JP3278525B2 - 周波数データ変換装置およびメータ装置 - Google Patents
周波数データ変換装置およびメータ装置Info
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- G01R5/16—Moving-iron instruments with pivoting magnet
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- G—PHYSICS
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
- G01R23/10—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into a train of pulses, which are then counted, i.e. converting the signal into a square wave
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D1/00—Measuring arrangements giving results other than momentary value of variable, of general application
- G01D1/02—Measuring arrangements giving results other than momentary value of variable, of general application giving mean values, e.g. root means square values
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パルス信号の周波数を
別のデータに変換する周波数データ変換装置およびそれ
を用いたメータ装置に係り、例えば自動車の速度計、エ
ンジン回転数指示用の回転計などに使用される。
別のデータに変換する周波数データ変換装置およびそれ
を用いたメータ装置に係り、例えば自動車の速度計、エ
ンジン回転数指示用の回転計などに使用される。
【０００２】
【従来の技術】自動車のスピードメータやタコメータ
は、速度情報あるいは回転数情報に応じた周波数を持つ
パルス信号が入力し、これを処理して別のデータに変換
する周波数データ変換装置を使用し、この周波数データ
変換装置の出力を用いてメータ指示を制御している。そ
して、上記パルス信号入力の周期変動が大きい場合に
は、Ｃ（容量）・Ｒ（抵抗）を用いたＣＲフィルタなど
で構成された周波数（Ｆ）／電圧（Ｖ）コンバータによ
りパルス信号入力を処理したり、パルス信号入力をデジ
タル処理回路により処理している。
は、速度情報あるいは回転数情報に応じた周波数を持つ
パルス信号が入力し、これを処理して別のデータに変換
する周波数データ変換装置を使用し、この周波数データ
変換装置の出力を用いてメータ指示を制御している。そ
して、上記パルス信号入力の周期変動が大きい場合に
は、Ｃ（容量）・Ｒ（抵抗）を用いたＣＲフィルタなど
で構成された周波数（Ｆ）／電圧（Ｖ）コンバータによ
りパルス信号入力を処理したり、パルス信号入力をデジ
タル処理回路により処理している。
【０００３】上記デジタル処理回路の一例として、本願
出願人の出願に係る特願平５−２８１２７７号により提
案されている「周波数データ変換装置」は、入力信号の
パルス数を入力信号のあるエッジから一定時間内に計数
する入力パルス数検出回路と、この入力パルス数検出回
路の計数値出力に応じてパルス幅が制御されたエッジパ
ルス信号を前記一定時間後の次の入力信号のエッジを検
出した時に発生するエッジパルス信号発生回路と、この
エッジパルス信号発生回路から出力するエッジパルス信
号に応じて加減算回路を加算制御することによりデジタ
ル的な積分を行うデジタル積分回路とを具備する。
出願人の出願に係る特願平５−２８１２７７号により提
案されている「周波数データ変換装置」は、入力信号の
パルス数を入力信号のあるエッジから一定時間内に計数
する入力パルス数検出回路と、この入力パルス数検出回
路の計数値出力に応じてパルス幅が制御されたエッジパ
ルス信号を前記一定時間後の次の入力信号のエッジを検
出した時に発生するエッジパルス信号発生回路と、この
エッジパルス信号発生回路から出力するエッジパルス信
号に応じて加減算回路を加算制御することによりデジタ
ル的な積分を行うデジタル積分回路とを具備する。
【０００４】ところで、従来、例えば図１４に示す波形
図のように、デジタル積分回路などのデジタルフィルタ
によりパルス信号入力をフィルタ処理することにより得
られる平均値データをサンプリングした後に、例えばＰ
ＷＭ（パルス幅変調）データに変換してメータ駆動用モ
ータのコイルに供給しようとした場合、次に述べるよう
な問題がある。
図のように、デジタル積分回路などのデジタルフィルタ
によりパルス信号入力をフィルタ処理することにより得
られる平均値データをサンプリングした後に、例えばＰ
ＷＭ（パルス幅変調）データに変換してメータ駆動用モ
ータのコイルに供給しようとした場合、次に述べるよう
な問題がある。
【０００５】即ち、上記したデジタル積分回路は、例え
ば８μｓ毎に演算するフィルタ処理により平均値データ
を得ており、平均値データ中には最悪で８μｓ毎に更新
に伴って変動する脈動成分が残っている。このような脈
動成分を有する平均値データをＰＷＭデータに変換しよ
うとした場合、データのサンプリングタイミングを比較
的長い周期（例えば８ｍｓ）を持つＰＷＭデータの変換
タイミングに合わせると、前記８μｓ毎に更新されたデ
ータの一部しか利用しないことになり、サンプリングエ
ラーが発生する。これを避けるためには、上記平均値デ
ータの脈動周期に比べてサンプリング周期を高速領域に
設定する必要がある。
ば８μｓ毎に演算するフィルタ処理により平均値データ
を得ており、平均値データ中には最悪で８μｓ毎に更新
に伴って変動する脈動成分が残っている。このような脈
動成分を有する平均値データをＰＷＭデータに変換しよ
うとした場合、データのサンプリングタイミングを比較
的長い周期（例えば８ｍｓ）を持つＰＷＭデータの変換
タイミングに合わせると、前記８μｓ毎に更新されたデ
ータの一部しか利用しないことになり、サンプリングエ
