CN1012453B - 伺服装置 - Google Patents

Abstract

控制旋转体的旋转速度或直线移动体的移动速度。使之达到期望值的伺服装置的特点是：在测定移动体速度信息的交流信号周期时，2个测定点之间设定两个以上校验点，根据同各校验点上期望值的偏移而产生相应的误差输出的鉴别手段，根据该误差输出来驱动上述移动体的驱动手段。还具有；至少产生两种预定输出电压的电压源比较上述电压源的输出及马达转子、线性马达移动子等移动体速度信息的交流信号电位。并在上述交流信号的半周期内产生两次以上输出信号的比较器，标准时钟信号的计数器及存储手段和误差输出修正手段。

Description

本发明是关于控制旋转体的旋转速度或直线移 动体的移动速度达到期望值的伺服装置的发明。

以前控制马达、线性马达等旋转体或者直线移动体的移动速度（对旋转体来说，旋转速度是移动速度）达到预期值的方法。主要是利用连结于旋转体或直线移动体，产生具有与移动速度相应的频率或电压的输出信号的测速发电机。

所谓测速发电机伺服装置就是相当于，从输出信号利用形式的观点，可粗分为电压检测方式和频率或周期检测方式两种。

电压检测方式有：利用很多测速发电机，譬如具有发电线圈的测速发电机的输出交流信号振幅随移动速度变化的现象。当这一输出交流信号达到预定电压时使开关晶体管动作，放掉电容器的充电电荷，另一方面，当上述开关晶体管处于截止状态时，通过固定电阻向上述电容器充电，以这种构成获得依赖于移动速度的误差电压的方法（例如，专利公报昭和58-6392号所示）：将测速发电机的输出信号进行整流获得误差电压的方法;直接利用测速发电机发电电压的方法（例如，美国专利第2905876号所示的方法相当于这种方法，在这一例子中，在利用斩波器控制的直流马达不通电期间，上述直流马达被用作为测速发电机。）等。

但是，由于不论哪种情况都把测速发电机的发电电压用作为速度信息。对周围温度的变化、长时间和常年的变化稳定性低，只能用作为简易的伺服装置。

比此相比，频率或周期检测方式由于只把测速发电机输出信号的频率或者重复周期用作为速度信息，因此，优点是特别在一系列的处理被数字化的伺服装置中（例如，专利公报昭和53-19745号或者美国专利第3836756号所示）得到极高的稳定性。

可是，这种频率或者周期检测方式把成为矩形波信号以前足够放大的测速发电机输出信号的规定边缘看作为具有速度信息。因而产生误差输出信号。

例如，在典型的周期检测方式中，在从放大后的测速发电机输出信号的前沿（前缘）到下一个前沿之间的期间内，通过对时标脉冲计数。获得取决于移动体移动速度的计数值。在这个计数值的基础上产生出脉冲宽度调制信号（在采用斩波型的驱动方法时使用）。或者把上述计数值变换成模拟电压来得到误差输出。

因此，要想实现分辨率更高的控制，就需要增加边缘的数量。

例如，在以马达旋转一圈产生一周期交流信号的交流发电机输出信号为基础，进行该马达的速度控制的情况下，用过去的方法不可能在马达旋转一圈期间得到数次以上的速度信息，并以此进行控制。只能利用放大测速发电机输出信号而得到的矩形波信号的前沿和后沿（后缘）这两者，得到速度信息的间隔勉强达到二分之一。

另外，对利用PLL（锁相环）把测速发电机的输出信号频率进行倍增的方法（如美国专利第4114075号所示），和使测速发电机产生相位仅有π/2之差的不同的两种交流信号。实际上得到具有4倍频率的速度检测信号的方法（例如，专利公报昭和58-6165号所示）进行了尝试。但是，用前一种方法得到的倍增信号所具有的速度信息只是依赖于原信号所具有的速度信息，因此，对提高控制分辨率的目的来说并没有任何效果。后一种方法测速发电机的结构倒是变得复杂。但是，比起前面所说明的利用测速发电机输出信号的前沿和后沿的方法。分辨率仅提高到两倍，不算太合理。

因此，过去一直在设法提高测速发电机输出频率本身。

然而，在上述构成中，即使提高测速发电机的频率，如果不是按着2倍、4倍……的比例提高，就不能指望有很大的效率，其结果，要么测速发电机的结构变得很复杂（例如，采用对以光掩蔽腐蚀形成的速度检测用纹路照射激光束来检测其反射光的结构，测速发电机的频率虽然急剧地提高，其结构却变得极为复杂）;要么出现以高精度加工测速发电机组成部件的必要性，曾有过很多问题。

鉴于上述问题，本发明想要实现不必提高测速发电机的输出频率而能够进行更高分辨率的控制伺服装置。

为了解决上述问题，本发明的伺服装置的特点是具备下述手段，即在测定具有移动体速度信号的交流信号周期的同时，在测定点到下一个测定点之间设定两次以上的校验点，在各校验点产生与对期望值的偏移相应的误差输出的鉴别手段，和根据上述误差输出驱动上述移动体的驱动手段。可喜的是，具备下述内容为其特点：事先设定的至少产生两种输出电压的电压源;在把上述电压源的输出与具有马达转子或线性马达移动子等的移动体速度信息的 交流信号电位进行比较之后，在上述交流信号的半周期内，产生两次以上输出信号的比较器;对基准时标信号进行计数的计数器;存放在产生上述比较器输出信号时刻的计数器计数值的存储手段;从上述计数值计算出误差输出的运算器;根据上述误差输出向上述移动体供给驱动电力的驱动手段;在上述交流信号的至少半周期内，测定上述比较器输出信号的产生时刻，从其各个测定值与标准值计算出各区间的偏移量，从其计算结果，在各测定时刻使上述运算器进行误差输出修正的误差输出修正手段。

本发明通过上述构成，把比较测速发电机输出信号与产生预先设定电压的电压源输出信号所得的比较信号，用作为速度信息的同时，设法利用运算器修正输出设定电压的电压源的设定误差。因此，不必提高测速发电机的输出频率，就能进行更高分辨率的控制，即进行与实质上提高测速发电机输出频率是一样的控制。

下面，参照附图说明本发明的实施例子。

图1是表示本发明的一种实施例子的方框图，连结到马达1上的测速发电机（一般叫做频率发电机或者只叫FG）。2的输出，通过电压控制放大器（在图中以简略符号VCA表示。）3放大到一定振幅之后，用波形整形器（图中用简略符号WS表示。）4放大到成为矩形波，上述波形整形器4的输出作为复位信号，供给通道选择器5。

上述通道选择器主要产生可编程序电压源6的通道选择信号和随机存取存储器（以下简称RAM）7的地址选择信号。这些选择信号经过控制总线8，提供给上述可编程序电压源6和上述RAM7。

而且，上述电压控制放大器3的输出供给振幅控制器9，由上述振幅控制器9调节上述电压控制放大器3的增益，使其振幅达到一定，同时，上述波形整形器4的输出供给补偿控制器10，调节上述电压控制放大器3的输入级补偿电压，使其矩形波输出信号的负载达到50-50。

这样，振幅和补偿电压调节后的上述电压控制放大器3的输出信号，供给第1比较器（图中以简写符号CMP1表示）11的非反转输入接头11a和第2比较器（图中以简写符号CMP2表示）12的反转输入接头12b。

进而，上述比较器11的反转输入接头11b上供给来自上述可编程序电压源6的上侧输出引线6a的输出信号，同时，上述比较器12的非反转输入接头12a上供给从上述可编程序电压源6的下侧输出引线6b来的输出信号，分别在各自的比较器中与上述电压控制放大器3的输出信号进行电压的比较，比较输出信号作为通道更新信号供给上述通道选择器5。

另一方面，具有石英振子13的振荡器14的输出作为时标信号供给计数器15，上数计数器15的最高位（以下简称MSB）到最低位（以下简称LSB）的输出经过数据总线16供给暂存器17，上述暂存寄存器17的输出经过数据总线18，供给连结逻辑运算器（以下，以简写符号ALU表示）19和上述RAM7的双向数据总线，上述逻辑运算器19的输出经过数据总线21供给闩锁22。

上述闩锁22的输出经过数据总线23供给数字/模拟转换器24。上述数字/模拟转换器24的输出经功率放大器（图中以简写符号PA表示）25放大后，作为驱动电力供给上述马达1。

而且，从上述通道选择器5，触发信号和控制信号经过上述控制总线8供给时标控制器26，从上述波形整形器4也向上述时标控制器26供给输出信号，发自上述时标控制器26的控制信号在供给上述暂存寄存器17的同时，经过控制总线27供给总线选择器28，还通过控制总线29供给上述RAM7。

另外，上述时标控制器26和上述逻辑运算器19之间连有双向控制总线30。

尚且，上述通道选择器5的输出信号经过控制总线8一度供给上述总线选择器28，上述总线选择器28的输出信号经过控制总线31供给上述RAM7，但上述总线选择器28作为具有输入切换功能的中继器工作，因此当控制数据从上述时标控制器26经过上述控制总线27送出时，截止掉上述控制总线8的输入，把上述控制总线27的输入送到上述控制总线31。在除此以外的平时工作时，上述控制总线8的信号总是直接送给上述控制总线31。

上述时标控制器26在输入了触发信号时，把上述计数器15的计数值传送到上述暂存寄存器17，同时，让上述ALU19进行存放于上述RAM7内的前一次计数值与同样存放于RAM7内的速度控制用的期望值，按着将运算结果传送到上述闩锁22之后把存放在上述暂存寄存器17内的计数值传送到上述RAM7的时序工作。但是，当马达1起动时，正如后面将谈到的，让ALU19计算出对上述电压控制放大器3输出信号的至 少一周期内来自上述通道选择器5的触发信号产生时刻的标准值出现的偏移，将其结果存放于上述RAM7的初始误差存放区域内。上述时标控制器26也具有这种功能。

图2是表示电压控制放大器3的具体构成的线路接线图。输入接头3a、3b分别是供给第1图中测速发电机2的输出信号和补偿控制器10的输出信号的输入接头，输入接头3d是供给第1图的振幅控制器9的输出信号的输入接头，Vcc接头是正电的馈电接头。

在第2图中所示的电压控制放大器中，第1差动放大器301、第2差动放大器302、第3差动放大器303是它的核心，第4差动放大器304是为了向上述差动放大器301～303提供偏置电流而设置的。这一偏流依赖于供给上述输入接头3d的来自振幅控制器9的误差电压。

