥエリアあるいはＦエリアの
選択は後述するようにタイミングコントローラ２
６によつてコントロールバス２９を介して行なわ
れ、モータ１の速度制御のための所望値（基準値
ともいう。）を格納しておくＢエリアの710番地
と、累積誤差が格納されるＣエリアの720番地、
さらには誤差補正時の演算に利用されるＧエリア
の731番地、Ｈエリアの732番地、Ｉエリアの732
番地、Ｊエリアの733番地は前記タイミングコン
トローラ２６によつて直接アクセスされる。

さて、モータ１が定常状態に達してからの前記
タイミングコントローラ２６は、前述したように
シーケンサとして動作するものであるから、Ｄフ
リツプフロツプを多段接続することによつてハー
ド的に簡単に実現することもできるし、マイコン
のプログラムのようなソフトウエアによつても容
易に処理することができるので、その具体的な構
成例の説明は省略し、前記タイミングコントロー
ラ２６の定常時の動作フローを示した第７図のフ
ローチヤートと、第１図のシステムの主要部の信
号波形を示した第８図の信号波形図と、第６図の
メモリマツプをもとにしてシステムの動作の概要
を説明する。

まず、第８図ａは第１図の電圧制御増幅器３の
出力信号波形図であり、第８図ｂは波形整形器４
の出力信号波形図であり、第３図に示されたチヤ
ンネルセレクタの入力端子５ｄに供給される信号
波形でもある。

第８図ｃ，ｄ，ｅはそれぞれ第３図のチヤンネ
ルセレクタの出力端子５ｊ，５ｆ，５ｇに現われ
る信号波形であり、第８図ｆ，ｈはそれぞれ第１
図のプログラマブル電圧源６の出力端子６ａ，６
ｂに現われる信号波形であり、第８図ｇ，ｉはそ
れぞれ比較器１１，１２の出力信号波形であり、
第８図ｊは第３図のチヤンネルセレクタの出力端
子５ｉに現われる信号波形である。

なお、第８図ａ，ｆ，ｈの信号波形の中間電位
は電源電圧の２分の１の電位になつており、さら
に第８図ｆにおいて破線で示した下側包絡線と、
第８図ｈにおいて破線で示した上側包絡線はいず
れも第８図ａに示した信号波形を表わしている。

さて、第８図ａ〜ｊに示した信号波形の個々の
ブロツクでの生成過程についてはすでに説明した
が、ここでもう一度、全体のシステムとしての動
作の概要を説明する。

第８図の時刻t_xにおいて、チヤンネルセレクタ
を構成するアツプダウンカウンタ５０１とフリツ
プフロツプ５１５にはリセツト信号が供給される
ので、この時点での前記アツプダウンカウンタ５
０１のカウント値は〔00〕となり、出力端子５ｊ
のレベルは“１”となる。

このとき第１図のプログラマブル電圧源６の出
力端子６ａの電位は中間電位よりも少し高く、出
力端子６ｂの電位は少し低くなつているが、時刻
t₁において、電圧制御増幅器３の出力信号の電位
が前記出力端子６ａの電位よりも高くなると、比
較器１１の出力レベルは“１”に移行し、前記ア
ツプダウンカウンタ５０１はカウントアツプして
カウント値が〔01〕になり、その結果、前記出力
端子６ａ，６ｂの電位がステツプ的に上昇するの
で、前記比較器１１の出力レベルは“０”に戻
る。

時刻t₂において前記電圧制御増幅器３の出力信
号の電位が再び前記出力端子６ａの電位よりも高
くなると、前記比較器１１の出力レベルは再度
“１”に移行し、その結果、前記アツプダウンカ
ウンタ５０１のカウント値は〔10〕となり、前記
出力端子６ａ，６ｂの電位も上昇するが、すでに
説明したように、以後は第３図のフリツプフロツ
プ５１５によつてアツプカウント側の入力の受け
付けが禁止され、今度はダウンカウント側の入力
の待機状態となる。

この状態で前記電圧制御増幅器３の出力信号の
ピーク点が過ぎて、時刻t₃においてその電位が前
記出力端子６ｂの電位よりも低くなると、今度は
比較器１２の出力レベルが“１”に移行し、前記
アツプダウンカウンタ５０１はカウントダウンし
てそのカウント値は〔01〕となり、それによつて
前記出力端子６ａ，６ｂの電位はステツプ的に下
降する。

時刻t₄においても同様の動作が行なわれて、前
記アツプダウンカウンタ５０１はカウントダウン
し、それによつて前記出力端子６ａ，６ｂの電位
も下降するが、時刻t_yにおいて、前記チヤンネル
セレクタ５の入力端子５ｄのレベルが“０”に移
行すると、それまで前記アツプダウンカウンタ５
０１のダウンカウント入力となつていた前記比較
器１２の出力信号がアツプカウント入力に変更さ
れ、時刻t₆までは、前記電圧制御増幅器３の出力
信号の電位が前記出力端子６ｂの電位よりも低く
なるごとに前記アツプダウンカウンタ５０１がカ
ウントアツプして前記出力端子６ａ，６ｂの電位
はさらにステツプ的に下降していく。

時刻t₇におのいて前記電圧制御増幅器３の出力
信号の電位が前記出力端子６ａの電位よりも高く
なると、今度は前記アツプダウンカウンタ５０１
はカウントダウンするので前記出力端子６ａ，６
ｂの電位はステツプ的に上昇する。

このようにして、前記比較器１１および１２が
次々と出力信号を発生するので、前記チヤンネル
セレクタ５の出力端子５ｉには第８図ｊに示すよ
うなパルス列が現われる。

ところで、第８図ｊのパルス列のパルス間隔は
第５図に示したプログラマブル電圧源の出力電圧
を決定する抵抗６０５〜６１２の抵抗値を最適な
値に選定しておくことによつて、一定に保つこと
ができる。

例えば、第１図の速度発電機２の出力信号が正
弦波であると仮定すると、実施例においては前記
出力信号の１サイクルを８等分するような構成に
なつているので、前記プログラマブル電圧源６は
２通りの正確な出力電圧を発生すれば良く、それ
らの電圧をV₁、V₂とすると相互の関係は次式に
よつて与えられる。

Vn＝Vp・Sin（ｎ・π／４−θ）＋Vc／２ (1) ただし、ｎ＝１、２ (1)式において、Vcは電源電圧で、Vpは振幅コ
ントローラ９によつてコントロールされる振幅の
２分の１の電圧であり、θの値は実施例において
はπ/8に設定されている。

したがつて、システム規模を考えたときに、前
記プログラマブル電圧源６の出力電圧のステツプ
精度を12ビツトのデイジタル−アナログ変換器な
みに高くすることに支障がなければ、第８図ｊに
示されるパルス列の間隔を基準値と比較して、そ
のまま誤差出力を得ることもできる。

ちなみに、前記プログラマブル電圧源６の出力
電圧の相対誤差が12ビツトのデジタル−アナログ
変換器の２分の1LSBに相当する0.013パーセント
であるとすると、第８図ｊの信号波形の正規化パ
ルス間隔の偏差が最も大きくなるのは、第８図の
時刻t₂から時刻t₃にかけての区間であり、その値
は(1)式にｎ＝２を代入し、ΔVnが３×10^-5とな
る微小角度差をπ/4で除し、さらに２倍すること
によつて得られ、約0.08パーセントとなるが、通
常の用途に対しては十分な検出精度を確保するこ
とができる。