ラーが発生する。これを避けるためには、上記平均値デ
ータの脈動周期に比べてサンプリング周期を高速領域に
設定する必要がある。
【０００６】しかし、デジタルデータをサンプリングし
た後にアナログ電圧に変換する場合、例えば抵抗素子群
からなるラダー回路を使用する場合にはデータのサンプ
リングタイミングサイクルを最小に設定できるが、デジ
タルデータをＰＷＭ変換した後にＣＲ積分回路を使用す
る場合にはデータのサンプリングタイミングサイクルを
ＰＷＭデータの周期以上に設定する必要がある。
た後にアナログ電圧に変換する場合、例えば抵抗素子群
からなるラダー回路を使用する場合にはデータのサンプ
リングタイミングサイクルを最小に設定できるが、デジ
タルデータをＰＷＭ変換した後にＣＲ積分回路を使用す
る場合にはデータのサンプリングタイミングサイクルを
ＰＷＭデータの周期以上に設定する必要がある。
【０００７】換言すれば、ＰＷＭデータの周期以下でデ
ジタルデータが脈動などにより変化する場合には、この
デジタルデータをサンプリングしてＰＷＭ変換する際に
サンプリングエラーやＰＷＭ変換エラーが発生する。一
方、自動車の速度計、回転計などは、１２ビットのデー
タにより３６０度の指示角を決めており、本願出願人の
出願に係る特願平２−２５９０９０号の「デジタル回
路」で提案されているようなデータ圧縮技術を用いて、
上記１２ビットのデータの下位ビット側の例えば８ビッ
トのデータを８ビットのバイナリカウンタ出力と比較し
てＰＷＭデータに変換する場合には、データのサンプリ
ングに伴うサンプリングエラーやＰＷＭ変換エラーが一
層発生し易くなる。
ジタルデータが脈動などにより変化する場合には、この
デジタルデータをサンプリングしてＰＷＭ変換する際に
サンプリングエラーやＰＷＭ変換エラーが発生する。一
方、自動車の速度計、回転計などは、１２ビットのデー
タにより３６０度の指示角を決めており、本願出願人の
出願に係る特願平２−２５９０９０号の「デジタル回
路」で提案されているようなデータ圧縮技術を用いて、
上記１２ビットのデータの下位ビット側の例えば８ビッ
トのデータを８ビットのバイナリカウンタ出力と比較し
てＰＷＭデータに変換する場合には、データのサンプリ
ングに伴うサンプリングエラーやＰＷＭ変換エラーが一
層発生し易くなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
周波数データ変換装置は、周波数情報を持つパルス信号
を微分処理した後にデジタル的にフィルタ処理すること
により得られる平均値データをサンプリングする場合に
サンプリングエラーが発生し、上記サンプリング後にＰ
ＷＭ変換する場合には変換エラーが発生するという問題
があった。
周波数データ変換装置は、周波数情報を持つパルス信号
を微分処理した後にデジタル的にフィルタ処理すること
により得られる平均値データをサンプリングする場合に
サンプリングエラーが発生し、上記サンプリング後にＰ
ＷＭ変換する場合には変換エラーが発生するという問題
があった。
【０００９】本発明は上記の問題点を解決すべくなされ
たもので、周波数情報を持つパルス信号を微分処理した
後にデジタル的にフィルタ処理することにより得られる
平均値データをサンプリングする際に、サンプリングエ
ラーが発生しないように処理し得る周波数データ変換装
置を提供することを目的とする。
たもので、周波数情報を持つパルス信号を微分処理した
後にデジタル的にフィルタ処理することにより得られる
平均値データをサンプリングする際に、サンプリングエ
ラーが発生しないように処理し得る周波数データ変換装
置を提供することを目的とする。
【００１０】また、本発明は、周波数情報を持つパルス
信号を微分処理した後にデジタル的にフィルタ処理する
ことにより得られる平均値データをサンプリングしてＰ
ＷＭ変換する際に、サンプリングエラーや変換エラーが
発生しないように処理し得る周波数データ変換装置を提
供することを目的とする。
信号を微分処理した後にデジタル的にフィルタ処理する
ことにより得られる平均値データをサンプリングしてＰ
ＷＭ変換する際に、サンプリングエラーや変換エラーが
発生しないように処理し得る周波数データ変換装置を提
供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の周波数データ変
換装置は、入力されたパルス信号のエッジを検出して１
ショットパルス信号を発生し、上記１ショットパルス信
号に対してデジタル的なフィルタ処理を行うことによ
り、入力されたパルス信号の周波数量データを得る第１
の処理回路と、上記第１の処理回路においてデジタル的
なフィルタ処理により得られた周波数量データを特定回
数加算してその平均値データを得ることにより、上記周
波数量データの更新時間を長くする第２の処理回路と、
上記第２の処理回路により得られた平均値データをパル
ス幅変調してＰＷＭデータに変換するＰＷＭ変換回路を
具備し、上記第２の処理回路により得られた平均値デー
タの更新時間Ｔf とし、上記ＰＷＭ変換回路により変換
されたＰＷＭデータの周期ＴPWM としたときに、Ｔf は
Ｔf ≧ＴPWM の関係を満足するように設定されているこ
とを特徴とする。
換装置は、入力されたパルス信号のエッジを検出して１
ショットパルス信号を発生し、上記１ショットパルス信
号に対してデジタル的なフィルタ処理を行うことによ
り、入力されたパルス信号の周波数量データを得る第１
の処理回路と、上記第１の処理回路においてデジタル的
なフィルタ処理により得られた周波数量データを特定回
数加算してその平均値データを得ることにより、上記周
波数量データの更新時間を長くする第２の処理回路と、
上記第２の処理回路により得られた平均値データをパル
ス幅変調してＰＷＭデータに変換するＰＷＭ変換回路を
具備し、上記第２の処理回路により得られた平均値デー
タの更新時間Ｔf とし、上記ＰＷＭ変換回路により変換
されたＰＷＭデータの周期ＴPWM としたときに、Ｔf は
Ｔf ≧ＴPWM の関係を満足するように設定されているこ
とを特徴とする。
【００１２】
【作用】周波数情報を持つパルス信号を微分処理した後
にデジタル的にフィルタ処理することにより得られる平
均値データをサンプリングする際、フィルタ処理に伴っ
て例えば８μｓ毎に更新されるデータを８μｓ×ｋの間
にわたって保持する必要がある場合でも、データをｋ回
加算してその平均をとることにより、サンプリング対象