而电压控制放大器3的输出部305是由射极跟随器形式的缓冲放大器构成的。

其次，第3图是表示第1图的通道选择器5的具体构成例子的电路接线图。输入接头5a、5b分别是供给第1图的比较器11、12的输出信号的输入接头。输入接头5c是供给系统时钟信号（在第1图中没有表示出来，例如可以挪用计数器15的适当位的输出信号）的输入接头;输入接头5d是供给第1图的波形整形器4输出信号的输入接头。

第3图表示的通道选择器由2位的升降计数器501和复位信号发生电路两部分组成。上述升降计数器501的第1位、第2位的输出分别供给输出引线5f、5g。

而且，在结构上供给上述升降计数器的时钟信号经过输出引线供给第1图的时标控制器26，输出引线5_e直接连接到上述输入接头5d。

而在上述输出引线5_e-5_g上出现的输出信号（输出数据），则经过第1图的控制总线8供给可编程序电压源6，生成5个通道的选择信号。另外设有输出引线5_j，出现在上述输出引线5_e-5_g及5_j上的输出信号经过上述控制总线8供给RAM7，生成8个地址的选择信号。

第4图是说明第3图所示通道选择器工作用的信号波形图。第4图a）表示第1图的电压控制放大器3的输出信号波形，中间的电位是电源电压的二分之一。

第4图b）是第1图上波形整形器4的输出信号波形，即供给第3图的输入接头5d的信号波形。第4图c）是提供给输入接头5c的时钟信号的信号波形。

第4图d）、e）分别表示第3图的D触发器503、504输出电平的变化，而在第3图的EX-OR（“异”）门505的输出引线上出现第4图f）上所表示的信号波形。

尚且，以后逻辑电路的工作说明均采用正逻辑，各输出引线或各信号线路处于高电位时，看作是处于工作状态。而且，高电位的状态用“1”表示，低电位的状态用“0”表示。

第4图g）表示供给第3图的输入接头5a的信号波形。但是，当t₁时刻上述输入接头5d的电平转变为“1”时，AND-OR（AND为逻辑乘，OR为逻辑和）门506的输出信号电平也变成“1”，因此，NAND（“与非”逻辑）门507和NAND门508的各自输入输出引线分别互相交叉耦合连接而构成的触发器509被NAND门510置位，D触发器511的D引线电平和第4图h）所表示的那样变成“1”。

如果在上述D触发器511的D接头的电平变成“1”之后到来时标信号的上升沿，上述D触发器511的输出电平就和第4图i）所表示的那样变成“1”，其结果，上述触发器509重新复位。

从而，当时标信号的下一个前沿到来时，上述D触发器511的输出电平也恢复到“0”，在AND门512的输出端出现如第4图j）所示的信号波形。

当上述AND门512的输出信号变成升降计数器501的时标信号，上述D触发器511的输出电平处于“1”时，由于上述升降计数器501处于递增计数动作的待机状态，在上述AND门512的输出电平转变为“1”之后，上述升降计数器501的计数值立即从〔00〕增加计数变成〔01〕。

而第4图K）、I）分别表示上述升降计数器第1位、第2位的输出电平。

可是，在第4图g）所表示的信号波形图中，上述升降计数器501的计数值变为〔01〕后，其电平立即变成“0”。这是由于，正如后面所述，输出引线5_e～5_g的数据变化引起第1图的可变程序电压源6的输出电压上升，比较器11的输出电平恢复到“0”的缘故。

这样，当t₁时刻，上述输入接头5a的电平转变为“1”时，上述升降计数器501虽然递增计数，但是在t₂时刻输入接头5d的电平转变为“0”后，上述EX-OR门505立即产生复位信号，因此，上述升降计数器501复位为〔00〕。

尚且，在上述说明中假设了输入接头5a的电平发生了变化，而在输入接头5b的电平有了变化时，可以说情况一样。

但是，由于由NOR（“或非”逻辑）门513和NOR门514组成的触发器515供给接受递增输入用的NAND门510和接受递减输入用NAND门516的允许信号，因此，从EX-OR门505产生复位信号到升降计数器501的计数值变成〔10〕以前只接受增加计数输入;当上述升降计数器501的计数值变为〔10〕时，上述触发器515的输出状态反转，从那以后，只接受减少计数的输入。

而且，在第3图的线路中，由于AND-OR门506和AND-OR门518，按供给输入接头5a上的信号进行递增计数动作，按供给输入接头5b上的信号进行递减计数动作;相反，上述输入接头5d的电平处于“0”时，根据供给上述输入接头5a的信号进行递减计数动作，根据供给上述输入接头5b的上的信号进行递增计数动作。

其次，第5图是表示第1图的可变程序电压源6的具体例子的电路线图。输出端6a、6b分别为向第1图的比较器11、12供给输出信号的输出端，Vcc接头是正的供电接头。

而且输入端6e、6f、6g分别为从第3图通道选择器的输出端5e、5f、5g供给通道选择信号的输入端。

那么，在第5图中，3个倒相器和7个AND门均用作为通道译码器。例如，当输入端6f、6g的电平都是“0”时，晶体管601和晶体管602都变为导通状态而和输入端6a的电平无关。

这时，输出端6a的电位比中间电位略为提高，输出端6b的电位达到略比中间电位下降的值。

而且，上述输入端6e及6f的电平均为“1”，上述输入端6g的电平为“0”时，晶体管603和晶体管604变为导通状态，上述输出端6a的电位进一步提高，上述输出端6b的电位值略比中间电位提高。

在第5图的电路中，如果把各开关晶体管的导通电阻看做很小，那么，由电阻605、606、607、608的阻值决定出现于输出端6a上的阶跃电位，由电阻609、610、611、612的阻值决定出现于输出端6b上的阶跃电位。

而且，如第5图所示，通过把组成电阻电路网的各边电阻值在输出端6a一侧和输出端6b一侧设定成一样，例如，当上述输出端6a的输出电位依次跃升时，上述输出端6b的输出跟着其后面变化。

其次，第6图是表示第1图所示RAM7的存储单元配置的一个例子。根据第1图的总线选择器28输出的4位的地址选择信号j、e、g、f（这些分别对应于第3图输出端5j、5e、5g、5f上出现的信号）的状态，访问D区域的701地址到708地址和E区域的711地址到718地址或F区域的721地址到728地址。

尚且，D区域、E区域或F区域的选择由时标控制器26通过控制总线进行，这样，存放马达1速度控制用期望值（也叫基准值）的B区域的710地址、存放累积误差的C区域的720地址以及误差修正时用于运算的G区域的730地址、H区域的731地址、I区域的732地址、J区域的733地址，可由上述时标控制器26直接访问。

那么，马达1达到稳定状态之后的上述时标控制器26，由于如前所述，可作为序列发生器工作，通过把D触发器多级连接的办法，可用硬件简单地实现，通过微型计算机程序之类的软件也能够很容易进行处理，因此，其具体结构例子的说明从略，根据表示上述时标控制器26稳定时的动作流程的第7图流程图和表示第1图系统主要部分信号波形的第8图的信号波形图及第6图的存储变换，概要说明系统的工作。

首先，第8图a）是第1图的电压控制放大器3的输出信号波形图，第8图b）是波形整形器4的输出信号波形图，也是供给第3图所示通道选择器输入端5d的信号波形。

第8图c）、d）、e）分别是出现在第3图通道选择器输出端5j、5f、5g上的信号波形;第8图f）、h）分别是出现在第1图的可编程序电压源6的输出端6a、6b上的信号波形;第8图g）、i）分别是比较器11、12的输出信号波形;第8图j）是出现在第3图通道选择器输出端5i上的信号波形。

尚且，第8图a）、f）、h）信号波形的中间电位为电源电压的二分之一电位，而在第8图f）中用虚线表示的下侧包络线和第8图h）中用虚线表示的上侧包络线都是表示第8图a）所示的信号波形。

至于第8图a）～j）所示信号波形在各个方框中的形成过程虽已做了说明，但在此作为整个系统，对其工作概要再次做说明。

在第8图的t_x时刻，对组成通道选择器的升降计数器501和触发器515供给复位信号，因此，这时上述升降计数器501的计数值变成〔00〕，输出端5j的电平变为“1”。

这时，第1图的可变程序电压源6的输出端6a的电位比中间电位略高，输出端6b的电位略低，但在t₁时刻电压控制放大器3的输出信号的电位变得比上述输出端6a的电位还高时，比较器11的输出电平转 变为“1”，上述升降计数器501增加计数，计数值变为〔01〕。其结果，上述输出端6a、6b的电位阶跃上升，因此，上述比较器11的输出电平回复到“0”。

当t₂时刻上述电压控制放大器3的输出信号的电位重新变得比上述输出端6a的电位还要高时，上述比较器11的输出电平再次变为“1”，其结果，上述升降计数器501的计数值变为〔10〕，比上述输出端6a、6b的电位还要提高。但是，正如已经说明，以后由于第3图的触发器515，禁止接受增加计数一侧的输入，这回减少计数一侧的输入变为待机状态。

如果在这种状态下上述电压控制放大器3的输出信号的峰值点已过去，在t₃时刻，其电位变成比上述输出端6b的电位还低，这次，比较器12的输出电平变成“1”，上述升降计数器501就减少计数，其计数值变成〔01〕，因此，上述输出端6a、6b的电位阶跃下降。

在t₄时刻，也进行同样的动作，上述升降计数器501就减少计数，因而上述输出端6a、6b的电位下降。但是，在t₄时刻上述通道选择器5的输入端5d的电平变成“0”时，在这以前，曾经是升降计数器501的下降计数输入的上述比较器12的输出信号，变成上升计数输入，直到t₆时刻以前，每当上述电压控制放大器3的输出信号的电位降到比上述输出端6b的电位还低时，上述升降计数器501就上升计数，上述输出端6a、6b的电位重新阶跃下降。

在t₇时刻，当上述电压控制放大器3的输出信号电位达到比上述输出端6a的电位还高时，这回，上述升降计数器501下降计数，因此，上述输出端6a、6b的电位阶跃上升。

这样，上述比较器11及12陆续产生输出信号，因此，在上述通道控制器5的输出端5i上出现第8图j）所示的脉冲串。

可是，第8图j）的脉冲串的脉冲间隔可通过适当选择决定第5图所示可编程序电压源输出电压的605～612电阻的阻值来保持一定。

例如，假定第1图的测速发电机2的输出信号为正弦波，那么，由于在实施例子中，在结构上，上述输出信号的一个周期进行8等分，因此上述可编程序电压源6只要产生2类准确的输出电压便可。假设这些电压为V₁、V₂，则相互之间的关系可用下式给出。