しかしながら、第１図に示した本発明の実施例
では、プログラマブル電圧源６の出力電圧の相対
誤差がもつと大きくても（例えば、１パーセント
位）十分な検出精度が確保でき、なおかつ刻々と
変化する情報を速やかに出力に反映させるように
構成されており、以下にそのもようを説明する。

第８図ｊに示したチヤンネルセレクタ５の出力
信号はトリガ信号としてタイミングコントローラ
２６に供給されるが、前記タイミングコントロー
ラ２６はトリガ信号が活性状態になつたときには
第７図に示すような動作を行なう。

すなわち、第８図の時刻t₁においてトリガ信号
のレベルが“１”に移行しているが、このとき第
７図のブランチ２01（第７図ではトリガ信号は
TGなる記号で示されている。）における判別結
果は是となり、処理ブロツク202においてカウン
タ１５のその時点のカウント値TCをテンポラリ
レジスタ１７（第７図ではTEMPなる記号で示
されている。）に転送させ、続いて処理ブロツク
203においてRAM７のＤエリアに格納された値
〔Ｄ〕から前記テンポラリレジスタ１７に格納さ
れた値の減算を行ない、結果をALU１９に付属
しているアキユムレータ（第７図ではACCなる
記号で示されている。）に入れる。

なお、このとき前記RAM７のアドレス選択は
チヤンネルセレクタ５によつて行なわれ、Ｄエリ
アとしては第６図の701番地が選択される。

つぎに、処理ブロツク204においてアキユムレ
ータの値から前記RAM７のＢエリアの基準値
〔Ｂ〕を減算し、さらにその結果から、処理ブロ
ツク205において、前記RAM７のＣエリアの値
〔Ｃ〕を減算し、結果をアキユムレータに残して
いる。

続いて、処理ブロツク206においてアキユムレ
ータに残された値をラツチ２２（第７図のフロー
チヤートにおいてはOLで示されている。）に転送
し、さらに処理ブロツク207において同じ値を前
記RAMのＥエリアの711番地（第７図のフロー
チヤートでは〔Ｅ〕で示されている。）に転送し
ている。

また、処理ブロツク208において前記RAM７
のＣエリアの値〔Ｃ〕と前記RAM７のＥエリア
の711番地の値（アキユムレータに残されている
値）を加算し、処理ブロツク209において処理ブ
ロツク208における加算結果から前記RAM７の
Ｅエリアの711番地の次の番地の712番地の値（第
７図のフローチヤートでは〔Ｅ〕upと示されて
いる。）を減算し、さらに処理ブロツク210におい
て減算結果を前記RAM７のＣエリアに格納して
いる。

さらにまた、処理ブロツク211において、前記
テンポラリレジスタ１７に格納されている値を前
記RAM７のＤエリアの701番地に転送して一連
の処理を終了している。

第８図の時刻t₂において、タイミングコントロ
ーラ２６に供給されるトリガ信号のレベルが
“１”に移行したときにも、前記RAM７のアド
レスがインクリメントされたうえで全く同じ処理
が行なわれ、以後、前記トリガ信号のレベルが
“１”に移行するごとに第７図に示した処理が繰
り返される。

さて、第７図の処理ブロツク211においてはそ
の時点のカウンタ１５のカウント値をRAM７の
Ｄエリアに格納しているので、処理ブロツク202
と処理ブロツク203における処理は前回のカウン
ト値から現在のカウント値を差し引いて時間差デ
ータを求めていることになる。

例えば、第８図の時刻t₁₂を現在時刻として考
えると、前記RAM７のＤエリアの702番地には
時刻t₂における前記カウンタ１５のカウント値が
格納されているが、この値をD₂とし、時刻t₁₂に
おけるカウント値をD₁₂とすると、処理ブロツク
203における演算は〔D₂−D₁₂〕を実行している
ことになる。

ただし、前記カウンタ１５はダウンカウンタで
あるものとする。また、D₁₂＞D₂であれば、処理
ブロツク203における演算は〔D2＋D12〕とな
る。

さらに、処理ブロツク204において前記RAM
７のＢエリアに格納されている基準値（速度制御
のための所望値であり、第１図には示されていな
いが、別の読み出し専用メモリなどに幾種類かの
データが準備されていて、適宜RAMに転送され
る。）を差し引くことによつて時刻t₂から時刻t₁₂
までの平均誤差データを得ている。

一方、前記RAM７のＣエリアには時刻t₂から
時刻t₁₁までの速度誤差検出値の累積値が格納さ
れており（モータ１の起動時などのようにきわめ
て大きな速度誤差が検出されたときには累積値と
して零が格納されるものとする。）、処理ブロツク
205において時刻t2から時刻t12までの平均誤差デ
ータから前記RAM７のＣエリアに格納されてい
る累積値の減算を実行することにより、時刻t₁₁
から時刻t₁₂までの区間に生じた速度変動に基づ
く誤差データE₁₂を得ている。

この誤差データE₁₂は処理ブロツク206において
ラツチ２２に転送され、デイジタル−アナログ変
換器２４においてアナログ電圧または電流に変換
されてから電力増幅器２５に供給される。

これによつて前記電力増幅器２５は次の照合点
（いまの例では時刻t₁₃における処理時点）まで前
記デイジタル−アナログ変換器２４の出力に依存
した駆動電力をモータ１に供給する。

一方、処理ブロツク207において前記誤差デー
タE₁₂が前記RAM７のＥエリアの712番地に格納
されたうえで、処理ブロツク208において前記
RAM７のＣエリアに格納されている累積値に前
記誤差データE₁₂が加算される。

さらに処理ブロツク209において処理ブロツク
208における加算結果から前記Ｅエリアの713番地
に格納されている誤差データ（時刻t₂から時刻t₃
までの区間の誤差データが格納されている。）を
差し引いたうえで、処理ブロツク210において演
算結果を前記Ｃエリアに格納している。

したがつて、この時点で前記Ｃエリアには時刻
t₃から時刻t₁₂までの区間の誤差データの累積値が
格納されたことになり、時刻t₁₃の照合点におけ
る時刻t₁₂から時刻t₁₃までの区間の速度誤差の検
出に備えている。

また、処理ブロツク211においてテンポラリレ
ジスタ１７に格納されているカウント値D₁₂を前
記RAM７のＤエリアの702番地に転送している
が、これは時刻t₂₂の照合点における処理に備え
たものである。

このようにして、第８図の時刻t₁₁から時刻t₁₂
の間に何らかの速度変動が生じたとするとその結
果は時刻t₁₂におけるラツチ２２への誤差出力に
反映されるだけでなく、RAM７のＣエリアに履
歴として残り、時刻t₂₁までのすべての照合点に
おける誤差出力に反映される。

例えば、モータ１の規定回転速度における速度
発電機２の出力周波数が48Hzであると仮定し、カ
ウンタ１５のビツト数が16で、そのクロツク周波
数が1MHzであるとすると、RAMのＢエリアに
格納される所望値B₀は20833（10¹⁶/48≒20833）と
なるが、仮に時刻t₁₁までは第７図の処理ブロツ
ク204における演算結果が殆んど変動なく推移し
てきて、時刻t₁₁と時刻t₁₂の間で初めて10パーセ
ントの回転速度の低下があつたものとすると、こ
の結果はただちに時刻t₁₂との照合点において誤
差検出データとして現われ、その値E₁₂は次のよ
うになる。