となるデータの更新時間を８μｓ×ｋに設定できる。
にデジタル的にフィルタ処理することにより得られる平
均値データをサンプリングする際、フィルタ処理に伴っ
て例えば８μｓ毎に更新されるデータを８μｓ×ｋの間
にわたって保持する必要がある場合でも、データをｋ回
加算してその平均をとることにより、サンプリング対象
となるデータの更新時間を８μｓ×ｋに設定できる。
【００１３】従って、データサンプリング処理、さらに
は、サンプリング後のデータを圧縮技術を用いてＰＷＭ
データに変換する処理に際して、平均値データの更新時
間Ｔf とＰＷＭデータの周期ＴPWM との関係をＴf ≧Ｔ
PWM と設定することが容易に可能になり、サンプリング
エラーや変換エラーが発生しなくなる。
は、サンプリング後のデータを圧縮技術を用いてＰＷＭ
データに変換する処理に際して、平均値データの更新時
間Ｔf とＰＷＭデータの周期ＴPWM との関係をＴf ≧Ｔ
PWM と設定することが容易に可能になり、サンプリング
エラーや変換エラーが発生しなくなる。
【００１４】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。図１は、本発明の周波数データ変換装置の
一実施例に係るＦ／Ｖコンバータのブロック構成を示し
ている。
に説明する。図１は、本発明の周波数データ変換装置の
一実施例に係るＦ／Ｖコンバータのブロック構成を示し
ている。
【００１５】図２は、図１のＦ／Ｖコンバータの動作例
を概略的に示している。図１のＦ／Ｖコンバータにおい
て、第１の処理回路１１は、入力されたパルス信号のエ
ッジを検出し、１ショットパルス信号を発生するエッジ
パルス信号発生回路１１１と、上記１ショットパルス信
号に対してデジタル的なフィルタ処理を行うことによ
り、入力されたパルス信号の周波数量データを得るデジ
タルフィルタ１１２とを具備する。このデジタルフィル
タ１１２の一例として、後述するように、上記エッジパ
ルス信号に応じて加減算回路を加減算制御することによ
りデジタル的な積分を行うデジタル積分回路が用いられ
ている。
を概略的に示している。図１のＦ／Ｖコンバータにおい
て、第１の処理回路１１は、入力されたパルス信号のエ
ッジを検出し、１ショットパルス信号を発生するエッジ
パルス信号発生回路１１１と、上記１ショットパルス信
号に対してデジタル的なフィルタ処理を行うことによ
り、入力されたパルス信号の周波数量データを得るデジ
タルフィルタ１１２とを具備する。このデジタルフィル
タ１１２の一例として、後述するように、上記エッジパ
ルス信号に応じて加減算回路を加減算制御することによ
りデジタル的な積分を行うデジタル積分回路が用いられ
ている。
【００１６】第２の処理回路１２は、上記第１の処理回
路１１においてデジタル的なフィルタ処理により得られ
た周波数量データを特定回数加算してその平均値データ
を得ることにより、上記周波数量データの更新時間を長
くする平均化回路１２１が用いられている。
路１１においてデジタル的なフィルタ処理により得られ
た周波数量データを特定回数加算してその平均値データ
を得ることにより、上記周波数量データの更新時間を長
くする平均化回路１２１が用いられている。
【００１７】ここで、図２中に示すように、平均化処理
前のデータＤ（更新時間ｔ）の２０ｔの期間分の平均値
が例えば５であった場合、例えば４ｔの期間を単位とす
る平均化処理後の平均値データ（更新時間Ｔf ）の５Ｔ
f の期間分の平均値も５であることが検証される。
前のデータＤ（更新時間ｔ）の２０ｔの期間分の平均値
が例えば５であった場合、例えば４ｔの期間を単位とす
る平均化処理後の平均値データ（更新時間Ｔf ）の５Ｔ
f の期間分の平均値も５であることが検証される。
【００１８】ＰＷＭ変換回路１３は、上記第２の処理回
路１２により得られた平均値データをＰＷＭ（パルス幅
変調）データに変換するものであり、上記第２の処理回
路１２により得られた平均値データの更新時間Ｔf と上
記ＰＷＭ変換回路１３により変換されたＰＷＭデータの
周期ＴPWM との関係がＴf ≧ＴPWM となるように設定さ
れている。
路１２により得られた平均値データをＰＷＭ（パルス幅
変調）データに変換するものであり、上記第２の処理回
路１２により得られた平均値データの更新時間Ｔf と上
記ＰＷＭ変換回路１３により変換されたＰＷＭデータの
周期ＴPWM との関係がＴf ≧ＴPWM となるように設定さ
れている。
【００１９】このＰＷＭ変換回路１３の簡単な構成例と
しては、平均値データ（Ｎビットのデジタルデータ）を
ラッチ回路１３１によりラッチ（サンプリング）し、こ
のラッチデータとバイナリーカウンタ１３２から出力す
るサイクリックに変化するＮビットのバイナリーデータ
とをデジタル比較回路１３３で比較することにより、デ
ジタルデータのデータ量に応じたパルス幅を有するＰＷ
Ｍデータを得る。この場合、後述するように、サンプリ
ング後のデータを圧縮技術を用いてＰＷＭデータに変換
する処理を採用することも可能である。
しては、平均値データ（Ｎビットのデジタルデータ）を
ラッチ回路１３１によりラッチ（サンプリング）し、こ
のラッチデータとバイナリーカウンタ１３２から出力す
るサイクリックに変化するＮビットのバイナリーデータ
とをデジタル比較回路１３３で比較することにより、デ
ジタルデータのデータ量に応じたパルス幅を有するＰＷ
Ｍデータを得る。この場合、後述するように、サンプリ
ング後のデータを圧縮技術を用いてＰＷＭデータに変換
する処理を採用することも可能である。
【００２０】上記実施例のＦ／Ｖコンバータによれば、
周波数情報を持つパルス信号を微分処理した後にデジタ
ル的にフィルタ処理する際に例えば８μｓ毎にデータが
更新される場合でも、このデータをｋ（正の整数）回加
算してその平均をとることにより、この平均値データの
更新時間Ｔf を８μｓ×ｋに設定できる（８μｓ×ｋの
間にわたって保持することができる）。
周波数情報を持つパルス信号を微分処理した後にデジタ
ル的にフィルタ処理する際に例えば８μｓ毎にデータが
更新される場合でも、このデータをｋ（正の整数）回加
算してその平均をとることにより、この平均値データの
更新時間Ｔf を８μｓ×ｋに設定できる（８μｓ×ｋの
間にわたって保持することができる）。
【００２１】従って、ＰＷＭ変換回路１３におけるデー
タサンプリング処理（さらには、サンプリング後のデー