V_n＝V_p·Sin（n·π/4-θ）+V_c/2

（1）

其中n＝1.2

在（1）式中，V_c为电源电压，V_p为受振幅控制器9所控制振幅的二分之一电压，θ值在实施的例子中被设定为π/8。

因此，考虑到系统的规模，如果把上述可编程序电压源6的输出电压的跃变精度提高到12位数字模拟转换器一样是没有困难的，那么可把第8图j）所示脉冲串的间隔和基准值进行比较，直接得到误差输出。

顺便而言，假设上述可变程序电压源6的输出电压相对误差为相当于12位数字模拟转换器的二分之一LSB的0.013%，则第8图j）的信号波形的规格化脉冲间隔偏差变成最大的是第8图的时刻t₂到时刻t₃的区间，其值可通过把n＝2代入（1）式，把△Vn达到1.3×10^-4的微小角度差除以π/4，再变成2倍的办法得到，大约为0.08%，这对通常的用途来说，可以确保足够的检测精度。

然而，在第1图所示本发明的实施例中，即使可编程序电压源6的输出电压相对误差更大（例如，大约1%），也能确保足够的检测精度，而且是把时时刻刻变化的信息很快地反映到输出上的结构。下面说明这种情况。

第8图j）所示通道选择器5的输出信号作为触发信号供给时标控制器26，但上述时标控制器26在触发信号进入工作状态时，进行第7图所示的动作。

即：在第8图的t₁时刻，触发信号的电平变成“1”，但这时第7图的分支201（在第7图中，触发信号用TG符号表示）中的判断结果变成“是”，在处理框202中把这个时候计数器15的计数值TC传送到暂存寄存器17（在图7中以TEMP符号表示），接着在处理框203中，从存放于RAM7的D区域的〔D〕值减去上述暂存寄存器17内的值，将结果放入附属于ALU19上的累加器（第7图中用ACC符号表示）内。

而且，这时由通道选择器5进行上述RAM7的地址选择，作为D区域被选择的是第6图的701地址。

其次，在处理框204中从累加器的值减去上述RAM7的B区域的基准值〔B〕，在处理框205中再从这一结果减去上述RAM7的C区域的值〔C〕，将结果留在累加器。

接着，在处理框206中，把留在累加器中的值传送给闩锁22（在第7图的流程图中用OL表示），又在处理框207中把同样的值传送给上述RAM7的E区域711地址（在第7图的流程图中，用〔E〕表示）。

而且，在处理框208中，把上述RAM7的C区域的值〔C〕和上述RAM7的E区域711地址的值（留在累加器中的值）进行加法运算，在处理框209中从处理框208中的加法运算结果减去上述RAM7的E区域711地址的下一个地址712地址的值（在第7图的流程图中，表示为〔E〕up，再在处理框210中把减法运算结果存放于上述RAM7的C区域。

而又在处理框211中，把存放在上述暂存寄存器17内的值传送给上述RAM7的D区域的701地址，结束一连串的处理。

在第8图的t₂时刻，当送给时标控制器26的触发信号电平变成“1”时，上述RAM7的地址在增量之后也进行完全相同的处理，以后，每当上述触发信号的电平变成1，就重复进行第7图所示的处理。

那么，在第7图的处理框211中，由于这个时候计数器15的计数值存放在RAM7的D区域，在处理框202和处理框203中的处理实际上变成从上一次的计数值减去当前的计数值，求出时间差数据。

例如，假如把第8图的t₁₂时刻当作现在时刻来考虑时，在上述RAM7的D区域的702地址中存有t₂时刻上述计数器15的计数值。假设这个值为D₂，t₁₂时刻的计数值为D₁₂，则在处理框203中的运算等于执行〔D₂-D₁₂〕。

不过，上述计数器假定为递减计数器。而且，如果D₁₂＞D₂，则在处理框203中的运算为〔D₂-D₁₂-1〕。

又在处理框204中，减去存放在上述RAM7的B区域内的基准值（是速度控制用的期望值，虽然在第1图中没有表示出来，但在其他只读存储器等内备有几种数据，适当地传送给RAM），由此得到t₂时刻到t₁₂时刻的平均误差数据。

另一方面，在上述RAM7的C区域内存有t₂时刻到t₁₁时刻的速度误差检测值的累积值（在和马达1的起动等时候一样，检测到极大的速度误差时，规定把零作为累积值存进去），在处理框205中，从t₂时刻到t₁₂时刻的平均误差数据执行存放于上述RAM7C区域内累积值的减法运算的办法，求得基于t₁₁时刻到t₁₂时刻的区间内所产生速度变化的误差数据E₁₂。

这一误差数据E₁₂在处理框206中被送到闩锁22，在数字模拟转换器24中变换为模拟电压或电流后供给功率放大器25。

据此，上述功率放大器25把依赖于上述数字模拟转换器24输出的驱动电力供给马达1到下一个校验点（现在的例子中是t₁₃时刻的处理时刻）。

从到此为止的说明可以明显看出，由可编程序电压源，比较器11，12，计数器15，ALU19构成产生与对期望值的偏移相应误差输出的鉴别手段。

另一方面，在处理框207中把上述误差数据E₁₂存到上述RAM7的E区域712地址的基础上，在处理框208中把上述误差数据E₁₂加到存放于上述RAM7的C区域内的累积值。

进而在处理框209中，在从处理框208中的加法运算结果减去存放于上述E区域的713地址内的误差数据（存有t₂时刻到t₃时刻区间的误差数据）的基础上，在处理框210中把计算结果存放于上述C区域。

因此，这时在上述C区域内相当于存放了t₃时刻到t₁₂时刻的误差数据累积值，以备用于在t₁₃时刻的检验点上t₁₂时刻到t₁₃时刻区间速度误差的检测。

而且，在处理框211中把存放于暂存寄存器17内的计数值D₁₂传送给上述RAM7的D区域702地址，这是为在t₂₂时刻校验点中的处理而做的准备。

这样，假如在第8图的t₁₁时刻到t₁₂时刻之间发生某种速度变化，其结果不仅反映在t₁₂时刻送往闩锁22的误差输出，而且作为履历留在RAM7的C区域，反映在t₁₁时刻之前所有校验点上的误差输出。

例如，假定马达1在标准旋转速度时的测速发电机2的输出频率为48Hz，计数器15的位数为16，其时钟频率为1MHz，则存储在RAMB区域中的期望值B₀为20833（10⁶/48＝20833）但假设直到t₁₁时刻在第7图的处理框204中的运算结果几乎一直没有变动，因此，在t₁₁时刻到t₁₂时刻之间旋转速度初次出现10%的降低，则其结果作为误差检测数据立即出现在t₁₂时刻的校验点上，其值如下：

E₁₂＝20833·（7+1·1）/8-20833

＝260

根据上述误差数据E₁₂马达1加速，但其结果，如果在t₁₂时刻与t₁₃时刻之间上述马达1的旋转速度恢复标准值（实际上由于上述马达1的机械时间常数大，旋转速度不可能瞬时间恢复原来的值，但是为便于理解说明而这样假定。），那么在t₁₃时刻校验点上，第7图的处理框204上的运算结果仍然是260。

然而在存放于RAM7的C区域的t₃时刻到t₁₂时刻的速度误差累积值中，保留着t₁₁时刻到t₁₂时刻误差数据的履历，因此通过执行第7图处理框205中的运算（运算结果变成零），可以得到准确反映t₁₂时刻 到t₁₃时刻区间内上述马达1旋转速度的变化的误差数据。

在t₁₃时刻以后的校验中，虽然在处理框204的运算结果内出现t₁₁时刻到t₁₃时的区间中上述马达1旋转速度降低的影响，但由于执行处理框205中的运算，这些影响均被抵消。

以上说明是上述马达1的旋转速度预先处于标准值，只是在特定区间发生速度变化的情况。但是，由于在RAM7的C区域中存放着各区间中误差数据的累积值，因此在各区间接连发生速度变化的情况下，也毫无延迟地得到准确的误差输出。

即：在任意时刻t_n，从t_n-1时刻开始的误差检测值E_n如下：

E_n＝D_n-8-D_n-B_o- $\underset{\mathrm{k\; =\; n\; -\; 7}}{\overset{\mathrm{n\; -\; 1}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{·E\; k}$ （3）

在第1图及第6图所示的本发明的实施例子中，（3）式的D_n-8存放在RAM7的D区域，Dn存放在暂存寄存器17内，B_o存放在上述RAM7的B区域内，（3）式的最后一项作为累积值存放在上述RAM7的C区域内。

那么，在第1图所示的实施例子中，尽管测定测速发电机2的输出信号1周期区间的时刻差，正如第8图j）所示，可以进行与上述测速发电机2输出信号的重复周期恰好缩短到原信号的八分之一一样的误差输出，但是，即使可编程序电压源6的输出电压的精度稍低，也不产生很大的不便。

例如，假定测速发电机2的输出信号为正弦波，第8图的自t₁₁时刻到t₁₂时刻期间上述可编程序电压源6的上侧输出端6a的电压对从中间电位的最大值，比由（1）式给出的理想值低1%，则t₁₁时刻到t₁₂时刻的间隔变窄约3%。

然而，假设考虑自t₁₁时刻直到t₁₈时刻的1周期区间的情况，如果特定区间的间隔变窄，则其他区间的间隔必然扩大，在当前的例子中t₁₂时刻到t₁₃时刻的间隔约扩大3%。

因此，即使从时刻t₁₁到时刻t₁₂的区间变窄了，只要在这个区间中没有马达1的速度变化，在第7图的处理框202～205中得到的误差检测值也变成零，马达1的速度变化准确地反映在输出上。

这样，如果在第6图所示RAM7的711地址到718地址中正确地保留着过去的履历，那么，从（3）式也很明显，和实质上提高测速发电机2输出信号的频率一样，可以进行高分辨率的控制，但为此，从上述马达1起动到向高分辨率控制切换之前，需要向上述RAM的E区域和C区域写入履历，这时需要充分反映出分割成8份的各区间的分割精度。

例如，假设第8图的时刻t₃到时刻t₁₁的区间（以下简称第1区间）时刻t₁₁到时刻t₁₂的区间（以下简称第2区间）、时刻t₁₂到时刻t₁₃的区间（以下简称第3区间）、时刻t₁₃到时刻t₁₄的区间（以下简称第4区间）、时刻t₁₄到时刻t₁₅的区间（以下简称第5区间）、时刻t₁₅到时刻t₁₆的区间（以下简称第6区间）、时刻t₁₆到时刻t₁₇的区间（以下简称第7区间）、时刻t₁₇到时刻t₁₈的区间（以下简称第8区间）的分割误差分别为σ₁、σ₂、σ₃、σ₄、σ₅、σ₆、σ₇、σ₈，假定检测定时不存在分割误差，本来应检测到的时间间隔为T_n，对期望值的偏移为E_n，则如果在马达1起动到向高分辨率控制切换之间测定各区间的时间间隔，在RAM7的E区域的711地址到718地址内留下的误差∑_n（n＝1，2，……8）变成如下：