E₁₂＝20833・（７＋1.1）／８−20833≒260 (2) 前記誤差データE₁₂に基づいてモータ１は加速
されるが、その結果、時刻t₁₂時刻t₁₃の間に前記
モータ１の回転速度が規定値に戻つたものとする
（実際には前記モータ１の機械的時定数が大きい
ので、回転速度が瞬時に元に戻ることはあり得な
いが、説明をわかり易くするためにそのように仮
定する。）と、時刻t₁₃の照合点における第７図の
処理ブロツク204での演算結果は依然として260と
なる。

しかし、RAM７のＣエリアに格納された時刻
t₃から時刻t₁₂までの速度誤差の累積値の中には時
刻t₁₁から時刻t₁₂における誤差データの履歴が残
されているので、第７図の処理ブロツク205での
演算を実行することによつて（演算結果は零とな
る。）、時刻t₁₂から時刻t₁₃までの区間の前記モー
タ１の回転速度の変化を正しく反映した誤差デー
タを得ることができる。

時刻t₁₃以後の照合においても、処理ブロツク
204での演算結果には時刻t₁₁から時刻t₁₂の区間で
の前記モータ１の回転速度の低下の影響が現われ
るが、処理ブロツク205での演算を実行すること
によつてそれらはすべて相殺される。

以上の説明では、あらかじめ前記モータ１の回
転速度が規定値にあり、特定の区間においてのみ
速度変化が生じた場合について説明したが、
RAM７のＣエリアには各区間での誤差データの
累積値が格納されているので、各区間において
次々と速度変化が生じた場合でも遅滞なく正しい
誤差出力を得ることができる。

すなわち、任意の時刻t_oにおける時刻t_o-1から
の誤差検出値E_oは次のようになる。

E_o＝D_o-8−D_o−Bo−_o-1 〓^k=n-7 E_k (3) 第１図ならびに第６図に示した本発明の実施例
では(3)式のD_o-8がRAM７のＤエリアに格納され
ており、D_oはテンポラリレジスタ１７に格納さ
れ、B_pは前記RAM７のＢエリアに格納され、(3)
式の最終項は前記RAM７のＣエリアに累積値と
して格納されている。

さて、第１図に示した実施例においては速度発
電機２の出力信号の１周期の区間の時刻差を計測
しているにも拘わらず、あたかも前記速度発電機
２の出力信号の繰り返し周期が第８図ｊに示すよ
うに原信号の８分の１に短かくなつたのと同等の
誤差検出が可能となるが、プログラマブル電源６
の出力電圧の精度が少し低かつたとしても大きな
不都合は生じない。

例えば、速度発電機２の出力信号が正弦波であ
ると仮定し、第８図の時刻t₁₁から時刻t₁₂にかけ
ての前記プログラマブル電圧源６の上側出力端子
６ａの電圧が、(1)式で与えられる理想値よりも中
間電位からの最大値に対して１パーセントだけ低
かつたとすると、時刻t₁₁から時刻t₁₂の間隔が約
３パーセント狭くなる。

しかしながら、時刻t₁₁から時刻t₁₈までの１サ
イクルの区間について考えると、特定の区間の間
隔が狭くなつたとすれば、他の区間の間隔は必ら
ず広がり、いまの例では時刻t₁₂から時刻t₁₃の間
隔が約３パーセント広くなる。

したがつて、時刻t₁₁から時刻t₁₂の区間が狭く
なつていたとしても、この区間においてモータ１
の速度変化がなければ第７図の処理ブロツク202
〜205において得られる誤差検出値も零となり、
前記モータ１の速度変化が正しく出力に反映され
ることになる。

このように、第６図に示したRAMの711番地
から718番地までに過去の履歴が正しく残されて
いるならば、(3)式からも明らかなように、実質的
に速度発電機２の出力信号の周波数を高くしたの
と同じ高分解能の制御を行なうことができるが、
そのためには前記モータ１が起動してから高分解
能の制御に切り換えるまでに前記RAMのＥエリ
アおよびＣエリアに履歴を書きこむ必要があり、
その際に８分割された各区間の分割精度を十分に
反映させておく必要がある。

例えば、第８図の時刻t₈から時刻t₁₁までの区間
（以下、第１区間と略記する。）、時刻t₁₁から時刻
t₁₂までの区間（以下、第２区間と略記する。）、
時刻t₁₂から時刻t₁₃までの区間（以下、第３区間
と略記する。）、時刻t₁₃から時刻t₁₄までの区間
（以下、第４区間と略記する。）時刻t₁₄から時刻
t₁₅までの区間（以下、第５区間と略記する。）、
時刻t₁₅から時刻T₁₆までの区間（以下、第６区間
と略記する。、時刻t₁₆から時刻t₁₇までの区間（以
下、第７区間と略記する。）、時刻t₁₇から時刻t₁₈
までの区間（以下、第８区間と略記する。）の分
割誤差を、それぞれδ₁、δ₂、δ₃、δ₄、δ₅、δ₆、δ
₇、
δ₈とし、計測時点において分割誤差が存在しない
ときに本来検出されるべきインターバルをT_o、
所望値からの偏位をE_oとすると、モータ１が起
動してから高分解能の制御に切り換えるまでの間
に各区間のインターバルを計測したとき、RAM
７のＥエリアの711番地から718番地に残される誤
差ε_o（ｎ＝１、２、…８）は次のようになる。

ε_o＝E_o＋T_o・δ_o (4) この分割誤差に起因するδ_oの因子は、高分解能
の制御に切り換えてからも完全には消し去ること
はできないので、その値が必要とされる制御精度
に比べて大きい場合には期待する高分解能の制御
は不可能となる。

これを解消するには、δ_oの値そのものを小さく
するか、あるいはδ_oの大きさを学習機能により把
握しておき、あらかじめ前記RAM７に固定オフ
セツト値として準備してから高分解能の制御に移
行するなどの方法が考えられるが、δ_oそのものを
小さくする方法はすでに説明したように、アナロ
グ回路の高精度化を伴なうので好ましくなく、効
果が期待できるのは後者の方法であり、以下にそ
の一例を説明する。

まず、前記モータ１の回転子が停止あるいは非
常に遅い回転速度で回転している状態は、例えば
第８図ｂの信号の繰り返し周期を監視しているこ
とによつて判別ができ、あらかじめ定められた限
界値以下の回転速度であれば、判別フラグをセツ
トしておくとともに、第６図のRAMのＥエリア
の711番地から718番地までとＣエリアの720番地
に零を格納しておき、ラツチ２２にはプラス方向
の最大誤差データを送出する。

これによつて前記モータ１はフル加速されるの
でその回転速度は次第に上昇していき、前記限界
値を越えるが、その時点で前記判別フラグをリセ
ツトし、以後はタイミングコントローラ２６と
ALU１９に以下に説明するような一連の動作を
行なわせしめる。

第９図は、このときの前記タイミングコントロ
ーラ２６と前記ALU１９の動作の概要を示した
フローチヤートであり、ブランチ901において波
形整形器４の出力信号のトレイリングエツジが到
来したか否か、すなわち、第８図の時刻t_yの時点
であるか否かを判別し、是であれば処理ブロツク
902に移行するが、否であればブランチ901に戻
る。

なお、ブランチ901における判別は、波形整形
器４の出力信号のトレイリングエツジのみなら
ず、リーデイングエツジにおいても行なうように
しておけば、この時点での判別結果が否であつた
場合には、次回の判別は第８図の時刻t_yにおいて
行なわれることにより、よりきめの細かい検出が
可能となる。

続いて、ブランチ902、903において時刻t₆が到
来するまで待機し、時刻t₆が到来すると、処理ブ
ロツク904において、カウンタ１５のカウント値
TCをRAM７のＤエリアの706番地に格納し、ブ
ランチ905において時刻t₇の到来を待つ。