タを圧縮技術を用いてＰＷＭデータに変換する処理）に
際して、平均値データの更新時間Ｔf とＰＷＭデータの
周期ＴPWM との関係がＴf ≧ＴPWM となり、サンプリン
グエラーや変換エラーが発生しなくなる。
タサンプリング処理（さらには、サンプリング後のデー
タを圧縮技術を用いてＰＷＭデータに変換する処理）に
際して、平均値データの更新時間Ｔf とＰＷＭデータの
周期ＴPWM との関係がＴf ≧ＴPWM となり、サンプリン
グエラーや変換エラーが発生しなくなる。
【００２２】図３は、図１中のデジタルフィルタ１１２
および平均化回路１２１の一具体例を示すブロック図、
図４は図３の回路の動作の一例を示すフローチャート、
図５は図３の回路の動作の一例を示すタイミング波形図
である。
および平均化回路１２１の一具体例を示すブロック図、
図４は図３の回路の動作の一例を示すフローチャート、
図５は図３の回路の動作の一例を示すタイミング波形図
である。
【００２３】１段目の積分回路（一次フィルタ回路）１
１２ａは、セレクタ回路４１、加減算回路４２、データ
保持回路（例えばフリップフロップ回路）４３、１／ｎ
回路４４（ｎは一次フィルタ定数）からなる。
１２ａは、セレクタ回路４１、加減算回路４２、データ
保持回路（例えばフリップフロップ回路）４３、１／ｎ
回路４４（ｎは一次フィルタ定数）からなる。
【００２４】上記一次フィルタ回路１１２ａにおいて、
セレクタ回路４１は、エッジパルス信号入力Ｄおよび加
減算回路４２の出力Σ１の１／ｎの値の信号を例えば８
μｓ毎に交互に選択する。そして、加減算回路４２は、
上記セレクタ回路４１により選択されたエッジパルス信
号Ｄを加減算回路４２の出力Σ１（データ保持回路４３
の保持データΣ１）に加算（ＣＲ積分回路での充電に相
当）し、上記セレクタ回路４１により選択されたΣ１／
ｎの値の信号をデータ保持回路４３の保持データΣ１か
ら減算（ＣＲ積分回路での放電に相当）する。さらに、
データ保持回路４３は、上記加減算回路４２の出力を保
持し、１／ｎ回路４４はデータ保持回路４３の保持デー
タΣ１から１／ｎの値の信号を取り出して前記セレクタ
回路４１に入力する。この場合、ｎ＝２N とすると、上
記１／ｎ回路４４としてＮビットデータシフト回路を用
いることができ、その処理時間を殆んど無視できる。
セレクタ回路４１は、エッジパルス信号入力Ｄおよび加
減算回路４２の出力Σ１の１／ｎの値の信号を例えば８
μｓ毎に交互に選択する。そして、加減算回路４２は、
上記セレクタ回路４１により選択されたエッジパルス信
号Ｄを加減算回路４２の出力Σ１（データ保持回路４３
の保持データΣ１）に加算（ＣＲ積分回路での充電に相
当）し、上記セレクタ回路４１により選択されたΣ１／
ｎの値の信号をデータ保持回路４３の保持データΣ１か
ら減算（ＣＲ積分回路での放電に相当）する。さらに、
データ保持回路４３は、上記加減算回路４２の出力を保
持し、１／ｎ回路４４はデータ保持回路４３の保持デー
タΣ１から１／ｎの値の信号を取り出して前記セレクタ
回路４１に入力する。この場合、ｎ＝２N とすると、上
記１／ｎ回路４４としてＮビットデータシフト回路を用
いることができ、その処理時間を殆んど無視できる。
【００２５】２段目の積分回路（二次フィルタ回路）１
１２ｂは、セレクタ回路５１、加減算回路５２、データ
保持回路５３、１／ｍ回路５４（ｍは二次フィルタ定
数）からなる。
１２ｂは、セレクタ回路５１、加減算回路５２、データ
保持回路５３、１／ｍ回路５４（ｍは二次フィルタ定
数）からなる。
【００２６】上記二次フィルタ回路１１２ｂにおいて、
セレクタ回路５１は、一次フィルタ回路１１２ａからの
Σ１／ｎの値の信号および加減算回路５２の出力Σ２の
１／ｍの値の信号を一次フィルタ回路１１２ａと同様に
８μｓ毎に交互に選択する。そして、加減算回路５２
は、上記セレクタ回路５１により選択されたΣ１／ｎの
値の信号を加減算回路５２の出力Σ２（データ保持回路
５３の保持データΣ２）に加算し、上記セレクタ回路５
１により選択されたΣ２／ｍの値の信号をデータ保持回
路５３の保持データΣ２から減算する。さらに、データ
保持回路５３は、上記加減算回路５２の出力を保持し、
１／ｍ回路５４はデータ保持回路５３の保持データΣ２
から１／ｍの値の信号を取り出して前記セレクタ回路５
１に入力する。この場合、ｍ＝２M とすると、上記１／
ｍ回路５４としてＭビットデータシフト回路を用いるこ
とができ、その処理時間を殆んど無視できる。
セレクタ回路５１は、一次フィルタ回路１１２ａからの
Σ１／ｎの値の信号および加減算回路５２の出力Σ２の
１／ｍの値の信号を一次フィルタ回路１１２ａと同様に
８μｓ毎に交互に選択する。そして、加減算回路５２
は、上記セレクタ回路５１により選択されたΣ１／ｎの
値の信号を加減算回路５２の出力Σ２（データ保持回路
５３の保持データΣ２）に加算し、上記セレクタ回路５
１により選択されたΣ２／ｍの値の信号をデータ保持回
路５３の保持データΣ２から減算する。さらに、データ
保持回路５３は、上記加減算回路５２の出力を保持し、
１／ｍ回路５４はデータ保持回路５３の保持データΣ２
から１／ｍの値の信号を取り出して前記セレクタ回路５
１に入力する。この場合、ｍ＝２M とすると、上記１／
ｍ回路５４としてＭビットデータシフト回路を用いるこ
とができ、その処理時間を殆んど無視できる。
【００２７】平均化回路１２１は、加算回路５５、デー
タ保持回路５６、１／ｋ回路５７（ｋは平均化のための
加算回数）からなる。この平均化回路１２１において
は、加算回路５５に二次フィルタ回路３２からのΣ２／
ｍの値の信号および加算回路５５の出力Σ３（データ保
持回路５６の保持データΣ３）が入力し、二次フィルタ
回路１１２ｂと同様に８μｓ毎に加算してデータ保持回
路５６で保持させる動作をｋ回繰り返す。そして、（８
μｓ×ｋ）毎にデータ保持回路５６の保持データΣ３の
１／ｋの値の信号（平均値データ）を１／ｋ回路５７に
より取り出す。この場合、ｋ＝２K とすると、上記１／
ｋ回路５７としてＫビットデータシフト回路を用いるこ
とができ、その処理時間を殆んど無視できる。
タ保持回路５６、１／ｋ回路５７（ｋは平均化のための
加算回数）からなる。この平均化回路１２１において
は、加算回路５５に二次フィルタ回路３２からのΣ２／
ｍの値の信号および加算回路５５の出力Σ３（データ保
持回路５６の保持データΣ３）が入力し、二次フィルタ
回路１１２ｂと同様に８μｓ毎に加算してデータ保持回