∑_n＝E_n+T_n·σ_n

起因于这一分割误差的σ_n因子，即使从切换到高分辨率控制之后，也不能完全消除。因此，其值较之所需控制精度为大时，不可能指望高分辨率的控制。

为了消除这一点，可以考虑把σ_n值本身变小，或者利用学习功能把σ_n的大小掌握住，事先在上述RAM7中作为固定补偿值准备好，然后过渡到高分辨率控制等方法。但是，把σ_n本身减小的方法，正如已经说明的，由于要求模拟电路高精度化，并不是所希望的，可以指望有效果的是后一种方法。下面就说这一例子。

首先，上述马达1的转子处于停止或以非常缓慢的速度旋转的状态，可以通过譬如监视第8图b）的信号重复周期的办法判别。如果旋转速度在规定的极限值以下，就把判别标志置位，同时在第6图RAM的E区域711地址718地址和C区域720地址内放入零，而向闩锁22送出正方向的最大误差数据。

由此，上述马达1被全加速，因此旋转速度逐渐提高而超过上述极限值，但这时把上述判别标志复位，以后就象在时标控制器26和在ALU19中说明的那样，进行一连串的动作。

第9图是表示这时上述时标控制器26和上述ALU19动作概要的流程图。在分支901中判断波形整形器 4的输出信号的后沿是否到来，即判别是不是第8图的t_y时刻，如果是“是”就转移到处理框902，是“否”，就返回分支901。

而且若在分支901中的判断，不仅在波形整形器4输出信号的后沿，在前沿也进行，那么这时的判断结果为“否”时，下一次判断应在第8图的t_y时刻进行，因此可以进行更加详细的检测。

接着，在条件分支902、903中一直等待到t₈时刻的到来。当t₈时刻到来时，在处理框904中把计数器15的计数值TC存放到RAM7的D区域706地址，在分支905中等待t₇时刻的到来。

在处理框906中，向暂存寄存器17传送t₇时刻计数器15的计数值TC，同时，从由通道选择器5指定的RAM7的D区域地址的前一地址中存放的值（在第9图中表示为〔D〕dn）减去暂存寄存器17的值，又在分支907中判断留在ALU19的累加器上的减法运算结果是否大于预先准备的基准值Bp，如果是“是”，就转移到分支908，但如果是“否”，就返回到分支901。

即：分支901到分支907的处理在测定第8图的时刻t₆到时刻t₇的时间间隔，当其值超过预先准备的基准值时，看作是第8图d）的信号波形的振幅达到了所定的值而转移到下一个处理，但其测定值比Bp小时，重新重复同样的处理。

而且，假定这时电压控制放大器3的放大增益不受控制，保持固定值。

那么，在分支908中一直等到（如果测定了t₁₂时刻到t₁₃时刻的时间间隔之后转移到分支909，则在分支909中就等于等待t₁₄时刻的到来。）t₃时刻的到来，接着在处理框909中把计数器15的计数值存放在RAM7的D区域。

在分支910中等待t_v时刻的到来，当t_v时刻到来时，在处理框911中把这时计数器15的计数值TC存放于RAM7的G区域730地址。

再在分支912中等待下一个触发信号的到来，当触发信号到来时，在处理框913中把计数器15的计数值传送给暂存寄存器17，从存放在由通道选择器5所指定RAM7D区域地址的前一地址内的值减去暂存寄存器17的值，在这基础上把这个结果存放在E区域，再把暂存寄存器17的值传送给D区域。

而且，在分支914中判断t₁₈时刻是否到来（通过监视由通道选择器5访问的RAM地址，可识别特定时刻的到来。）如果是“是”，就转移到分支915，但如果是“否”，就返回分支912，重复同样的处理。

其结果，在RAM7的D区域701到708地址内分别存放t₁₁、t₁₂、t₁₃、t₁₄、t₁₅、t₁₆、t₁₇、t₁₈时刻计数器15的计数值，而在E区域的711地址到718地址内分别存放着依赖于第1区间、第2区间、第3区间、第4区间、第5区间、第6区间、第7区间、第8区间的数据。

在分支915中一直等到t_w时刻的到来。当t_w时刻到来时，在处理框916中把这一时刻计数器15的计数值TC传送给暂存寄存器17，从存放在RAM7的G区域730地址内的t_v时刻的计数值减去暂存寄存器17的值，把这结果再存放在RAM7的730地址，再把累加器的值除以8之后存放在RAM7的J区域733地址内。

从而，在RAM7的733地址内就等于存放了表示t_v时刻到t_w时刻的马达1的平均速度，即在第5区间内上述马达1速度的数据。

在分支917中一直等待t₂₁时刻的到来，接着在处理框918中向暂存寄存器传送t₂₁时刻计数器15的计数值TC。

然后，在处理框919中，把RAM7的E区域711地址的数据传送给H区域的731地址，把暂存寄存器17的值传送给D区域的701地址，同时，从存放在D区域708地址内的值减去暂存寄存器17的值，其结果存放在E区域的711地址内。

再从存放在H区域的值减去存放在E区域711地址上的值，再除以固定值20，把结果存放在I区域的732地址内。

接着，在处理框920中，向控制总线27（图中用简略符号MBUS表示）送出控制数据（MSB的“1”成为总线选择器28的切换指令，低位4位对应于来自控制总线8的数据）〔11001〕，设定成为能够选择RAM7的715地址或725地址，然后从存放在RAM7的E区域715地址内的值减去存放在J区域的值，接着乘以存放在B区域内的值，把乘法运算结果除以存放在G区域的值，把这一值存放在C区域，再乘以2.5后存放在F区域的725地址内。同时，从存放在G区域内的值减去存放在B区域内的值，把这一结果除以8，再从除法运算结果减去存放在725地址内的值后存入715地址，向控制总线送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择送回通道选择器5，把累加器的值存放在E区域的711地址。

在处理框921中，首先向控制总线27送出控制数据〔11010〕使它能选择RAM7的716地址或726地址，然 后从存放在J区域中的值减去存放在I区域的值，将结果存放在H区域。

而且，把存放在I区域内的值乘以固定值4.5，其结果加上存放在E区域716地址内的值，接着减去存放在J区域内的值，然后乘以存放在B区域内的值，把乘法运算结果除以存放在H区域内的值，把这个值除以8后保存在H区域，在存放在C区域内的值上加上这一值后重新存放在C区域，把保存在H区域内的值变成6.5倍存放在F区域的726地址的同时，从存放在G区域内的值减去存放在B区域内的值，在这基础上减去存放在I区域内的值，把这一结果除以8再减去存放在726地址内的值之后，存放在E区域的716地址内，向控制总线27送出控制数据〔00000〕后，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，向累加器的值加上存放在E区域711地址内的值，把加法运算结果再存放于711地址。

在处理框922中，首先向控制总线27送出控制数据〔10100〕使它选择RAM7的714地址或724地址，然后在存放于J区域的值加上存放于I区域的值，把结果存放在H区域内。

并且，从存放在E区域的714地址内的值减去存放在I区域内的值乘以固定值3的值，接着减去存放在J区域内的值，乘以存放在B区域的值，把乘法运算的结果除以存放在H区域内的值，再除以8后保存在H区域，把这个值加在存放于C区域内的值再存放在C区域，把保存在H区域内的值乘以0.8存放在F区域的724地址的同时，从存放在G区域内的值减去存放在B区域内的值，又加上存放于I区域的值，其结果除以8，再从除法运算结果减去724地址内的值，然后存放在E区域的714地址，向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，在累加器值上把存放在E区域711地址内的值加上，把加法运算结果再存放在711地址内。

在处理框923中，向控制总线27送出控制数据〔10001〕，把它设定成选择RAM7的717地址或727地址，然后从存放在J区域内的值减去把存放在I区域内的值加倍后的值，把结果存放在H区域。

而且，从存放在E区域717地址内的值减去存放在I区域的值乘以固定值6后的值，接着减去存放在J区域内的值，然后乘以存放在B区域内的值，把乘法运算结果除以存放在H区域内的值，再除以8后保存在H区域，把这个值加在存放在C区域内的值再存放在C区域，把保存在H区域内的值变成3倍后存放在F区域的727地址，同时，从存放在G区域内的值减去存放在B区域内的值，后又两次减去存放在I区域内的值，把这一结果除以8，再从除法运算结果减去存放在727地址内的值，然后存放在E区域的717地址，向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，在累加器的值上加上存放于E区域711地址内的值，把加法运算结果再存放在711地址内。

在处理框924中，向控制总线27送出控制数据〔10101〕，设定成选择RAM7的713地址或723地址，然后把存放在I区域的值加倍后加在存放于J区域的值，结果存放在H区域。

并且，把存放于I区域的值乘以固定值6，其结果加上存放于E区域713地址内的值，接着减去存放在J区域内的值，乘以存放在B区域的值，把乘法运算结果除以存放在H区域内的值，再除以8后保存在H区域，把这一值加在存放于C区域内的值后再存放在C区域，把保存在H区域的值变成3倍后存放在F区域的723地址内，同时，从存放在G区域内的值减去存放在B区域内的值，又把存放在I区域内的值加两次，其结果除以8后，再以除法运算结果减去存放在723地址内的值，把它存放在E区域的713地址内，向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送通道选择器5，把存放在E区域711地址内的值加在累加器的值上，再把加法运算结果存放于711地址内。

在处理框925中，向控制总线27送出控制数据〔10000〕，设定成选择RAM7的718地址或728地址，然后从存放在J区域内的值减去把存放在I区域内的值乘以3的值，把结果存放在H区域内。

而且，把存放在I区域内的值乘以9，其结果加上存放在E区域的718地址内的值，接着减去存放在J区域内的值，然后乘以存放在B区域内的值，把乘法运算结果除以存放在H区域的值，再除以8后保存在H区域，把这一值加在存放于C区域内的值后再存放在C区域，把保存在H区域内的值乘以0.8后存放在F区域的728地址内。同时，从存放在G区域的值执行对存放在B区域内值的减法运算，又把存放在I区域内的值减3次，其结果除以8，再从除法运算结果减去存放在728地址内的值，然后把它存放在E区域的718地址内，并向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，把存放在E区域711地 址内的值加在累加器的值上，再把加法运算结果存放在711地址内。