処理ブロツク906においては、テンポラリレジ
スタ１７に時刻t₇におけるカウンタ１５のカウン
ト値TCを転送するとともに、チヤンネルセレク
タ５によつて指定されるRAM７のＤエリアの番
地の前の番地に格納されている値（第９図では
〔Ｄ〕dnと示されている。）からテンポラリレジ
スタ１７の値の減算を行ない、さらに、ブランチ
9907において、ALU１９のアキユムレータに残
された減算結果が、あらかじめ準備された基準値
Bpよりも大きいか否かを判別し、是であればブ
ランチ908に移行するが、否であれば最初のブラ
ンチ901に戻る。

すなわち、ブランチ901からブランチ907までの
処理は、第８図の時刻t₆から時刻t₇までのインタ
ーバルを計測し、その値があらかじめ準備された
基準値Bpを越えたとき、第８図ａの信号波形の
振幅が所定値に達したものとみなして次の処理に
移行するが、との計測値がBpよりも小さいとき
には、再度同様の処理を繰り返す。

なお、この場合、電圧制御増幅器３の増幅ゲイ
ンはコントロールされずに、固定値に保たれてい
るものとする。

さて、ブランチ908では時刻t₈が到来するまで
待機（なお、時刻t₁₂から時刻t₁₃にかけてのイン
ターバルを計測した後にブランチ909に移行した
のであれば、ブランチ909においては、時刻t₁₄の
到来を待機することになる。）し、続いて処理ブ
ロツク909において、カウンタ１５のカウント値
をRAM７のＤエリアに格納する。

ブランチ910では時刻t_vの到来を待機し、時刻
t_vが到来すると、処理ブロツク911においてその
時点のカウンタ１５のカウント値TCをRAM７
のＧエリアの730番地に格納する。

さらに、ブランチ912においてつぎのトリガ信
号が到来するまで待機し、トリガ信号が到来する
と、処理ブロツク913において、カウンタ１５の
カウント値をテンポラリレジスタ１７に転送し、
チヤンネルセレクタ５によつて指定されるRAM
７のＤエリアの番地の前の番地に格納されている
値からテンポラリレジスタ１７の値を減算したう
えで、その結果をＥエリアに格納し、さらにテン
ポラリレジスタ１７の値をＤエリアに転送してい
る。

また、ブランチ914において時刻t₁₈が到来した
か否か（チヤンネルセレクタ５によつてアクセス
されるRAMアドレスを監視していることによつ
て、特定の時刻の到来を認識することができる。）
を判別し、是であればブランチ915に移行するが、
否であればブランチ912に戻つて同じ処理を繰り
返す。

その結果、RAM７のＤエリアの701番地から
708番地にはそれぞれ時刻t₁₁、t₁₂、t₁₃、t₁₄、t₁₅、
t₁₆、t₁₇、t₁₈におけるカウンタ１５のカウント値
が格納され、Ｅエリアの711番地から718番地に
は、それぞれ第１区間、第２区間、第３区間、第
４区間、第５区間、第６区間、第７区間、第８区
間のインターバルに依存したデータが格納され
る。

ブランチ915では、時刻t_wが到来するまで待機
し、時刻t_wが到来すると、処理ブロツク916にお
いて、その時点のカウンタ１５のカウント値をテ
ンポラリレジスタ１７に転送し、RAM７のＧエ
リアの730番地に格納されている時刻t_v時点のカ
ウント値からテンポラリレジスタ１７の値を減算
し、その結果をRAM７の730番地に再格納し、
さらにアキユムレータの値を８で除したうえで、
RAM７のＪエリアの733番地に格納している。

したがつて、RAM７の733番地には、時刻t_vか
ら時刻t_wまでのモータ１の平均速度、すなわち、
第５区間における前記モータ１の速度を表わすデ
ータが格納されたことになる。

ブランチ917では時刻t₂₁が到来するまで待機
し、続いて処理ブロツク918において、時刻t₂₁に
おけるカウンタ１５のカウント値をテンポラリレ
ジスタ１７に転送する。

つぎに、処理ブロツク919においてRAM７の
Ｅエリアの711番地のデータをＨエリアの731番地
に転送し、テンポラリレジスタ１７の値をＤエリ
アの701番地に転送するとともに、Ｄエリアの708
番地に格納された値からテンポラリレジスタ１７
の値を減算し、その結果をＥエリアの711番地に
格納する。

さらに、Ｈエリアに格納されている値からＥエ
リアの711番地に格納されている値の減算を行な
つたうえで、固定値の20で除し、結果をＩエリア
の732番地に格納する。

続いて、処理ブロツク920において、コントロ
ールバス２７（図中においては、MBUSなる略
記号で示されている。）に〔11001〕のコントロー
ルデータ（MSBの“１”がバスセレクタ２８の
切り換え指令となり、下位４ビツトはコントロー
ルバス８からのデータに対応する。）を送出して、
RAM７の715番地あるいは725番地が選択される
ように設定したうえで、RAM７のＥエリアの
715番地に格納されている値からＪエリアに格納
されている値の減算を行ない、つぎに、Ｂエリア
に格納されている値を乗じ、乗算結果をＧエリア
に格納されている値で除してその値をＣエリアに
格納し、さらに2.5倍してＦエリアの725番地に格
納するとともに、Ｇエリアに格納されている値か
らＢエリアに格納されている値を減算し、その結
果を８で除し、さらに、除算結果から725番地に
格納された値を減算したうえで、715番地に格納
し、コントロールバス２７に〔00000〕のコント
ロールデータを送出して、RAM７のアドレス選
択をチヤンネルセレクタ５に戻し、アキユムレー
タの値をＥエリアの711番地に格納する。

処理ブロツク921では、まず、コントロールバ
ス２７に〔11010〕のコントロールデータを送出
してRAM７の716番地あるいは726番地が選択さ
れるように設定したうえで、Ｊエリアに格納され
ている値から、Ｉエリアに格納されている値の減
算を行ない、結果をＨエリアに格納する。

また、Ｉエリアに格納されている値に固定値の
4.5を乗じ、その結果にＥエリアの716番地に格納
されている値を加算し、続いてＪエリアに格納さ
れている値の減算を行ない、つぎに、Ｂエリアに
格納されている値を乗じ、乗算結果をＨエリアに
格納されている値で除してその値を８で除してＨ
エリアに待避させ、Ｃエリアに格納されている値
にこの値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリ
アに待避させた値を6.5倍してＦエリアの726番地
に格納するとともに、Ｇエリアの格納されている
値からＢエリアの格納されている値を減算し、そ
のうえでＩエリアに格納されている値を減算し、
その結果を８で除してから726番地に格納された
値を減算したうえで、Ｅエリアの716番地に格納
し、コントロールバス２７に〔00000〕のコント
ロールデータを送出してRAM７のアドレス選択
をチヤンネルセレクタ５に戻し、アキユムレータ
の値にＥエリアの711番地に格納されている値を
加算し、加算結果を711番地に再格納する。

処理ブロツク922では、まず、コントロールバ
ス２７に〔10100〕のコントロールデータを送出
して、RAM７の714番地あるいは724番地が選択
されるように設定したうえで、Ｊエリアに格納さ
れている値にＩエリアに格納されている値を加算
し、結果をＨエリアに格納する。