路５６で保持させる動作をｋ回繰り返す。そして、（８
μｓ×ｋ）毎にデータ保持回路５６の保持データΣ３の
１／ｋの値の信号（平均値データ）を１／ｋ回路５７に
より取り出す。この場合、ｋ＝２K とすると、上記１／
ｋ回路５７としてＫビットデータシフト回路を用いるこ
とができ、その処理時間を殆んど無視できる。
【００２８】なお、ＰＷＭ変換回路１３で生成されるＰ
ＷＭデータの周期が２５６μｓ、デューティの分解能が
２５６であるとし、平均化回路１２１から出力する平均
値データを２５６μｓ毎に更新するものとすると、二次
フィルタ回路１１２ｂから出力する信号の更新時間が８
μｓであるから、平均化回路１２１における平均化のた
めの加算回数ｋは２５６μｓ／８μｓ＝３２とすればよ
い。
ＷＭデータの周期が２５６μｓ、デューティの分解能が
２５６であるとし、平均化回路１２１から出力する平均
値データを２５６μｓ毎に更新するものとすると、二次
フィルタ回路１１２ｂから出力する信号の更新時間が８
μｓであるから、平均化回路１２１における平均化のた
めの加算回数ｋは２５６μｓ／８μｓ＝３２とすればよ
い。
【００２９】また、ＰＷＭ変換回路１３で生成されるＰ
ＷＭデータの周期が８ｍｓであるものとし、平均化回路
１２１から出力する平均値データを８ｍｓ毎に更新する
ものとすると、二次フィルタ回路１１２ｂから出力する
信号の更新時間が８μｓであるから、平均化回路１２１
における平均化のための加算回数ｋは８ｍｓ／８μｓ＝
１０００とすればよい。
ＷＭデータの周期が８ｍｓであるものとし、平均化回路
１２１から出力する平均値データを８ｍｓ毎に更新する
ものとすると、二次フィルタ回路１１２ｂから出力する
信号の更新時間が８μｓであるから、平均化回路１２１
における平均化のための加算回数ｋは８ｍｓ／８μｓ＝
１０００とすればよい。
【００３０】図６は、図３中のデジタルフィルタ１１２
および平均化回路１２１の他の具体例を示すブロック
図、図７は図６の回路の動作の一例を示すフローチャー
ト、図８は図６の回路の動作の一例を示すタイミング波
形図である。
および平均化回路１２１の他の具体例を示すブロック
図、図７は図６の回路の動作の一例を示すフローチャー
ト、図８は図６の回路の動作の一例を示すタイミング波
形図である。
【００３１】図６の回路は、図３を参照して前述した回
路と比べて、一次フィルタ回路１１２ａは同じであり、
二次フィルタ回路１１２ｂと平均化回路１２１とが一体
的に構成された二次フィルタ・平均化回路６０に変更さ
れている点が異なる。
路と比べて、一次フィルタ回路１１２ａは同じであり、
二次フィルタ回路１１２ｂと平均化回路１２１とが一体
的に構成された二次フィルタ・平均化回路６０に変更さ
れている点が異なる。
【００３２】上記二次フィルタ・平均化回路６０は、セ
レクタ回路６１、加減算回路６２、データ保持回路６
３、ｋ／ｍ回路（ｍは二次フィルタ定数、ｋは平均化の
ための加算回数）６４からなる。
レクタ回路６１、加減算回路６２、データ保持回路６
３、ｋ／ｍ回路（ｍは二次フィルタ定数、ｋは平均化の
ための加算回数）６４からなる。
【００３３】上記二次フィルタ・平均化回路６０におい
て、セレクタ回路６１は、一次フィルタ回路３１からの
Σ１／ｎの値の信号および加減算回路６２の出力Σ２
（データ保持回路６３の保持データΣ２）を例えば８μ
ｓ毎に交互に選択する。そして、加減算回路６２は、上
記セレクタ回路６１により選択されたΣ１／ｎの値の信
号を加減算回路６２の出力Σ２（データ保持回路６３の
保持データΣ２）に加算する動作をｋ回繰り返す。そし
て、（８μｓ×ｋ）毎に、上記セレクタ回路６１により
選択されたΣ２のｋ／ｍの値の信号をデータ保持回路６
３の保持データΣ２から減算する。データ保持回路６３
は、上記加減算回路６２の出力を保持し、ｋ／ｍ回路６
４はデータ保持回路６３の保持データΣ２からｋ／ｍの
値の信号を取り出して前記セレクタ回路６１に入力す
る。この場合、ｍ＝２M 、ｋ＝２K とすると、上記ｋ／
ｍ回路６４として（Ｍ−Ｋ）ビットデータシフト回路を
用いることができ、その処理時間を殆んど無視できる。
て、セレクタ回路６１は、一次フィルタ回路３１からの
Σ１／ｎの値の信号および加減算回路６２の出力Σ２
（データ保持回路６３の保持データΣ２）を例えば８μ
ｓ毎に交互に選択する。そして、加減算回路６２は、上
記セレクタ回路６１により選択されたΣ１／ｎの値の信
号を加減算回路６２の出力Σ２（データ保持回路６３の
保持データΣ２）に加算する動作をｋ回繰り返す。そし
て、（８μｓ×ｋ）毎に、上記セレクタ回路６１により
選択されたΣ２のｋ／ｍの値の信号をデータ保持回路６
３の保持データΣ２から減算する。データ保持回路６３
は、上記加減算回路６２の出力を保持し、ｋ／ｍ回路６
４はデータ保持回路６３の保持データΣ２からｋ／ｍの
値の信号を取り出して前記セレクタ回路６１に入力す
る。この場合、ｍ＝２M 、ｋ＝２K とすると、上記ｋ／
ｍ回路６４として（Ｍ−Ｋ）ビットデータシフト回路を
用いることができ、その処理時間を殆んど無視できる。
【００３４】図９は、図３中のＰＷＭ変換回路１３の他
の具体例を示すブロック図である。このＰＷＭ変換回路
１３は、前記した本願出願人の出願に係る特開平２−２
５９０９０号で提案されているようなデータ圧縮技術を
用いてＰＷＭデータに変換する回路であり、ここでは、
ＰＷＭデータの周期が２５６μｓ、デューティの分解能
が２５６である場合を想定している。
の具体例を示すブロック図である。このＰＷＭ変換回路
１３は、前記した本願出願人の出願に係る特開平２−２
５９０９０号で提案されているようなデータ圧縮技術を
用いてＰＷＭデータに変換する回路であり、ここでは、
ＰＷＭデータの周期が２５６μｓ、デューティの分解能
が２５６である場合を想定している。
【００３５】即ち、図９において、８ビットのラッチ回
路は、８ビットのデジタルデータＤ１〜Ｄ８をラッチす
るものであり、下位ビット側の２ビットのデータＤ１、
Ｄ２をラッチする２ビットラッチ回路９１１と、上位ビ
ット側の６ビットのデータＤ３〜Ｄ８をラッチする６ビ
ットラッチ回路９１２とからなる。
路は、８ビットのデジタルデータＤ１〜Ｄ８をラッチす
るものであり、下位ビット側の２ビットのデータＤ１、
Ｄ２をラッチする２ビットラッチ回路９１１と、上位ビ
ット側の６ビットのデータＤ３〜Ｄ８をラッチする６ビ
ットラッチ回路９１２とからなる。
【００３６】８ビットのバイナリーカウンタは、クロッ