在处理框926中设定成，向控制总线27送出控制数据〔11110〕使之选择RAM7的712地址或722地址，然后把存放在I区域内的乘以3后加在存放在J区域的值上，结果存放在H区域内。

而且，从存放在E区域712地址内的值减去存放在I区域的值乘以固定值135的值，而后减去存放在J区域的值，乘以存放在B区域的值，把乘法运算结果除以存放在H区域的值，再除以8后保存在H区域，把这一值加在存放在C区域中的值后再存放在C区域，并把保存在H区域的值乘以6.5后存放在F区域的722地址内，同时从存放在G区域内的值减去存放在B区域内的值后，把存放在I区域中的值加3次，其结果除以8，再从除法运算结果减去存放在722地址中的值，向控制总线27送出控制数据〔00000〕后把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，把存放在E区域711地址内的值加在累加器的值，再把加法运算结果存放在711地址内。

又在处理框927中，把存放在RAM7的C区域内值的符号反转后，乘以固定值2.5存放在721地址，把存放在E区域711地址中的值传送给C区域，从存放在G区域中的值减去存放在B区域中的值，又减去把存放在I区域的值乘以4后的值，其结果除以8，减去存放在721地址内的值后传送给闩锁22，并且存放在E区域的711地址内。

这时，转移到高分辨率控制用的第1阶段学习动作结束。下面说明处理框918到处理框927的一连串处理的含义。

首先，作为从分支907向处理框908转移的前提条件，判断第3区间的第7区间的时间间隔是否接近规定值，是由于在马达1加速期间检测出分割误差进行修正时，时时刻刻发生变化的旋转速度引起第8图a）的信号波形振幅本身也发生变化，而且对应于振幅变化的各区间时间间隔的变化也各不相同，因此，实际上通过电压控制放大器3进行振幅控制，尽可能在接近于这样的状态下进行学习动作更能提高修正精度。

第10图是在马达1的旋转速度从第8图的t₈时刻的位置起动，按等加速度增加时，分别按第1区间、第2区间、第3区间、第4区间的速度变化，把时间间隔的倒数变化率的增减按每个区间的速度变化量为横轴求出的情况，其计算按下式进行：

V_n＝N·V_p·Sin（2·π·α·N·t+π/8） （5）

其中，N＝1+k·t    （6）

而在（5）式中，t表示时刻，α是决定测速发电机2的输出信号频率的系数，（6）式中的K是马达1的速度增长率，即决定第10图的横轴大小的系数，其他系数按（1）式进行。

另外，在第3区间，1/△N·△T的值变为负数（是因为振幅增大的影响极大），但在第10图中画在同一象限内。

从第10图中可以了解到，各个区间的变化率虽然大不相同，但如果考虑到马达1的旋转速度在测速发电机2的输出信号的八分之一周期内变化百分之几十是不大可能的情况，那么，只要是同一区间，在实用范围内速度增长率变化不大。

顺便提一下，在第9图所示的流程图中，利用这种性质进一步提高修正精度。

即，在处理框920中的处理所求的是由下式所表达的第5区间的分割误差补偿量O₅，和在第5区间中周期换算的速度误差E₅。

O₅＝2.5·（X₅-D_Z/8）·B_o/D_Z（7）

E₅＝（D_z-B_o）/8-O₅（8）

但是，X₅是在从t₁₄时刻到t₁₅时刻测定的第5区间的时间间隔值，D_z、B_o分别是存储在RAM7的G区域内的平均速度信息和存储在RAM7B区域内的期望值，D₂/8存放在RAM7的J区域内。

那么，在（7）式中，D_z/8是在第5区间内不存在分割误差时本应测出的值，从实测值减去这一值可求出（4）式的右边第2项，但是由于这一值是相应于测定时旋转速度的区间划分，所以，如果旋转速度发生变化，对应于区间误差的值也发生变化。因此，马达1的旋转速度在设定值附近时的分割误差分量，可通过在测定时的区间分割误差值乘以周期换算的旋转速度的期望与表示测定时的旋转速度的D_z之比来求得。

而在（7）式的开头乘以2.5是用以修正过渡到高分辨率控制后的各区间时间间隔的变化率，变化率的计算按下式进行。

V_n＝N·V_p·Sin（2·π·α·N·t+n·π/8） （9）

其中，n＝1，2，3，4

第11图是在与第10图相同的领域表示的，从第1～第4各区间起动时在各区间内的变化率。在实用范 围内，第1区间，第2区间，第3区间，第4区间的变化率值分别为2.5，6.5，3.0，0.8。而在第5～第8区间中，变化率与第1～第4区间的值相同。

第12图a表示马达1的旋转速度低于设定速度时的测定区间的值与补偿量和误差的关系。假设测定值为M，设定值为Z（Z＜M），补偿量为0，计算出的误差为E_c，原先的误差为E_d，则计算误差E_c与原来的误差E_d可由下式表示。

E_c＝M-Z-O （10）

E_d＝M-Z-O·M/Z （11）

即，计算误差E_c比原来误差E_d要大（1-M/Z）·0，输出误差数据，使马达1的旋转速度高于原来的误差Ed。因而，马达1的旋转速度可最快地接近设定速度。另外，由于在计算中不采用乘法和除法运算，不仅计算动作执行起来快，而且结构也变得简单。

第12图b）和a）一样，表示马达1的旋转速度比设定速度快（Z＞M）时的测定区间的值与补偿量和误差的关系。计算误差E_c与原来误差E_d由（10）、（11）式表示。

即，计算误差E_c比原来误差E_d只小（1-M/Z）·O，要输出误差数据，使马达1的旋转速度低于原来的误差E_d。因此，马达的旋转速度可更快地接近设定速度。

其次，处理框921中的处理所求的是由下式表示的第6区间的分割误差补偿量O₆，和第6区间内的周期换算的速度误差E₆。

O₆＝6.5·（X₆+4.5·A-D_z/8）×B_o/｛8·（D_Z/8-A）｝ （12）

E₆＝D_Z/8-A-B_o/8-O₆（13）

而在（12）、（13）式中，设A为存放在RAM7的I区域内的值，把t₃时刻到t₁₁时刻期间的第1区间时间间隔为X₁，把t₁₈时刻到t₂₁时刻的第1区间的时间间隔为X₁₁，则A值由下式表示。

A＝（X₁-X₁₁）/8·2.5 （14）

即，A表示每个区间的速度变化量，（14）式中的分母2.5是从第10图求出的第1区间的变化率。

（12）式中，第2项是马达1测定时的旋转速度和从各个区间的速度变化量A求得的分割误差值。这个值乘以旋转速度的期望值B_o与表示测定时的旋转速度的｛8·（D_z/8-A）｝的比率，求出马达1的旋转速度处于设定值附近时区间6的分割误差分量。

并且，（12）式的固定值6.5和4.5分别是从第11图和第10图求出的第6区间的变化率。

另一方面，处理框922中的处理所求的是由下式表示的第4区间的分割误差补偿量O₄，和在第4区间的周期换算的速度误差E₄。

O₄＝0.8·（X₄-3·A-D_z/8）×B_o/｛8·（D_z/8+A）｝ （15）

E₄＝D_z/8+A-B_o/8-O₄（16）

在（15）式中也和（12）式一样，求出马达1的旋转速度处于设定值附近时的区间4的分割误差分量。

而（15）式的固定值0、8和3分别是从第11图和第10图求出的第4区间的变化率。

还有，在处理框923中的处理是在求由下式表示的第7区间的分割误差补偿量O₇，和在第7区间的周期换算的速度误差E₇。

O₇＝3·（X₇-3.2·A-D_z/8）×B_o/｛8·（D_z/8-2.A）｝ （17）

E₇＝D_z/8-2·A-B_o/8-O₇（18）

在（17）式中，尽管在第7区间内的旋转速度比在第5区间的高，但实行X₇-3.2·A是由于正如前面所说的，第7区间和第3区间内变化率的极性和其他区间相反的缘故。

同样，在处理框924中求出由下式表示的第3区间的分割误差补偿量O₃，和第3区间内的周期换算的速度误差E₃。

O₃＝3.（X₃+3.2·A-D_z/8）×B_o/｛8·（D_z/8+2·A）｝ （19）

E₃＝D_z/8+2·A-B_o/8-O₈（20）

另外，在处理框925中求的是由下式所表示的第8区间的分割误差补偿量O₃，和在第8区间周期换算的速度误差E₃。

O₃＝0.8·（X₃+3.3·A-D_z/8）×B_o/｛8·（D_Z/8-3·A）｝ （21）

E₃＝D_z/8-3·A-B_o/8-O₈（22）

处理框926中求的是由下式所表示的第2区间的分割误差补偿量O₂，和第2区间内周期换算的速度误差E₂。

O₂＝6.5·（X₂-4.5·3·A-D_Z/8）×

B_o/｛8·（D_z/8+3·A）｝ （23）

E₂＝D_z/8+3·A-B_o/8-O₂（24）

而又在处理框927中求的是由下式所表示的第1区间的分割补偿量O₁，和第1区间内周期换算的速度误差E₁。

O₁＝-（O₂/6.5+O₃/3+O₄/0.8+O₅/2.5

+O₆/65+O₇/3+O₈/0.8） （25）

E₁＝D_z/8-4·A-B_o/8-O₁（26）

（25）式的右边是把存放在RAM7的C区域内的从第2区间到第8区间的标准化分割误差分量的总和反转符号的情况，其计算按下式进行。

在（17）、（19）、（21）、（22）、（23）式中，也和（12）式一样的方法得到马达1的旋转速度在设定值附近的分割误差分量。

而在（8）、（13）、（16）、（18）、（20）、（22）、（24）、（26）式中，从这个时刻的误差减去第5、第6、第4、第7、第3、第8、第2、第1区间的补偿量O₅、O₆、O₄、O₇、O₃、O₈、O₂、O₁，但这个操作在转到高分辨率控制之前的时间内只要进行一次，此后因为在RAM7的E区域711地址到718地址内总是保留着O₁～O₈的补偿量，因此，以后转入第7图的流程图所示的控制动作就可以了。

尚且，尽管如此，在RAM7的F区域内保留各个区间的补偿量，这一方面是为了在进一步提高修正精度时以备重新学习用，同时也是为了在马达1的旋转速度变更或暂停后重新起动时，不必完成第9图所示的全部动作也能够通过访问F区域的补偿量迅速转入高分辨率控制。