また、Ｅエリアの714番地に格納されている値
から、Ｉエリアに格納されている値に固定値の３
を乗じたものを減算し、続いてＪエリアに格納さ
れている値の減算を行ない、Ｂエリアに格納され
ている値を乗じ、乗算結果をＨエリアに格納され
ている値で除し、さらに８で除してＨエリアに待
避させ、Ｃエリアに格納されている値にこの値を
加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリアに待避さ
せた値を0.8倍してＦエリアの724番地に格納する
とともに、Ｇエリアに格納されている値からＢエ
リアに格納されている値を減算し、そのうえでＩ
エリアに格納されている値を加算し、その結果を
８で除し、さらに、除算結果から724番地に格納
された値を減算したうえで、Ｅエリアの714番地
に格納し、コントロールバス２７に〔00000〕の
コントロールデータを送出してRAM７のアドレ
ス選択をチヤンネルセレクタ５に戻し、アキユム
レータの値にＥエリアの711番地に格納されてい
る値を加算し、加算結果を711番地に再格納する。

処理ブロツク923では、コントロールバス２７
に〔10001〕のコントロールデータを送出して、
RAM７の717番地あるいは727番地が選択される
ように設定したうえで、Ｊエリアに格納されてい
る値から、Ｉエリアに格納されている値を２倍し
た値の減算を行ない、結果をＨエリアに格納す
る。

また、Ｅエリアの717番地に格納されている値
から、Ｉエリアに格納されている値に固定値の６
を乗じたものを減算し、続いてＪエリアに格納さ
れている値の減算を行ない、つぎに、Ｂエリアに
格納されている値を乗じ、乗算結果をＨエリアに
格納されている値で除し、さらに８で除してＨエ
リアに待避させ、Ｃエリアに格納されている値に
この値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリア
に待避させた値を３倍してＦエリアの727番地に
格納するとともに、Ｇエリアに格納されている値
からＢエリアに格納されている値の減算を実行
し、そのうえでＩエリアに格納されている値を２
回減算し、その結果を８で除し、さらに除算結果
から727番地に格納された値を減算したうえで、
Ｅエリアの717番地に格納し、コントロールバス
２７に〔00000〕のコントロールデータを送出し
て、RAM７のアドレス選択をチヤンネルセレク
タ５に戻し、アキユムレータの値にＥエリアの
711番地に格納されている値を加算し、加算結果
を711番地に再格納する。

処理ブロツク924では、コントロールバス２７
に〔10101〕のコントロールデータを送出して、
RAM７の713番地あるいは723番地が選択される
ように設定したうえで、Ｊエリアに格納されてい
る値にＩエリアに格納されている値を２倍して加
算し、結果をＨエリアに格納する。

また、Ｉエリアに格納されている値に固定値の
６を乗じ、その結果にＥエリアの713番地に格納
されている値を加算し、続いてＪエリアに格納さ
れている値の減算を行ない、Ｂエリアに格納され
ている値を乗じ、乗算結果をＨエリアに格納され
ている値で除し、さらに８で除してＨエリアに待
避させ、Ｃエリアに格納されている値にこの値を
加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリアに待避さ
せた値を３倍してＦエリアの723番地に格納する
とともに、Ｇエリアに格納されている値からＢエ
リアに格納されている値の減算を実行し、そのう
えでＩエリアに格納されている値を２回にわたつ
て加算し、その結果を８で除し、さらに除算結果
から723番地に格納された値を減算したうえで、
Ｅエリアの713番地に格納し、コントロールバス
２７に〔00000〕のコントロールデータを送出し
て、RAM７のアドレス選択をチヤンネルセレク
タ５に戻し、アキユムレータの値にＥエリアの
711番地に格納されている値を加算し、加算結果
を711番地に再格納する。

処理ブロツク925では、コントロールバス２７
に〔10000〕のコントロールデータを送出して、
RAM７の718番地あるいは728番地が選択される
ように設定したうえで、Ｊエリアに格納されてい
る値から、Ｉエリアに格納されている値を３倍し
た値の減算を行ない、結果をＨエリアに格納す
る。

また、Ｉエリアに格納されている値に固定値の
９を乗じ、その結果にＥエリアの718番地に格納
されている値を加算し、続いてＪエリアに格納さ
れている値の減算を行ない、つぎに、Ｂエリアに
格納されている値を乗じ、乗算結果をＨエリアに
格納されている値で除し、さらに８で除してＨエ
リアに待避させ、Ｃエリアに格納されている値に
この値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリア
に待避させた値を0.8倍してＦエリアの728番地に
格納するとともに、Ｇエリアに格納されている値
から、Ｂエリアに格納されている値の減算を実行
し、そのうえでＩエリアに格納されている値を３
回減算し、その結果を８で除し、さらに除算結果
から728番地に格納された値を減算したうえでＥ
エリアの718番地に格納し、コントロールバス２
７に〔00000〕のコントロールデータを送出して、
RAM７のアドレス選択をチヤンネルセレクタ５
に戻し、アキユムレータの値にＥエリアの711番
地に格納されている値を加算し、加算結果を711
番地に再格納する。

処理ブロツク926では、コントロールバス２７
に〔11110〕のコントロールデータを送出して、
RAM７の712番地あるいは722番地が選択される
ように設定したうえで、Ｊエリアに格納されてい
る値にＩエリアに格納されている値を３倍して加
算し、結果をＨエリアに格納する。

また、Ｅエリアの712番地に格納されている値
から、Ｉエリアに格納されている値に固定値の
13.5を乗じたものを減算したうえで、Ｊエリアに
格納されている値の減算を行ない、Ｂエリアに格
納されている値を乗じ、乗算結果をＨエリアに格
納されている値で除し、さらに８で除してＨエリ
アに待避させ、Ｃエリアに格納されている値にこ
の値を加算してＣエリアに再格納し、Ｈエリアに
待避させた値を6.5倍してＦエリアの722番地に格
納するとともに、Ｇエリアに格納されている値か
らＢエリアに格納されている値を減算した後にＩ
エリアに格納されている値を３回にわたつて加算
し、その結果を８で除し、さらに、除算結果から
722番地に格納された値を減算したうえで、Ｅエ
リアの712番地に格納し、コントロールバス２７
に〔00000〕のコントロールデータを送出して、
RAM７のアドレス選択をチヤンネルセレクタ５
に戻し、アキユムレータの値にＥエリアの711番
地に格納されている値を加算し、加算結果を711
番地に再格納する。

さらに、処理ブロツク927において、RAM７
のＣエリアに格納されている値の符号を反転させ
た後に固定値の2.5を乗じて721番地に格納し、Ｅ
エリアの711番地に格納されている値をＣエリア
に転送し、Ｇエリアに格納されている値からＢエ
リアに格納されている値を減算し、そのうえでＩ
エリアに格納されている値を４倍して減算し、そ
の結果を８分の１し、721番地に格納された値を
減算したうえで、ラツチ２２に転送し、また、Ｅ
エリアの711番地に格納する。

この時点において高分解能の制御に移行するた
めの第１段階の学習動作が完了する訳であるが、
処理ブロツク918から処理ブロツク927にかけての
一連の処理の意味するところをつぎに説明する。

まず、ブランチ907から処理ブロツク908へ移行
するための前提条件として、第３区間あるいは第
７区間のインターバルが所定値に近づいたか否か
を判別しているのは、モータ１の加速期間中に分
割誤差を検出して補正する場合、刻々と変化する
回転速度によつて、第８図ａの信号波形の振幅そ
のものも変化して、しかも振幅変化に対する各区
間のインターバルの変化度合もまちまちであるた
め、実際に電圧制御増幅器３によつて、振幅制御
が施された状態にできる限り近い状態において学
習動作をさせたほうが補正精度が高められるから
である。