クパルス入力φをカウントアップし、サイクリックに変
化する８ビットのバイナリーデータを出力するものであ
り、下位ビット側の６ビットのバイナリーカウンタ９２
１と、上位ビット側の２ビットのバイナリーカウンタ９
２２とからなる。そして、上記８ビットのバイナリーカ
ウンタのＭＳＢ出力がインバータ回路９３により反転さ
れた後に前記６ビットのラッチ回路９１２にラッチ（サ
ンプリング）制御信号として入力する。
クパルス入力φをカウントアップし、サイクリックに変
化する８ビットのバイナリーデータを出力するものであ
り、下位ビット側の６ビットのバイナリーカウンタ９２
１と、上位ビット側の２ビットのバイナリーカウンタ９
２２とからなる。そして、上記８ビットのバイナリーカ
ウンタのＭＳＢ出力がインバータ回路９３により反転さ
れた後に前記６ビットのラッチ回路９１２にラッチ（サ
ンプリング）制御信号として入力する。
【００３７】８ビットのデータ比較回路は、２ビットの
加算・比較回路９４１と６ビットの加算・比較回路９４
２とからなる。上記２ビットの加算・比較回路９４１
は、前記２ビットのラッチ回路９１１からの入力にキャ
リー入力（データ“０”）を加算する機能を有し、加算
出力データと前記２ビットのバイナリーカウンタ９２２
の出力とを比較し、加算出力データ（本例では２ビット
のラッチ回路９１１からの入力に等しい）に応じたパル
ス幅を有するＰＷＭデータを出力する。前記６ビットの
加算・比較回路９４２は、前記６ビットのラッチ回路９
１２からの入力にキャリー入力ＣＩ（前記２ビットの加
算・比較回路９４１からのＰＷＭデータ）を加算する機
能を有し、加算出力データと前記６ビットのバイナリー
カウンタ９２１の出力とを比較し、加算出力データに応
じたパルス幅を有するＰＷＭデータを出力する。この場
合、上記６ビットの加算・比較回路９４２から出力する
ＰＷＭデータの周期は、６ビットのバイナリーカウンタ
９２１の出力の周期により決まり、２ビットのバイナリ
ーカウンタ９２２の出力が１〜４まで変化する間にＰＷ
Ｍデータの周期が４回繰り返す。また、前記２ビットの
加算・比較回路９４１から出力するＰＷＭデータは、Ｐ
ＷＭデータのデューティの最小単位（１／６４）の０〜
３倍のパルス幅を有する。
加算・比較回路９４１と６ビットの加算・比較回路９４
２とからなる。上記２ビットの加算・比較回路９４１
は、前記２ビットのラッチ回路９１１からの入力にキャ
リー入力（データ“０”）を加算する機能を有し、加算
出力データと前記２ビットのバイナリーカウンタ９２２
の出力とを比較し、加算出力データ（本例では２ビット
のラッチ回路９１１からの入力に等しい）に応じたパル
ス幅を有するＰＷＭデータを出力する。前記６ビットの
加算・比較回路９４２は、前記６ビットのラッチ回路９
１２からの入力にキャリー入力ＣＩ（前記２ビットの加
算・比較回路９４１からのＰＷＭデータ）を加算する機
能を有し、加算出力データと前記６ビットのバイナリー
カウンタ９２１の出力とを比較し、加算出力データに応
じたパルス幅を有するＰＷＭデータを出力する。この場
合、上記６ビットの加算・比較回路９４２から出力する
ＰＷＭデータの周期は、６ビットのバイナリーカウンタ
９２１の出力の周期により決まり、２ビットのバイナリ
ーカウンタ９２２の出力が１〜４まで変化する間にＰＷ
Ｍデータの周期が４回繰り返す。また、前記２ビットの
加算・比較回路９４１から出力するＰＷＭデータは、Ｐ
ＷＭデータのデューティの最小単位（１／６４）の０〜
３倍のパルス幅を有する。
【００３８】図１０は、図９の回路の動作の一例を示す
タイミング波形図である。ここで、図９のＰＷＭ変換回
路において、６ビットの加算・比較回路９４２から出力
するＰＷＭデータの４周期間を積分した場合の平均値を
算出する。
タイミング波形図である。ここで、図９のＰＷＭ変換回
路において、６ビットの加算・比較回路９４２から出力
するＰＷＭデータの４周期間を積分した場合の平均値を
算出する。
【００３９】ＰＷＭ周期１〜４において、Ｄ３〜Ｄ８の
データ値が１０、Ｄ１、Ｄ２のデータ値が０であるとす
ると、（１０／６４）×４÷４＝４０／２５６となる。
ＰＷＭ周期５〜８において、Ｄ３〜Ｄ８のデータ値が１
０であり、Ｄ１、Ｄ２のデータ値が１に変化したとする
と、ＰＷＭ周期８の立上がり時に６ビットの加算・比較
回路９４２のキャリー入力ＣＩがデータ“１”となり、
ＰＷＭ周期８のＰＷＭデータに１／６４が加算されるの
で、｛（１０／６４）×３＋（１１／６４）｝÷４＝４
１／２５６となる。
データ値が１０、Ｄ１、Ｄ２のデータ値が０であるとす
ると、（１０／６４）×４÷４＝４０／２５６となる。
ＰＷＭ周期５〜８において、Ｄ３〜Ｄ８のデータ値が１
０であり、Ｄ１、Ｄ２のデータ値が１に変化したとする
と、ＰＷＭ周期８の立上がり時に６ビットの加算・比較
回路９４２のキャリー入力ＣＩがデータ“１”となり、
ＰＷＭ周期８のＰＷＭデータに１／６４が加算されるの
で、｛（１０／６４）×３＋（１１／６４）｝÷４＝４
１／２５６となる。
【００４０】ＰＷＭ周期９〜１２において、Ｄ３〜Ｄ８
のデータ値が１０、Ｄ１、Ｄ２のデータ値が３に変化し
たとすると、ＰＷＭ周期１０の立上がり時に６ビットの
加算・比較回路６４２のキャリー入力ＣＩがデータ
“１”となり、ＰＷＭ周期１０〜１２のＰＷＭデータに
１／６４が加算されるので、｛（１０／６４）＋（１１
／６４）×３｝÷４＝４３／２５６となる。
のデータ値が１０、Ｄ１、Ｄ２のデータ値が３に変化し
たとすると、ＰＷＭ周期１０の立上がり時に６ビットの
加算・比較回路６４２のキャリー入力ＣＩがデータ
“１”となり、ＰＷＭ周期１０〜１２のＰＷＭデータに
１／６４が加算されるので、｛（１０／６４）＋（１１
／６４）×３｝÷４＝４３／２５６となる。
【００４１】従って、図９の回路によれば、８ビットの
デジタルデータＤ１〜Ｄ８が６ビットのデータＤ３〜Ｄ
８に圧縮された状態で周期が決まるＰＷＭデータに変換
することが可能になる。
デジタルデータＤ１〜Ｄ８が６ビットのデータＤ３〜Ｄ
８に圧縮された状態で周期が決まるＰＷＭデータに変換
することが可能になる。
【００４２】図１１は、上記実施例のＦ／Ｖコンバータ
の使用例として、自動車搭載用のアナログ指針式速度メ
ータ装置の一例を示している。ここで、７０はアナログ
指針式メータ本体、８０は集積回路化されたメータ制御
装置である。上記メータ本体７０は、直交するように配