另外，在第9图的处理框919～927中，如实地执行（7）～（26）式所示的详细的修正，但是到目前为止的修正是否必需，应根据系统的规模和状况来判断。例如，如果事先利用第8图b）的信号，在控制马达1的旋转速度达到一定的情况下进行修正，则在（12）式中不必进行乘以B_o/｛8·（D_z/8-A）｝的运算，在ALU19中只要有加法器的功能和移位的功能便可以（顺便说一下，象第9图所示程度的固定值乘法运算，可通过加法运算和移位容易实现。例如，要想变成2.5倍，只要把原值右移的和左移的值加起来即可。），因此其结构变得很简单。

如上所述，按着本实施例子，在过渡到高分辨率控制之前的时间内，时标控制器26让RAM7和ALU19计算出，测速发电机2的输出信号在一个周期内通过通道选择器5输出的比较器11、12的比较器输出信号产生时刻偏离测速发电机2所产生的交流信号波形等分割的标准时刻的值，通过把这一计算结果作为补偿值加在存有上述RAM7的速度误差履历的E区域，能够达到更高精度的控制。

下面参照着图表说明本发明的第2种实施例子。

第2种实施例子的电路结构（硬件）与第一种实施例子相同，不同的只是误差的修正方法，因此，对电路结构的说明从略。

而且，由于误差修正流程图的开头部分与第一种实施例子的第9图a）的流程图相同，省去说明。因此，第13图的流程图从第9图a）的处理框909开始继续接。

在分支1310中，一直等待下一个触发信号到来。当触发信号到来时，在处理框1311中，把计数器15的计数值TC传送给暂存寄存器17，从由通道选择器5指定的RAM7D区域地址的前一地址内的值减去暂存寄存器17的值后，其结果存放在E区域，再把暂存寄存器17的值传送给D区域。

而且，在分支框1312中，判断t₁₈是否到来（通过监视由通道选择器5访问的RAM地址，可以识别特定时刻的到来），如果“是”就转移到分支1313;“否”，就返回到分支1310，重复同样的处理。

其结果，在RAM7D区域的701地址到708地址内分别存放t₁₁、t₁₂、t₁₃、t₁₄、t₁₅、t₁₆、t₁₇、t₁₈时刻计数器15的计数值，在E区域的711地址到718地址内分别存放取决于第1区间、第2区间、第3区间、第4区间、第5区间、第6区间、第7区间、第8区间的时间间隔的数据。

在分支1313中，等到t₂₁时刻的到来，接着在处理框1314中把t₂₁时刻计数器15的计数值TC传送给暂存寄存器17。

再从存放在RAM7的D区域711地址中的t₁₁时刻的计数值减去暂存寄存器17的值，将其结果存入RAM7的G区域730地址。再把RAM7的710地址内的数据传送到累加器除以8之后的数据重新存入RAM7的710地址内。

然后，在处理框1315中，在把RAM7的E区域711地址内的数据传送给H区域731地址的同时，也传送给J区域的733地址之后，把暂存寄存器17的值传送给D区域的701地址，从存放在D区域708地址内的值减去暂存寄存器17的值，将其结果存放在E区域的711地址内。再从H区域的值减去E区域711地址的值后除以固定值16，将其结果存放在I区域的732地址内。

接着，在处理框1316中，向控制总线27（在图中简便符号MBUS表示）送出控制数据〔11110〕（MSB的“1”）成为总线选择器28的切换指令，低位4位对应于来自控制总线8的数据），把它设定成选择RAM7的712地址或722地址，然后从存放在RAM7的J区域733地址内的值减去RAM7的I区域732地址内的值，重新存入RAM7的J区域733地址。接着，把RAM7的I区域732地址内的 值变成5倍之后从存放在RAM7的H区域731地址内的值中减掉，再减去RAM7的E区域712地址的值，其结果除以5，乘以RAM7的B区域710地址的值，将其乘法运算结果除以RAM7的J区域733地址内的值，把它存放在F区域的725地址的同时，存放在RAM7的C区域720地址，接着从RAM7的E区域712地址的值减去B区域710地址的值和F区域722地址的值，把它存入E区域712地址后，向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，把累加器的值存入E区域的711地址。

在处理框1317中，首先向控制总线27送出控制数据〔10101〕，使之选择RAM7的713地址或723地址，然后从存放在J区域的值减去存放在I区域的值，将结果存入J区域。

而且，把存入I区域的值乘以固定值16，从存放在H区域731地址内的值减去其结果，再减去E区域713地址的值，然后除以16，乘以存放在B区域的值，把乘的结果除以存放在J区域的值，把这一值存入F区域，把这一值加在存放在C区域的值上后重新存入C区域，从E区域713地址的值减去B区域的值，再减去F区域723地址的值后存入E区域的713地址。然后向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，对累加器的值加上存放在E区域711地址内的值，把加法运算结果再存入711地址。

在处理框1318中，首先把控制数据〔10100〕送给控制总线27，把它设定成能够选择RAM7的714或724地址，然后从存放在J区域的值减去存放在I区域的值，将结果再存入J区域。

而且，存放在I区域内的值乘以固定值6.5，从存放在H区域731地址的值减去这一结果，再减去E区域714地址的值，接着，除以固定值6.5，乘以存放在B区域的值，把乘的结果除以存放在J区域的值，其结果存入F区域的724地址，把这一值加在存入C区域内的值上后再存入C区域，从E区域714地址上的值减去B区域的值，再减去存放在F区域的值后存入E区域的714地址。然后向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，在累加器值上加上存放在E区域的711地址内的值，把加的结果再存入711地址。

在处理框1319中，设定成首先向控制总线27送出控制信号〔11001〕，就能选择RAM7的715地址或725地址，然后从存放在J区域的值减去存入I区域的值，把结果再存入J区域。

而且，对存入I区域的值乘以固定值5，从存放在H区域731地址内的值减去此结果，再减去E区域715地址的值，然后除以固定值5，乘以存入B区域的值，将乘法运算结果除以存放在J区域的值后把这一值存入F区域的725地址，把这一值加在存放在C区域的值上后再存入C区域，从E区域的715地址上的值减去B区域的值，再减去存放在F区域的值后存入E区域的715地址。然后向控制总线27送出控制信号〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，累加器的值加上存放在E区域711地址的值，把加的结果再存入711地址。

在处理框1320中，首先向控制总线27送出控制信号，使之选择RAM7的716地址或726地址，然后从存放在J区域的值减去存放在I区域的值，把结果重新存入J区域。

而且，向存放在I区域的值乘以固定值13，从存入H区域731地址上的值减去这一结果，再减去E区域716地址的值，然后除以固定值13，乘以存放在B区域的值，把乘法运算结果除以存放在J区域的值，把这一值存放在726地址，把这个值加在存入C区域的值后再存入C区域，从E区域的716地址减去B区域的值，再减去存放在F区域的值，把它存入E区域的716地址后，向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，向累加器的值加上存入E区域711地址内的值，把加法运算结果重新存入711地址。

在处理框1321中，首先向控制总线27送出控制数据〔10001〕，使之选择RAM7的717地址或727地址，然后从存放在J区域的值减去存放在I区域的值，将结果再存入J区域。

而且，对存入I区域的值乘以固定值32，从存放在H区域731地址内的值减去此结果，再减去E区域717地址的值，然后除以固定值32，乘以存入B区域的值，把乘法运算结果除以存放在J区域的值后，把这个值存入F区域的727地址，把这个值加在存放在C区域的值后再存入C区域。从E区域717地址的值减去B区域的值，再减去存放在F区域的值，把它存入E区域的717地址之后，向控制总线27送出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，向累加器的值加上存放在E区域711地址内的值，把加法运算结果再存入711地址。

在处理框1322中，首先向控制总线27送出控制数据10100使之选择RAM7的718地址或728地址。然后从存放在J区域的值减去存放在I区域的值，将结果重新存入J区域。

而且，对存放在I区域的值乘以固定值13，从存放在H区域731地址内的值减去此结果，再减去存放在E区域718地址的值，然后除以固定值13，乘以存放在B区域的值，把乘的结果除以存放在J区域的值，把这个值存入F区域的728地址，把这个值加在存放在C区域的值上后再存入C区域。从E区域的718地址的值减去B区域的值，再减去存放在F区域的值，把它存入E区域的718地址，然后向控制总线27发出控制数据〔00000〕，把RAM7的地址选择信号送回通道选择器5，把存放在E区域711地址的值加在累加器值上，把加法运算结果又存入711地址。

在处理框1323中，C区域的值加上E区域的值，把这一结果的符号反转后除以8存入F区域的721地址。

然后，向控制总线27送出控制数据〔11110〕，使它选择RAM7的712地址或722地址，然后从E区域的值减去累加器的值，再存入E区域，又把累加器的值加在F区域的值上后再存入F区域。

接着，向控制总线27送出控制数据〔10101〕，使之选择RAM7的713地址或723地址，然后从E区域的值减去累加器的值，再存入E区域，又把累加器的值加在F区域的值上后再存入F区域。

接着，向控制总线27送出控制数据〔10100〕，使它选择RAM7的714地址或724地址，然后从E区域的值减去累加器的值，再存入E区域，再把累加器的值加在F区域的值上之后重新存入F区域。

接着，向控制总线27送出控制数据〔11001〕，使之选择RAM7的715地址或725地址。然后，从E区域的值减去累加器的值，又存入E区域，再把累加器的值加在F区域的值上之后重新存入F区域。

然后，向控制总线27送出控制数据〔11010〕，使之选择RAM7的716地址或726地址，然后从E区域的值减去累加器的值，又存入E区域，再把累加器的值加在F区域的值上之后又存入F区域。

接着，向控制总线27送去控制数据〔10001〕，使之能选择RAM7的717地址或727地址，然后从E区域的值减去累加器的值，又存入E区域，再把累加器的值加在F区域的值上后又重新存入F区域。

接着，向控制总线27送出控制数据〔10000〕，使之选择RAM7的718地址或728地址，然后从E区域的值减去累加器的值，又存入E区域，再把累加器的值加在F区域的值上之后又存入F区域。

而且，把B区域的值变成8倍，把这一结果重新存入B区域，同时从这一结果减去G区域的值，再减去C区域的值。

然后，向控制总线27送出控制数据〔11101〕，使之选择RAM7的711地址或721地址，然后从累加器的值减去F区域的值后传送给闩锁22，并且存入E区域的711地址。再把C区域的值加在累加器的值上，从这一结果减去下一地址的E区域值（在第13图的流程图中，表示为（E_up），其结果又存入C区域。