ところで、第１０図は、第８図の時刻t₈の位置
からスタートして、定加速度でモータ１の回転速
度が上昇していつた場合の、第１区間、第２区
間、第３区間、第４区間の速度変化あたりの、イ
ンターバルの逆数の変化比率の増減を区間あたり
の速度変化量を横軸にとつて求めたもので、その
計算は次式に基づいている。

Vn＝Ｎ・Vp・sin（２・π・α・Ｎ・ｔ＋π／
８） (5) ここに、Ｎ＝１＋ｋ・ｔ (6) なお、(5)式において、ｔは時刻を表わし、αは
速度発電機２の出力信号周波数を決定する係数で
あり、(6)式のｋはモータ１の速度上昇率、すなわ
ち第１０図の横軸の大きさを決定する係数であ
り、その他の係数は(1)式に準じている。

また、第３区間については、１／ΔN・ΔTの
値は負数になる（振幅の増加の影響がきわめて大
きいため。）が、第１０図では同一象限にプロツ
トしている。

第１０図から、各区間ごとの変化比率は大きく
異なるが、モータ１の回転速度が速度発電機２の
出力信号の８分の１周期の間の数10パーセントも
変化することは、まずあり得ないことを考慮する
と、同一区間であれば、速度上昇率が実用範囲内
ではあまり変化しないことがわかる。

ちなみに、第９図に示したフローチヤートにお
いては、この性質を利用して補正精度をより高め
ている。

すなわち、処理ブロツク920における処理は次
式で表わされる第５区間の分割誤差オフセツト量
O₅と、第５区間での周期換算の速度誤差E₅を求
めていることになる。

O₅＝2.5・（X₅−D_Z／８）・B₀／D_Z (7) E₅＝D_Z−B₀）／８−O₅ (8) ただし、X₅は第５区間のインターバルを時刻
t₁₄から時刻t₁₅にかけて計測した値であり、D_Z、
B₀はそれぞれRAM７のＧエリアに格納された平
均速度情報、RAM７のＢエリアに格納された所
望値であり、D_Z／８はRAM７のＪエリアに格納
されている。

さて、(7)式において、D_Z／８は第５区間に分
割誤差が存在しないときに本来計測されるべき値
であり、実際の計測値からその値を減じることに
よつて、(4)式の右辺第２項が求まり、さらに、周
期換算された回転速度の所望値B₀と計測時点の
回転速度を表わすD_Zの比率を乗じることによつ
て、モータ１の回転測度が設定値近傍にあるとき
の分割誤差成分が得られる。

ところで、(7)式の最初に2.5を乗じているのは、
高分解能制御に移行した後の各区間のインターバ
ルの変化率の補正を行なつたものであり、変化率
の算出は次式に基づいている。

Vn＝Ｎ・Vp・sin（２・π・α・Ｎ・ｔ＋ｎ・
π／８） (9) ただし、ｎ＝１、２、３、４、５第１１図は第１〜第５の各区間からスタートし
たときの各区間における変化率を、第１０図と同
じ要領で示したもであり、実用範囲内では第１区
間、第２区間、第３区間、第４区間の変化率の値
はそれぞれ2.5、6.5、3.0、0.8である。なお、第
５〜第８区間については第１〜第４区間と同じ値
となる。

つぎに、処理ブロツク921における処理は次式
で表わされる第６区間の分割誤差オフセツト量
O₆と、第６区間での周期換算の速度誤差E₆を求
めている。

O₆＝6.5・（X₆＋4.5・Ａ−D_Z／８） ×B₀／｛８・（D_Z／８−Ａ）｝ (10) E₆＝D_Z／８−Ａ−B₀／８−O₆ (11) なお、(10)、(11)式で、ＡはRAM７のＩエリアに
格納された値で、時刻t₈から時刻t₁₁にかけての第
１区間のインターバルをX₁とし、時刻t₁₈から時
刻t₂₁にかけての第１区間のインターバルをX₁₁と
すると、次式で表わされる。

Ａ＝（X₁−X₁₁）／８・2.5 (12) すなわち、Ａは各区間ごとの速度変化量を表わ
し、(12)式の固定値の2.5は、第１０図から求めた
第１区間の変化率である。

また、(10)式の固定値の6.5と4.5はそれぞれ第１
１図と第１０図から求めた第６区間の変化率であ
る。

一方、処理ブロツク922における処理は、次式
で表わされる第４区間の分割誤差オフセツト量
O₄と、第４区間での周期換算の速度誤差E₄を求
めている。

O₄＝0.8・（X₄−３・Ａ−D_Z／８） ×B₀／｛８・（D_Z／８＋Ａ）｝ (13) E₄＝D_Z／８＋Ａ−B₀／８−O₄ (14) また、(13)式の固定値の0.8と３はそれぞれ第１
１図と図から求めた第４区間の変化率である。

さらに、処理ブロツク923における処理は次式
で表わされる第７区間の分割誤差オフセツト量
O₇と、第７区間での周期換算の速度誤差E₇を求
めている。

O₇＝３・（X₇−３・２・Ａ−D_Z／８） ×B₀／｛８・（D_Z／８−２・Ａ）｝ (15) E₇＝D_Z／８−２・Ａ−B₀／８−O₇ (16) (15)式において、第７区間では第５区間よりも回
転速度が上昇しているにも拘らず、X₇−３・
２・Ａを実行しているのは、先にも説明したよう
に、第７区間と第３区間では変化率の極性が他の
区間と反対になつているためである。

同様に、処理ブロツク924においては次式で表
わされる第３区間の分割誤差オフセツト量O₃と、
第３区間での周期換算の速度誤差E₃を求めてい
る。

O₃＝３・（X₃＋３・２・Ａ−D_Z／８） ×B₀／｛８・（D_Z／８＋２・Ａ）｝ (17) E₃＝D_Z／８＋２・Ａ−B₀／８−O₃ (18) また、処理ブロツク925では次式で表わされる
第８区間の分割誤差オフセツト量O₈と、第８区
間での周期換算の速度誤差E₈を求めている。

O₈＝0.8・（X₈＋３・３・Ａ−D_Z／８） ×B₀／｛８・（D_Z／８−３・Ａ）｝ (19) E₈＝D_Z／８−３・Ａ−B₀／８−O₈ (20) 処理ブロツク926では次式で表わされる第２区
間の分割誤差オフセツト量O₂と、第２区間での
周期換算の速度誤差E₂を求めている。

O₂＝6.5・（X₂−4.5・３・Ａ−D_Z／８） ×B₀／｛８・（D_Z／８＋３・Ａ）｝（21） E₂＝D_Z／８＋３・Ａ−B₀／８−O₂ （22）さらに、処理ブロツク927では、次式で表わさ
れる第１区間の分割誤差オフセツト量O₁と、第
１区間での周期換算の速度誤差E₁を求めている。

O₁＝−（O₂／6.5＋O₃／３＋O₄／0.8 ＋O₅／2.5＋O₆／6.5＋O₇／３＋O₈／0.8）（23） E₁＝D_Z／８−４・Ａ−B₀／８−O₁ （24）（23）式の右辺はRAM７のＣエリアに格納さ
れた第２区間から第８区間までの正規化された分
割誤差成分の総和の符号を反転したものであり、
その算出は次式に基づいている。

₈ 〓^k=1 δ_k＝Ｏ（25）さて、(8)、(11)、(14)、(16)、(18)、(20)、（22）
、（24）
式ではその時点での誤差から第５、第６、第４、
第７、第３、第８、第２、第１区間でのオフセツ
ト量O₅、O₆、O₄、O₇、O₃、O₈、O₂、O₁を減じ
ているが、この操作は高分解能の制御に移行する
までの間に一度だけ行なえば、その後はRAM７
のＥエリアの711番地から718番地には、常にO₁
〜O₈だけのオフセツトが残るので、以後は第７
図のフローチヤートに示したような制御動作に移
行すればよい。