設された２つの電磁コイルとこれらに直交する向きに設
けられた回転軸に取り付けられた永久磁石を具備し、上
記２つの電磁コイルに流れる電流により発生する磁界の
ベクトル和に応じて上記永久磁石の回転位置が駆動制御
されることにより指針の指示角が定まるように構成され
ている。
の使用例として、自動車搭載用のアナログ指針式速度メ
ータ装置の一例を示している。ここで、７０はアナログ
指針式メータ本体、８０は集積回路化されたメータ制御
装置である。上記メータ本体７０は、直交するように配
設された２つの電磁コイルとこれらに直交する向きに設
けられた回転軸に取り付けられた永久磁石を具備し、上
記２つの電磁コイルに流れる電流により発生する磁界の
ベクトル和に応じて上記永久磁石の回転位置が駆動制御
されることにより指針の指示角が定まるように構成され
ている。
【００４３】図１２は、図１１中のメータ本体７０の構
造を概略的に示す斜視図である。このアナログ指針式メ
ータ本体は、直交するように配設された２つのボビンに
それぞれ対応して巻かれた電磁コイル７１、７２と、こ
れらに直交する向きに設けられた回転軸７３と、この回
転軸７３の中間部に取り付けられ、前記ボビン内に配置
された永久磁石７４と、上記回転軸７３の先端部に取り
付けられ、前記ボビン外に配置された指針７５とを具備
する。
造を概略的に示す斜視図である。このアナログ指針式メ
ータ本体は、直交するように配設された２つのボビンに
それぞれ対応して巻かれた電磁コイル７１、７２と、こ
れらに直交する向きに設けられた回転軸７３と、この回
転軸７３の中間部に取り付けられ、前記ボビン内に配置
された永久磁石７４と、上記回転軸７３の先端部に取り
付けられ、前記ボビン外に配置された指針７５とを具備
する。
【００４４】図１３は、上記メータ本体７０の２つの電
磁コイル７１、７２に流れる電流（ｓｉｎθ、ｃｏｓ
θ）により発生する磁界（Ｘ、Ｙ）のベクトル和に応じ
て前記永久磁石７４の回転位置が駆動制御されることに
より指針７５の指示角が定まる様子を示している。
磁コイル７１、７２に流れる電流（ｓｉｎθ、ｃｏｓ
θ）により発生する磁界（Ｘ、Ｙ）のベクトル和に応じ
て前記永久磁石７４の回転位置が駆動制御されることに
より指針７５の指示角が定まる様子を示している。
【００４５】前記メータ制御装置８０においては、速度
情報に応じた周波数を有するパルス信号がエッジパルス
信号発生回路１１１に入力し、ここで生成された１ショ
ットパルス信号はデジタルフィルタ１１２により処理さ
れ、さらに、平均化回路１２１により平均値データに変
換される。この平均値データはサンプリング回路８１に
よりサンプリングされた後に三角関数データ変換回路８
２により三角関数データ（ｓｉｎ、ｃｏｓなど）に変換
される。この三角関数データ変換回路８２は、例えばｓ
ｉｎ関数データを記憶したｓｉｎ用のＲＯＭ８２１とｃ
ｏｓ関数データを記憶したｃｏｓ用のＲＯＭ８２２とか
らなり、アドレス入力として前記平均値データが入力
し、アドレス入力に応じてｓｉｎ関数データおよびｃｏ
ｓ関数データを出力する。
情報に応じた周波数を有するパルス信号がエッジパルス
信号発生回路１１１に入力し、ここで生成された１ショ
ットパルス信号はデジタルフィルタ１１２により処理さ
れ、さらに、平均化回路１２１により平均値データに変
換される。この平均値データはサンプリング回路８１に
よりサンプリングされた後に三角関数データ変換回路８
２により三角関数データ（ｓｉｎ、ｃｏｓなど）に変換
される。この三角関数データ変換回路８２は、例えばｓ
ｉｎ関数データを記憶したｓｉｎ用のＲＯＭ８２１とｃ
ｏｓ関数データを記憶したｃｏｓ用のＲＯＭ８２２とか
らなり、アドレス入力として前記平均値データが入力
し、アドレス入力に応じてｓｉｎ関数データおよびｃｏ
ｓ関数データを出力する。
【００４６】この三角関数データはＰＷＭ変換回路８３
１、８３２によりＰＷＭデータに変換され、このＰＷＭ
データはメータ駆動回路８４１、８４２によりＰＷＭデ
ータに応じた電流（あるいは電圧）に変換されて前記メ
ータ本体７０の２つの電磁コイル７１、７２に供給され
る。この場合、前記デジタルフィルタ１１２により得ら
れた平均値データの更新時間Ｔf と上記ＰＷＭ変換回路
８３１、８３２により変換されたＰＷＭデータの周期Ｔ
PWM との関係がＴf ≧ＴPWM となるように設定されてお
り、サンプリング回路８１でのデータサンプリング処
理、さらには、ＰＷＭ変換回路８３１、８３２でのＰＷ
Ｍ変換処理に際して、サンプリングエラーや変換エラー
が発生しなくなる。
１、８３２によりＰＷＭデータに変換され、このＰＷＭ
データはメータ駆動回路８４１、８４２によりＰＷＭデ
ータに応じた電流（あるいは電圧）に変換されて前記メ
ータ本体７０の２つの電磁コイル７１、７２に供給され
る。この場合、前記デジタルフィルタ１１２により得ら
れた平均値データの更新時間Ｔf と上記ＰＷＭ変換回路
８３１、８３２により変換されたＰＷＭデータの周期Ｔ
PWM との関係がＴf ≧ＴPWM となるように設定されてお
り、サンプリング回路８１でのデータサンプリング処
理、さらには、ＰＷＭ変換回路８３１、８３２でのＰＷ
Ｍ変換処理に際して、サンプリングエラーや変換エラー
が発生しなくなる。
【００４７】
【発明の効果】上述したように本発明の周波数データ変
換装置によれば、周波数情報を持つパルス信号を微分処
理した後にデジタル的にフィルタ処理することにより得
られる平均値データをサンプリングする際に、サンプリ
ングエラーが発生しないように処理することができる。
換装置によれば、周波数情報を持つパルス信号を微分処
理した後にデジタル的にフィルタ処理することにより得
られる平均値データをサンプリングする際に、サンプリ
ングエラーが発生しないように処理することができる。
【００４８】また、本発明の周波数データ変換装置を用
いたメータ装置によれば、周波数情報を持つパルス信号
を微分処理した後にデジタル的にフィルタ処理すること
により得られる平均値データをサンプリングしてＰＷＭ
変換する際に、サンプリングエラーや変換エラーが発生
しないように処理することができる。
いたメータ装置によれば、周波数情報を持つパルス信号
を微分処理した後にデジタル的にフィルタ処理すること
により得られる平均値データをサンプリングしてＰＷＭ
変換する際に、サンプリングエラーや変換エラーが発生
しないように処理することができる。
【図１】本発明の周波数データ変換装置の一実施例に係