这时结束为转入高分辨率控制而进行的第1阶段的学习动作。下面说明从处理框1314到处理框13-3的一系列处理的含义。

首先，作为从分支907向处理框908转移的前提条件，判断第3区间或第7区间的时间间隔是否接近于规定值，是由于在马达1加速期间检测并修正分割误差时，时刻变化的旋转速度引起第8图a）的信号波形的振幅本身也变化，而且对应于幅幅的变化，各区间时间间隔的变化情况也大不相同，因此，实际上通过电压控制放大器3，尽可能在接近于实施振幅控制状态的状态下使它进行学习动作，更能够提高修正精度。

第14图是马达1从第8图的t₈时刻开始起动，以定加速度提高了旋转速度的情况下，把对应于第2区间、第3区间、第4区间、第5区间、第6区间、第7区间、第8区间的区间速度变化的预计值与测定值之差，以每个区间的速度变化量为横轴求出的情况。其计算按（5）、（6）式进行。在这里，再一次列式做一说明。

V_n＝N·V_p·Sin（2·π·α·N·t+π/8） （5）

其中，

N＝1+K·t

在（5）式中，t表示时刻，α是决定测速发电机2的输出信号频率的系数;（6）式的K为马达1的速度增长率，即决定第14图的横轴大小的系数，其他系数以（1）式为准。

而且，关于第3区间及第7区间，虽然（△P-△M）/△N（其中，△P表示区间的预计变化量，△M表示测定值的变化量，△N表示区间的变化量）的值成为负数（因为振幅增大的影响极大），但在第14图中画在同一象限内。

从第14图可以了解到，各个区间的变化率虽然大不相同，但考虑到马达1的旋转速度在测速发电机2输出信号的八分之一周期内，不大可能变化百分之几十，因此，只要是在同一区间，速度增长率在实用范围内不会有多大的变化。

第15图表示测速发电机2从第1区间起动时，经一周期后第1区间内的变化率。在实用范围中，在第1区间的变化率值为2.0。

顺便提一下，在第13图所示的流程图中利用这种性质进一步提高修正精度。

即，处理框1316的处理所求的是由下式表示的第2区间的分割误差补偿量O₂和在第2区间中周期换算的速度误差。

O₂＝（DP₁-5·△E-DP₂）/5×B_o/（DP₁-△E） （28）

E₂＝DP₂-B_o-O₂（29）

但是，DP₂是在t₃时刻到t₁₁时刻所测定的第1区间的时间间隔，DP₂是t₁₁时刻到t₁₂时刻间所测定的第2区间的时间间隔。B_o为存放在B区域的期望值除以8以后的值，重新存入B区域。而（28）式的△E则是存放在RAM7的I区域内的值，设从t₃时刻到t₁₁时刻期间第1区间的时间间隔为DP₁，t₁₈时刻到t₂₁时刻之间第1区间的时间间隔为DP₁₁，则△E可由下式表示。

△E＝（DP₁-DP₁₁）/（8·2.0） （30）

即，△E表示每个区间的速度变化量，（30）式的分母2为从第15图求出的第1区间的变化率。

在第（28）式中，（DP₁-5·△E-DP₂）是第2区间的预计测定值和本应测定值之差，这一差值除以被测区间的比值可求得（4）式的右边第2项，再乘以换算成区间周期的旋转速度的期望值B_o与表示测定时刻旋转速度的（DP₁-△E）之比值，可以得到马达1的旋转速度接近设定值时的分割误差分量。

其次，处理框1317中的处理所求的是由下式所表示的第3区间的分割误差补偿量O₃和在第3区间周期换算的速度误差E₃。

O₃＝（DP₁+16·△E-DP₃）/16×B_o/（DP₁-2·△E） （31）

E₃＝DP₃-B_o-O₃（32）

而且，（31）式的固定值16是从第14图求出的第3区间的变化率。在（31）式中，尽管第3区间的旋转速度比第2区间的高，还在执行（DP₁+16·△E），正如前面所说明的，是由于第3区间和第7区间中变化率的极性与其他区间相反的缘故。

另一方面，在处理框1318中的处理所求的是由下式所表示的第4区间的分割误差补偿量O₄和第4区间中周期换算的速度误差E₄。

O₄＝（DP₁-6.5·△E-DP₄）/6.5

×B_o/（DP₁-3·△E） （33）

E₄＝DP₄-B_o-O₄（34）

而且，（33）式的固定值6.5是从第14图求出的第4区间的变化率。

而在处理框1319中的处理所求的是由下式所表示的第5区间的分割误差补偿量O₅和第5区间中周期换算的速度误差E₅。

O₅＝（DP₁-5·△E-DP₅）/5×B_o/（DP₁-4·△E） （35）

E₅＝DP₅-B_o-O₅（36）

而且，（35）式的固定值5是从第14图求出的第5区间的变化率。

同样，在处理框1320中所求的是由下式所表示的第6区间的分割误差补偿量O₆和第6区间中的周期换算的速度误差E₆。

O₆＝（DP₁-13·△E-DP₆）/13×B_o/（DP₁-5·△E） （37）

E₆＝DP₆-B_o-O₆（38）

而且，（37）式的固定值13是从第14图求出的第6区间的变化率。

同样，在处理框1321中求的是由下式所表示的第7区间的分割误差补偿量O₇和第7区间中周期换算的速度误差E₇。

O₇＝（DP₁+32·△E-DP₇）/32×B_o/（DP₁-6·△E） （39）

E₇＝DP₇-B_o-O₇（40）

而且，（39）式的固定值32是从第14图求出的第7区间的变化率。

处理框1322中求的是由下式所表示的第8区间的分割误差补偿量O₈和第8区间中周期换算的速度误差E₈。

O₈＝（DP₁-13·△E-DP₈）/13×B_o/（DP₁-2·△E） （41）

E₈＝DP₈-B_o-O₈（42）

而且，（41）式的固定值13是从第14图求出的第8区间的变化率。

进而在处理框1323中，求出从区间2到区间8的补偿量的总和，把这一值除以8后反转符号，加到各区间的F间域的值，再存进去。与此同时，为了修正各区间的E区域的值，从各区间的E区域的值减去前面的补偿量的总和除以8后反转符号的值，然后重新存放。

其根据是补偿量的总和等于零。可是，由于修正 的基准第1区间的分割误差，补偿量的总和不变为零，而变为第1区间补偿量的8倍的值。

而且，各区间的补偿量中加了第1区间的补偿量，因此需要修正这个值。为此，通过从各个区间的补偿量减掉补偿的总和除以8的值的办法，把补偿量的总和变成零的同时，也可以求出第1区间的补偿量。对于求出修正值的过程中所产生的计算误差等，也不是让误差值集中到一个区间，而是进行八等分后分散到各个区间，因此，误差的影响几乎都消除，其结果，修正的精度得到提高。

第1区间，由于是测速发电机2的输出信号的倾斜度最陡的零交叉区间，最不容易出现分割误差的影响，因此作为基准的区间是理想的区间。（对第5区间，也可以说是一样的）。

那么，在（29）、（32）、（34）、（36）、（38）、（40）、（42）式中，从那些时刻的误差减去第2、第3、第4、第5、第6、第7、第8区间中的补偿量O₂、O₃、O₄、O₅、O₆、O₇、O₈，但是这个操作只要在转入高分辨率控制之前的期间内进行一次，那么在RAM7的E区域711地址到718地址内始终保留O₁～O₃的补偿值，以后就可以转入第7图的流程图所示的控制动作。

尽管这样，在RAM7的F区域内保留各个区间补偿量，是由于为进一步提高修正精度而准备学习，同时，马达1的旋转速度发生变化或在暂停后重新起动时，不必进行第13图所示的全部动作，也能够通过访问F区域的补偿量的办法迅速转入高分辨率控制的缘故。

而且，在第13图的处理框1315～1323中，虽然如实地执行（28）～（44）式所示的很细微的修正，但是究竞到目前为止的修正是否需要应根据系统的规模和状况进行判断。例如，如果在利用第8图b）的信号，事先控制马达1的旋转速度达到一定的情况下进行修正，则在（29）式中不需要进行乘以（B_o/DP₁-△E）的运算，而且由于在ALU19中，只要具备作为加法器的功能和移位的功能就可以顺便说一下，在第13图中所示程度的固定值乘法运算，可通过加法和移位的组合很容易实现。例如，要变成6.5倍，就可以把原先的值右移后的值加上一次左移的值和两次左移的值。），因此其结构变得很简单。

这样，在第1图所示本发明的伺服装置中，在转入高分辨率控制以前的时间内，时标控制器26使RAM7和ALU19计算出比较器11、12输出信号产生时刻相对于标准时刻的偏离，把这一结果作为补偿值加到存有上述RAM7速度误差覆历的E区域，使得能够进行更高精度的控制。比较器11、12的输出信号从包括测速发电机2输出信号的零交叉的区间到一周期后包括零交叉的区间内经过通道选择器输出。测速发电机2产生等分割交流信号波形之类的标准时间。

在本实施例子中把测定时刻早的包含零交叉的区间作为修正的基准进行了说明，但是把测定时刻晚的包括零交叉的区间作为基准，进行与本实施例子相同的修正也没有任何问题。

按以上所述的这一实施例子中，通过在马达或线性马达等具有速度信号的交流信号的一个周期或半个周期的区间内设数个校验点的办法，使之发挥与实质上得到具有更高频率的速度检测信号一样的效果，但是，本发明的实施形式并不一定局限于第1图的装置，而且，不仅是实施例子中所表示的马达旋转速度的控制，还可以在线性马达等设备中，譬如说，对第8图j）的输出信号计数的办法，以提高的精度了解到移动距离。

可是，在第1图的实施例子中，补偿控制器10的动作使波形整形器4的输出信号高电位区间和低电位区间相等，但是，从前面的说明中也很清楚地看到的那样，譬如说，由于在第8图的t₁₁、t₁₄、t₁₅、t₁₈时刻的计数器15的计数值D₁₁、D₁₄、D₁₅、D₁₈都暂先存放在RAM7，因此可以根据这些数据调节补偿值。

即，通过调节电压控制放大器3的输入补偿值，使〔D₁₁-D₁₄〕等于〔D₁₅-D₁₈〕，实质上，和把波形整形器4的工作状态变成50-50的情况相同，而且甚至可以修正可编程序电压源6的上侧输出和下侧输出的不平衡。