なお、それにも拘らず、RAM７のＦエリアに
各区間ごとのオフセツト量を残しているのは、さ
らに補正精度を高めるための、再学習に備えると
ともに、モータ１の回転速度が変更されたり、い
つたん停止してから再起動する場合には、再び第
９図に示したすべての動作を行なわなくとも、Ｆ
エリアのオフセツト量を参照することによつてよ
り速やかな高分解能制御への移行を可能ならしめ
るためである。

また、第９図の処理ブロツク919〜927では(7)〜
（24）式に示されるような細かい補正を忠実に実
行しているが、必らずしもここまでの補正が必要
か否かはシステム規模と状況に応じて判断される
べきことがらであり、例えば、あらかじめ第８図
ｂの信号を利用してモータ１の回転速度が一定に
なるように制御した状態において補正を行なうな
らば、(10)式において、８・B₀／（D_Z／８−Ａ）
を乗じる演算は不要であり、ALU１９には加算
器としての機能とビツトシフトの機能だけがあれ
ばよい（ちなみに、第９図に示された程度の固定
値の乗算は、加算とシフトの組み合わせによつて
容易に実現でき、例えば、2.5倍するためには、
もとの値を右シフトしたものと左シフトしたもの
を加算すればよい。）ので、その構成が簡単にな
る。

このようにして、第１図に示した本発明のサー
ボ装置では、高分解能の制御へ移行するまでの間
に、タイミングコントローラ２６が、速度発電機
２の出力信号の１周期にわたつてチヤンネルセレ
クタ５を介して出力される比較器１１，１２の出
力信号の発生時刻の、速度発電機２が発生する交
流信号波形を等分割するような正規の時刻からの
偏位をRAM７とALU１９に算出せしめ、その算
出結果を前記RAM７の速度誤差の履歴が格納さ
れるＥエリアにオフセツト値として加えておくこ
とによつて、より精度の高い制御を可能ならしめ
るものである。

ところで、第１図の実施例ではオフセツトコン
トローラ１０は、波形整形器４の出力信号の高電
位区間と低電位区間が等しくなるように動作する
が、これまでの説明からも明らかなように、例え
ば、第８図の時刻t₁₁、t₁₄、t₁₅、t₁₈におけるカウ
ンタ１５のカウント値D₁₁、D₁₄、D₁₅、D₁₈はい
ずれもいつたんRAM７に格納されるので、これ
らのデータをもとにオフセツトを調節することも
できる。

すなわち、〔D₁₁−D₁₄〕が〔D₁₅−D₁₈〕に等し
くなるように電圧制御増幅器３の入力オフセツト
値を調節することによつて、実質的に波形整形器
４のデユーテイを50−50にしたのと同じことにな
り、また、プログラマブル電圧源６の上側出力と
下側出力のアンバランスまでもを補正することが
できる。

さらに、〔D₁₁−D₁₄〕と〔D₁₅−D₁₈〕の差が正
確に零になるならば、第６図に示したRAM７の
アドレス数を２分の１とすることもできる。

すなわち、実施例では第８図の時刻t₁から時刻
t₁₁までの１サイクルの区間を基準にして、例え
ば、時刻t₁₁においては時刻t₁のときのカウンタ１
５のカウント値から時刻t₁₁のときのカウント値
を減算するようにしているが、時刻t₁から時刻t₅
までの半サイクルの区間を基準に考えて、時刻t₅
においては時刻t₁のときのカウント値から時刻t₅
のときのカウント値を減算するように変更すれ
ば、第６図のRAMエリアのうち705番地から708
番地までと、715番地から718番地まで、さらには
725番地から728番地までは不要となる。

また、あらかじめ定められた周波数のもとでは
第８図の時刻t₂と時刻t₃の間の期間や時刻t₆と時
刻t₇の間の期間が一定になるように調節すれば第
８図ａの信号波形の振幅が一定になることを利用
すれば、デイジタル的に振幅を調節することがで
きる。

例えば、第１図の振幅コントローラ９をアツプ
ダウンカウンタ（RAMの追加エリアの中に構成
されたソフト的なカウンタであつてもよい。）と
デイジタル−アナログ変換器によつて構成し、時
刻t₂と時刻t₃の間の期間や時刻t₆と時刻t₇の間の
期間が上限値を越えたときに前記アツプダウンカ
ウンタをカウントダウンさせ、下限値を越えたと
きにカウントアツプさせるようにすれば、ステツ
プ・バイ・ステツプで振幅を調節することができ
るし、時刻t₂、t₃、t₆、t₇におけるカウンタ１５
のカウント値はいつたんRAM７に取り込まれる
ので、タイミングコントローラ２６と前記RAM
７、ALU１９によつても一連の操作が行なえる。

なお、前記振幅コントローラ９の出力信号が電
圧制御増幅器３に供給されだすのは、第９図に示
した誤差補正の一連の処理が終了してからである
が、この場合に前記振幅コントローラ９によつて
電圧制御増幅器３の増幅ゲインの設定を行なう点
は、時刻t₁から時刻t₈までの１サイクル内の各点
において自由に選ぶことができ、第８図ａの信号
波形の少なくとも半サイクルの期間は設定値が保
持される。

したがつて、先にも説明したように分割された
半サイクル内の各区間の速度誤差の検出ゲインは
第１１図に示したように異なつた値となる。

第７図のフローチヤートでは、この検出ゲイン
の変動に対する補正についてまでは言及していな
いが、例えば、第７図の処理ブロツク206におい
て、アキユムレータの値をラツチ２２に転送する
前に、あらかじめ準備されたゲイン補正テーブル
などを用いて補正することもできる。

なお、前記モータ１が起動した直後は、速度発
電機２の出力信号の振幅がきわめて微小であるか
ら、第８図の時刻t₁における比較器１１の出力信
号が発生したとしても、電圧制御増幅器３の出力
信号の電位が第８図ａに示すような段階までは上
昇せずに時刻t₂においては前記比較器１１が出力
信号を発生しない状態も生じ得る。

しかしながら、第１図に示した実施例において
は前記比較器１１とは別に第２の比較器１２を用
意して、常に電圧制御増幅器３の出力信号の電位
の上昇と下降を監視するように構成されるととも
に、時刻t_x、t_y…においてはチヤンネルセレクタ
５のアツプダウンカウンタをリセツトするように
構成されているので、モータ１の起動時に前記チ
ヤンネルセレクタ５が誤つたアドレス選択信号を
RAM７に送出することはない。

また、第１の比較器１１と第２の比較器１２の
両方を用意しておくことによつて、速度発電機２
の出力信号にサージ性のパルスが混入してもシス
テムが誤動作しないという効果も得られる。

例えば、第８図の時刻t₁から時刻t₂の間にプロ
グラマブル電圧源６の出力電圧のステツプ値より
も大きいサージパルスが電圧制御増幅器３の出力
信号に重畳されていたとすると、若干の時間差は
あるが前記比較器１１と前記比較器１２の両方が
出力を発生するので（なぜならば、多くのサージ
性のノイズはリンギング状になつて原信号に重畳
して波形図の上下方向に現われる。）、チヤンネル
セレクタ５における入力信号の受付条件を適当に
設定しておくことによつて（例えば、クロツク信
号の１周期以外に両方の比較器の出力信号が到来
したときには受け付けを禁止するように設定して
おく。）、システムの耐ノイズ性を大幅に改善する
ことができる。