るＦ／Ｖコンバータのブロック構成の一例を示す図。
るＦ／Ｖコンバータのブロック構成の一例を示す図。
【図２】図１のＦ／Ｖコンバータの動作例を概略的に示
すタイミング波形図。
すタイミング波形図。
【図３】図１中のデジタルフィルタおよび平均化回路の
一具体例を示すブロック図。
一具体例を示すブロック図。
【図４】図３の回路の動作の一例を示すフローチャー
ト。
ト。
【図５】図３の回路の動作の一例を示すタイミング波形
図。
図。
【図６】図３中のデジタルフィルタおよび平均化回路の
他の具体例を示すブロック図。
他の具体例を示すブロック図。
【図７】図６の回路の動作の一例を示すフローチャー
ト。
ト。
【図８】図６の回路の動作の一例を示すタイミング波形
図。
図。
【図９】図３中のＰＷＭ変換回路の他の具体例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１０】図９の回路の動作の一例を示すタイミング波
形図。
形図。
【図１１】図１のＦ／Ｖコンバータの使用例として自動
車搭載用のアナログ指針式速度メータ装置の一例を示す
ブロック図。
車搭載用のアナログ指針式速度メータ装置の一例を示す
ブロック図。
【図１２】図１１中のメータ本体の構造を概略的に示す
斜視図。
斜視図。
【図１３】図１２中のメータ本体の２つの電磁コイルに
流れる電流（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により発生する磁界
（Ｘ、Ｙ）のベクトル和に応じて指針の指示角が定まる
様子を示す図。
流れる電流（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）により発生する磁界
（Ｘ、Ｙ）のベクトル和に応じて指針の指示角が定まる
様子を示す図。
【図１４】従来のデジタルフィルタによりパルス信号入
力をフィルタ処理することにより得られる平均値データ
をサンプリングした後にＰＷＭデータに変換する動作例
を示す波形図。
力をフィルタ処理することにより得られる平均値データ
をサンプリングした後にＰＷＭデータに変換する動作例
を示す波形図。
１１…第１の処理回路、１１１…エッジパルス信号発生
回路、１１２…デジタルフィルタ、１１２ａ…一次フィ
ルタ回路、１１２ｂ…二次フィルタ回路、１２…第２の
処理回路、１２１…平均化回路、１３…ＰＷＭ変換回
路、１３１…ラッチ回路、１３２…バイナリカウンタ、
１３３…デジタル比較回路、７０…アナログ指針式メー
タ本体，８０…メータ制御装置、８１…サンプリング回
路、８２１…ｓｉｎ用のＲＯＭ、８２２…ｃｏｓ用のＲ
ＯＭ、８３１、８３２…ＰＷＭ変換回路。
回路、１１２…デジタルフィルタ、１１２ａ…一次フィ
ルタ回路、１１２ｂ…二次フィルタ回路、１２…第２の
処理回路、１２１…平均化回路、１３…ＰＷＭ変換回
路、１３１…ラッチ回路、１３２…バイナリカウンタ、
１３３…デジタル比較回路、７０…アナログ指針式メー
タ本体，８０…メータ制御装置、８１…サンプリング回
路、８２１…ｓｉｎ用のＲＯＭ、８２２…ｃｏｓ用のＲ
ＯＭ、８３１、８３２…ＰＷＭ変換回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−40137（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−50992（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−2672（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−134150（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 23/06 G01R 23/10 G01R 5/16 H03K 5/13 G01P 3/489
Claims (2)
- 【請求項１】 入力されたパルス信号のエッジを検出し
て１ショットパルス信号を発生し、上記１ショットパル
ス信号に対してデジタル的なフィルタ処理を行うことに
より、入力されたパルス信号の周波数量データを得る第
１の処理回路と、 上記第１の処理回路においてデジタル的なフィルタ処理
により得られた周波数量データを特定回数加算してその
平均値データを得ることにより、上記周波数量データの
更新時間を長くする第２の処理回路と、 上記第２の処理回路により得られた平均値データをパル
ス幅変調してＰＷＭデータに変換するＰＷＭ変換回路を
具備し、 上記第２の処理回路により得られた平均値データの更新
時間Ｔf とし、上記ＰＷＭ変換回路により変換されたＰ
ＷＭデータの周期ＴPWM としたときに、Ｔf はＴf ≧Ｔ
PWM の関係を満足するように設定されていること を特徴
とする周波数データ変換装置。 - 【請求項２】 直交するように配設された２つの電磁コ
イルとこれらに直交する向きに設けられた回転軸に取り
付けられた永久磁石を具備し、上記２つの電磁コイルに
流れる電流により発生する磁界のベクトル和に応じて上
記永久磁石の回転位置が駆動制御されることにより指針
の指示角が定まるように構成されたアナログ指針式のメ
ータ本体と、 メータ指示対象となる速度情報に応じた周波数を有する
パルス信号が入力する請求項１記載の周波数データ変換
装置と、 この周波数データ変換装置の出力データを三角関数デー
タに変換する三角関数データ変換回路と、 この三角関数データ変換回路から入力する三角関数デー
タをパルス幅変調してＰＷＭデータに変換するＰＷＭ変
換回路と、 このＰＷＭ変換回路から入力するＰＷＭデータを電流あ
るいは電圧に変換する機能を有し、上記ＰＷＭデータに
応じた電流量を前記メータ本体の２つの電磁コイルに供
給するメータ駆動回路とを具備することを特徴とするメ
ータ装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02919394A JP3278525B2 (ja) | 1994-02-28 | 1994-02-28 | 周波数データ変換装置およびメータ装置 |
| KR1019950003817A KR100230475B1 (ko) | 1994-02-28 | 1995-02-27 | 주파수/데이터 변환장치 및 미터장치 |
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