如果〔D₁₁-D₁₄〕与〔D₁₅-D₁₈〕之差准确地变为零，也可以把第6图所示的RAM7的地址数变成一半。

即，在本实施例子中，把第8图的t₁时刻到t₁₁时刻为止的一周期的区间作为基准，例如在t₁₁时刻，从t₁时刻计数器15的计数值减去t₁₁时刻的计数值，但是，如果把从t₁时刻到t₅时刻的半周期的区间当作基准来考虑，改变成在t₅时刻从t₁时刻的t₅时刻的计数值，那么在第6图的RAM区域中，从地址705到地址708，从地址715到地址718，以及从地址725到地址728可以不要。

而且，如果在事先确定的频率下，把第8图的t₂时刻和t₃时间之间的期间与t₆时刻和t₇时刻之间的期间调节成一定，那么第8图a）的信号波形的振幅也 变成一定，利用这一点可以通过数字来调节振幅。

例如，把第1图的振幅控制器9用升降计数器（也可以是在RAM的附加区域中组成的软件性的计数器）和数字一模拟转换器构成，如果t₂时刻和t₃时刻之间的期间与t₆时刻和t₇时刻之间的期间超过上限值，就让上述升降计数器往下计数，超过下限值就向上计数，那么可以一步一步调节振幅，而且由于在t₂、t₃、t₆、t₇时刻计数器15的计数值暂时存入RAM7，因此利用时标控制器26和上述RAM7、ALU19也可进行一系列的操作。

而上述振幅控制器9的输出信号开始供给电压控制放大器3，是在第13图所示误差修正的一连串处理结束之后，但在这种情况下，通过上述振幅控制器9进行电压控制放大器3的放大增益的点，可在t₁时刻到t₈时刻的一周期内的各点自由选择，在第8图a）的信号波形的至少零交叉的区间到下一个零交叉的区间为止的期间，设定值得到保持。

因此，正如在前面也说明过的，被分割的零交叉区间到下一个零交叉区间之间各区间速度误差的检测增益值，如图14所示，是不同的。

在第7图的流程图中，虽然还没有谈到对这种检测增益变化的修正问题，但是，例如在第7图的处理框206中，把累加器值传送给闩锁22之前，可用事先准备的增益修正表进行修正。

尚且，上述马达1刚起动后，由于测速发电机的输出信号的振幅非常微小，即使产生了第8图的t₁时刻的比较器11的输出信号，电压控制放大器3的输出信号电位不能提高到第8图a）上所示的程度，在t₂时刻也可能出现上述比较器11不产生输出信号。

不过，在第1图所示的实施例子中，在上述比较器11之外，另外准备好第2个比较器12，使它始终监视电压控制放大器3输出信号电位的提高和降低，同时使得在t_x、t_y时刻把通道选择器5的升降计数器复位。因此，在马达1起动时，上述通道选择器5不可能把错误的地址选择信号送给RAM7。

而且，由于准备好了第1个比较器11和第2个比较器12这两个比较器，即使在测速发电机2的输出信号中混入波动脉冲的情况下，系统也能够得到不发生错误动作的效果。

例如，假定在第8图的t₁时刻到t₂时刻之间，在电压控制放大器3的输出信号上重叠了比可编程序电压源6的输出电压的阶跃值大的波动脉冲，则虽然多少有一点时间差，由于由上述比较器11和上述比较器12这两者来产生输出（因为，多数波动性干扰以耦联状重叠在原信号上出现在波形图的上下方向），通过适当地设定通道选择器5中输入信号的接受条件（例如，设定成在时标信号的一周期以内到来两个比较器的输出信号时，森止接受信号）的办法，大大地改善系统的抗干扰性。

而如果全然不必担心这种干扰，就去掉可编程序电压源6的输出引线6b和上述比较器12，通过分时利用唯一的输出端6a和唯一的比较器11，也可以实现第1图的装置，具体地说第8图f）、g）、h）、i）所示的动作功能。

到目前为止，假定第1图的测速发电机2的输出信号为正弦波的情况下，就各采样点上速度误差检测增益的变化做了说明。但是，当上述测速发电机2的输出信号为三角波，其振幅不随马达1的旋转速度而变化的情况下（具体来说，相当于由根据旋转位置透光率慢慢变化的光闸板和光接受器件组成测速发电机的情况），在各采样点上速度误差的检测增益不可能发生变化，因此，振幅控制器9也可以不要。

另外，在第1图的实施例子中的组成结构是计数器15的16位长的计数值直接传送到ALU19，上述ALU19中的运算结果经过数据总线21传送给闩锁22。但是，在这种情况下如果把16位长的运算结果直接传送给上述闩锁22误差检测增益（鉴别增益）变得非常小。

例如，在（2）式的例子中，马达1的旋转速度变化百分之十时，计算出误差检测值为260，但是，如果整个位长为16位，这个值只能达到百分之零点四，其结果要求第1图的功率放大器25有极高的分辨率和增益。

因此，实际上在上述ALU19和RAM7之间进行数据交换和运算的过程中，实质上进行提高误差检测增益的位压缩操作。

而关于其具体的方法和第1图的ALU19，时标控制器26等的具体的结构以及第1图中没有表示出的只读存储器（ROM）和数据的交换方面，由于在本申请的同一申请人提供的专利申请昭和58-183760号详细说明书中做了详述，所以在此从略。

如上所述，本发明在不必提高测速发电机的输出频率的情况下，能够进行更高分辨率的控制，即与实质上提高测速发电机输出频率一样的控制，因此 大奏其效。

第1图为本发明的一种实施例子中伺服装置的方框图，第2图为表示电压控制放大器具体例子的电路接线图，第3图为表示通道选择器具体例子的电路接线图，第4图为说明第3图的电路工作用的信号波形图，第5图为表示可编程序电压源具体例子的电路接线图，第6图为表示RAM结构的存储变换图，第7图为说明时标控制器动作用的流程图，第8图为说明第1图装置工作用的信号波形图，第9图为说明第1图中利用时标控制器进行误差修正动作的流程图，第10图及第11图为表示第一种实施例子中时间间隔相对于被分割的各区间的速度变化而变化的特性图，第13图为说明第2种实施例子中用时标控制器进行误差修正动作的流程图，第14图及第15图为表示第二种实施例子中时间间隔相对于被分割的各区间速度变化而变化的特性图。

1……马达，2……测速发电机，5……通道选择器，6……可编程序电压源，7……RAM，11……比较器，12……比较器，15……计数器，19……ALU，25……功率放大器，26……时标控制器。

Claims (8)

1、一种用于控制移动体(1)的移动速度的伺服装置，包括：

用于测量含有所述移动体的速度信息的交流信号的周期，在所述交流信号的半个周期内设定至少两个校验点，以及在各校验点产生对应于偏离理想值的速度误差值的误差信息的鉴别装置(3-24，26，28)；

用于根据所述误差信息而驱动所述移动体的驱动装置(25)；

其特征在于，所述鉴别装置(3-24，26，28)包括：

产生至少两个其绝对值小于交流信号幅值的不相同的预定的直流电压的电压源(6)；用于把该交流信号的电压与由所述电压源所产生的各所述预定直流电压进行比较，以便在每当该交流电号交越各预定直流电压时产生输出信号的比较器(11，12)；

用于对基准时钟信号进行计数的计数器(15)；

用于在每当所述比较器产生所述输出信号时，贮存所述计数器的计数值的存储器(7)；以及

用于根据贮存在所述存储器内的所述计数器的计数值而计算出速度误差值的处理器(19)。

2、根据权利要求1的伺服装置，其特征在于，所述处理器（19）从存于所述存储器（7）中的所述计数器先前的计数值减去所述计数器（15）的各计数值，以获得所述比较器（11，12）产生所述输出信号的各时间之间的时间间隔，以及计数出所述时间间隔偏离预定时间间隔值的偏差值，所述偏差值是作为所述速度误差值而输出的。

3、根据权利要求2的伺服装置，其特征在于还包括误差补偿装置（19），所述误差补偿装置获得所述预定直流电压偏离贮存在所述存储器（7）内的所述计数器（15）的所述计数值的电压偏移，以及根据所述电压偏移而补偿所述速度误差值。

4、根据权利要求3的伺服装置，其特征在于还包括：用以响应于所述比较器（11，12）的所述输出信号而为所述存储器（7）选择地址的通道选择器（5），以及用以控制所述处理器（19）和所述误差补偿装置（19）的时标控制器（26），使得所述处理器获得所述时间间隔，并在每当所述通道选择器更新所述地址时把所述时间间隔存入所述存储器，使得所述误差补偿装置当所述交流信号的至少半个周期内的时间间隔已被存入所述存储器内时，通过比较贮存在所述存储器内的所述时间间隔而检测所述电压偏移，并对所述速度误差值进行补偿。

5、根据权利要求2的伺服装置，其特征在于还包括误差补偿装置（19），所述误差补偿装置（19）校正所述偏离值，根据所述交流信号的半个周期和所述预定时间间隔值，使各所述时间间隔等于所述交流信号的半个周期内的另一个所述时间间隔，从而补偿所述速度误差值。

6、根据权利要求5的伺服装置，其特征在于还包括：用以响应于所述比较器（11，12）的所述输出信号而为所述存储器（7）选择地址的通道选择器（5），以及用以控制所述处理器（19）和所述误差补偿装置（19）的时标控制器（26），使得所述处理器获得所述时间间隔，并在每当所述通道选择器更新所述地址时把所述时间间隔存入所述存储器，使得所述误差补偿装置当所述交流信号的至少半个周期内的时间间隔已被存入所述存储器内时，通过比较贮存在所述存储器内的所述时间间隔而检测所述的电压偏移，并对所述速度误差值进行补偿。

7、根据权利要求2的伺服装置，其特征在于还包括误差补偿装置（19），所述误差补偿装置从含有所述交流信号的零交叉点的时间内的时间间隔及所述预定的时间间隔值获得基准偏差值，以及根据所述偏差值与所述基准偏差值之间的差值而补偿所述速度误差值，所述差值表示所述预定电压的电压偏移。

8、根据权利要求7的伺服装置，其特征在于还包括：用以响应所述比较器（11，12）的所述输出信号而为所述存储器（7）选择地址的通道选择器（5），以及用以控制所述处理器（19）和所述误差补偿装置（19）的时标控制器（26），使得所述处理器获得所述的时间间隔，并在每当所述通道选择器更新所述地址时把所述时间间隔存入所述存储器内，使得所述误差补偿装置当包括了含所述零交叉点的所述时间的所述交流信号的至少一个时间周期内的时间间隔已被存入所述存储器时，通过把存于所述存储器内的所述偏差值与所述基准偏差值进行比较而检测所述电压偏移，并对所述速度误差值进行补偿。

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