なお、このようなノイズの心配が皆無であれば
プログラマブル電圧源６の出力端子６ｂと前記比
較器１２を削除し、唯一の出力端子６ａと唯一の
比較器１１を時分割で利用することによつて第１
図の装置、具体的には第８図ｆ，ｇ，ｈ，ｉに示
されるような動作機能を実現することもできる。

なお、これまでの説明では第１図の速度発電機
２の出力信号が正弦波であるものと仮定して各サ
ンプリング点における速度誤差の検出ゲインの変
動について説明してきたが、前記速度発電機２の
出力信号が三角波であつて、その振幅がモータ１
の回転速度によつて変化しない場合（具体的には
回転位置に応じて徐々に光透過率が変化するシヤ
ツター板と受光素子によつて速度発電機２を構成
した場合などが該当する。）には各サンプリング
点における速度誤差の検出ゲインが変化すること
はないし、振幅コントローラ９も不要となる。

また、第１図の実施例ではカウンタ１５の16ビ
ツト長のカウント値がそのまま加算器１９に転送
され、前記加算器１９での演算結果がデータバス
２１を介してラツチ２２に転送されるように構成
されているが、この場合、16ビツト長の演算結果
をそのまま前記ラツチ２２に転送してしまうと、
誤差検出ゲイン（弁別ゲイン）はきわめて小さな
ものとなつてしまう。

例えば、(2)式の例ではモータ１の回転速度が10
パーセント変化したときに誤差検出値が260にな
ることを算出したが、全体のビツト長が16ビツト
であれば、この値はわずか0.4パーセントにしか
ならず、その結果として第１図の電力増幅器２５
にきわめて高い分解能とゲインが要求される。

したがつて、実際には前記加算器１９とRAM
７の間でのデータのやりとりや演算過程において
実質的に誤差検出ゲインを高めるビツト圧縮操作
が行なわれる。

なお、その具体的な方法や、第１図のALU１
９、タイミングコントローラ２６などの具体的な
構成や、第１図には示されていない読み出し専用
メモリ（ROM）とのデータのやりとりについて
は、本願と同一出願人による特願昭58−183760号
明細書において詳述されているので、ここでは省
略する。

さて、このように本発明のサーボ装置ではモー
タやリニアモータなどの速度情報を有する交流信
号の１サイクルもしくは半サイクルの区間に複数
の照合点を設けることによつて、実質的により高
い周波数を有する速度検出信号を得たのと同じ効
果を発揮させるものであるが、本発明の実施形態
は必ずしも第１図の装置に限定されるものではな
く、また、実施例において示したモータの回転速
度の制御のみならず、リニアモータなどにおいて
は、例えば第８図ｊの出力信号をカウントするこ
とによつて移動距離を高い精度で知ることもでき
る。

発明の効果本発明のサーボ装置は以上の説明からも明らか
なように、あらかじめ設定された少なくとも２通
りの出力電圧を発生する電圧源（実施例では、プ
ログラマブル電圧源６はV₁およびV₂の２通りの
出力電圧を発生するように構成されているが、さ
らに多くの出力電圧を発生するように構成すれ
ば、より高分解能の制御も可能となる。）と、前
記電圧源の出力と移動体の速度情報を有する交流
信号の電位を比較して前記交流信号の半周期の間
に２回以上の出力信号を発生する比較器（実施例
においては、２個の比較器１１および１２を用い
ている。）と、基準クロツク信号を計数するカウ
ンタと、前記比較器の出力信号が発生した時点の
前記カウンタの計数値を格納するメモリ手段と、
前記計数値から誤差出力を算出する演算器（実施
例においては、ALU１９が用いられているが、
加算器やカウンタであつてもよい。）と、前記誤
差出力に基づいて前記移動体に駆動電力を供給す
る駆動手段（電力増幅器２５）と、前記交流信号
の少なくとも半周期にわたつて前記比較器の出力
信号の発生時刻の正規値からの偏位を算出し、前
記偏位を前記計数値に加えることによつて、各計
測時点において前記演算器に誤差出力の補正を行
なわせる誤差出力補正手段（実施例においては、
タイミングコントローラ２６と、RAM７、ALU
１９によつて誤差出力補正手段が構成されてい
る。）を具備したことを特徴とするもので、速度
発電機の出力周波数を高くすることなく、より分
解能の高い制御、すなわち、実質的に速度発電機
の出力周波数を高くしたのと同等の制御を行なう
ことができ、きわめて大なる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるサーボ装置
のブロツクダイアグラム、第２図は電圧制御増幅
器の具体例を示す回路結線図、第３図はチヤンネ
ルセレクタの具体例を示す回路結線図、第４図は
第３図の回路動作を説明するための信号波形図、
第５図はプログラマブル電圧源の具体例を示す回
路結線図、第６図はRAMの構成を示すメモリマ
ツプ、第７図はタイミングコントローラの動作を
説明するためのフローチヤート、第８図は第１図
の装置の動作を説明するための信号波形図、第９
図はタイミングコントローラによる誤差補正動作
を説明するためのフローチヤート、第１０図およ
び第１１図は分割された各区間の速度変化に対す
るインターバルの変化特性を示した特性図であ
る。１……モータ、２……速度発電機、５……チヤ
ンネルセレクタ、６……プログラマブル電圧源、
７……RAM、１１……比較器、１２……比較
器、１５……カウンタ、１９……ALU、２５…
…電力増幅器、２６……タイミングコントロー
ラ。

Claims

【特許請求の範囲】１あらかじめ設定された少なくとも２通りの出
力電圧を発生する電圧源と、前記電圧源の出力と
移動体の速度情報を有する交流信号の電位を比較
して前記交流信号の半周期の間に２回以上の出力
信号を発生する比較器と、基準クロツク信号を計
数するカウンタと、前記比較器の出力信号が発生
した時点の前記カウンタの計数値を格納するメモ
リ手段と、前記計数値から誤差出力を算出する演
算器と、前記誤差出力に基づいて前記移動体に駆
動電力を供給する駆動手段と、前記交流信号の少
なくとも半周期にわたつて前記比較器の出力信号
の発生時刻の正規値からの偏位を算出し、前記偏
位を前記計数値に加えることによつて、各計測時
点において前記演算器に誤差出力の補正を行なわ
せる誤差出力補正手段を具備してなるサーボ装
置。２移動体の速度情報を有する交流信号の少なく
とも半周期にわたつて比較器が出力信号を発生す
るごとくに、カウンタの計数値を格納するメモリ
手段のアドレスを更新するチヤンネルセレクタ
と、前記チヤンネルセレクタが前記メモリ手段に
アドレス更新信号を送出するごとに演算器に前記
メモリ手段の該当アドレスに格納された前回の計
数値からの減算を行なわせしめ、減算結果とあら
かじめ準備された所望値を比較してその大小に応
じた誤差出力を駆動手段に送出せしめるタイミン
グコントローラとを具備し、誤差出力の補正時に
は前記チヤンネルセレクタが前記アドレス更新信
号を送出するごとに、そのインターバルを計測し
て前記メモリ手段の該当アドレスに格納させ、少
なくとも前記交流信号の半周期分のインターバル
の計測値の格納が終了した時点で、電圧源による
前記交流信号の分割誤差を演算器によつて補正
し、補正値を前記メモリ手段に格納するように前
記タイミングコントローラに動作せしめてなる特
許請求の範囲第１項記載のサーボ装置。