JP3098580B2 - 交差コイル式計器の駆動回路 - Google Patents
交差コイル式計器の駆動回路Info
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- JP3098580B2 JP3098580B2 JP03207047A JP20704791A JP3098580B2 JP 3098580 B2 JP3098580 B2 JP 3098580B2 JP 03207047 A JP03207047 A JP 03207047A JP 20704791 A JP20704791 A JP 20704791A JP 3098580 B2 JP3098580 B2 JP 3098580B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交差コイル式計器の駆動
回路に係り、特に自動車のエンジン回転数、車速等の指
示計として用いられる交差コイル式計器の駆動回路に関
する。
回路に係り、特に自動車のエンジン回転数、車速等の指
示計として用いられる交差コイル式計器の駆動回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】自動車などのエンジン回転数、車速等を
指示する指示計器として、その構造が簡単で、丈夫で信
頼性が高い等の理由から交差コイル式計器が用いられて
いる。交差コイル式計器は例えば図９に示すようにコイ
ル１，２を機械的交差角が９０°となるように配置し、
そのコイル１，２の内部空間に一端に指針５が固定され
指針軸４の他端が固定された可動永久磁石３を配設し、
駆動回路６によりコイル１，２に図１０に実線Ｉ及び破
線IIで示すような互いに９０°の位相差を有し、電気角
に対してレベルが正弦波又は正弦波に近似した特性で変
化する信号を供給し、被測定量に対し電気角を変化さ
せ、コイル１，２により発生する磁束の合成ベクトルの
角度を変化させることにより、指針５を回動させ、被測
定量に応じて指示をする構成とされている。
指示する指示計器として、その構造が簡単で、丈夫で信
頼性が高い等の理由から交差コイル式計器が用いられて
いる。交差コイル式計器は例えば図９に示すようにコイ
ル１，２を機械的交差角が９０°となるように配置し、
そのコイル１，２の内部空間に一端に指針５が固定され
指針軸４の他端が固定された可動永久磁石３を配設し、
駆動回路６によりコイル１，２に図１０に実線Ｉ及び破
線IIで示すような互いに９０°の位相差を有し、電気角
に対してレベルが正弦波又は正弦波に近似した特性で変
化する信号を供給し、被測定量に対し電気角を変化さ
せ、コイル１，２により発生する磁束の合成ベクトルの
角度を変化させることにより、指針５を回動させ、被測
定量に応じて指示をする構成とされている。
【０００３】交差コイル式計器を駆動する駆動信号とし
ては正弦波信号が最も理想的なものとして知られてい
る。しかし、正弦波信号を駆動信号とするためにはマイ
クロコンピュータ等を利用した場合、電気角に対応する
レベル値をディジタル信号として記憶させるため、記憶
量は膨大なものとなり、大容量の記憶システムが必要と
なるため、コスト，スペース等の点で車載用の計器とし
て不向きである。
ては正弦波信号が最も理想的なものとして知られてい
る。しかし、正弦波信号を駆動信号とするためにはマイ
クロコンピュータ等を利用した場合、電気角に対応する
レベル値をディジタル信号として記憶させるため、記憶
量は膨大なものとなり、大容量の記憶システムが必要と
なるため、コスト，スペース等の点で車載用の計器とし
て不向きである。
【０００４】このため、通常、駆動信号としては例え
ば、特開昭６２−２３９０６２号公報に示すような台形
波等の正弦波に近似した信号が用いられている。
ば、特開昭６２−２３９０６２号公報に示すような台形
波等の正弦波に近似した信号が用いられている。
【０００５】図１１は、従来の台形波駆動信号による交
差コイル駆動回路の一例の誤差特性を示す図である。
差コイル駆動回路の一例の誤差特性を示す図である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、駆動信号に
台形波等の信号を用いた場合、図１１に示す如く±0.5
程度の精度が得られるものの、近似直線の傾きあるいは
変曲点を精密に発生させなければならない。
台形波等の信号を用いた場合、図１１に示す如く±0.5
程度の精度が得られるものの、近似直線の傾きあるいは
変曲点を精密に発生させなければならない。
【０００７】これをアナログ回路で構成した場合には、
素子特性のばらつきや環境変化による変動により安定な
動作を得るためには、極めて多大なコストを必要とする
回路構成となる。
素子特性のばらつきや環境変化による変動により安定な
動作を得るためには、極めて多大なコストを必要とする
回路構成となる。
【０００８】一方、この対策としてディジタル処理によ
る近似を行なった場合には、理論値を実現するために浮
動小数点演算処理等の複雑な処理が必要となり極めて複
雑な回路構成となる問題点があった。
る近似を行なった場合には、理論値を実現するために浮
動小数点演算処理等の複雑な処理が必要となり極めて複
雑な回路構成となる問題点があった。
【０００９】本発明は上記の点に鑑みてなされたもので
比較的簡単な回路構成で指示精度に優れた交差コイル式
計器の駆動回路を提供することを目的とする。
比較的簡単な回路構成で指示精度に優れた交差コイル式
計器の駆動回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の問題を解決するた
めに本発明では、図１に示す原理図のとおり構成した。
めに本発明では、図１に示す原理図のとおり構成した。
【００１１】即ち、被測定信号ａに応じたディジタル信
号ｂを発生するディジタル信号発生手段７と、ディジタ
ル信号発生手段７よりディジタル信号ｂが供給され、互
いに位相が異なり、かつ、電気角Ｘに対してレベルが正
弦波に近似した特性で変化し、ディジタル信号ｂに応じ
た電気角Ｘのレベルの複数の駆動信号を発生する駆動信
号発生手段８と、駆動信号発生手段８よりの複数の駆動
信号を、指針軸に固定された可動永久磁石を包囲するよ
う交差配置された複数のコイルの両端１０1 ，…１０n
に別々に供給する駆動信号出力手段９とを具備した交差
コイル式計器の駆動回路において、駆動信号発生手段８
は、前記被測定信号の変化に応じて電気角が９０°増加
する間に、該電気角の増加開始当初の傾きより順に、前
記電気角の増加開始当初の傾きの１／２の傾きとされ、
該電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きとされる
第１の折線波形からなる第１の駆動信号IIIと、 前記電
気角の増加開始当初は前記第１の折線波形の前記電気角
の増加開始当初の傾きの１／４の傾きと同じ大きさで逆
の傾きとされ、前記第１の折線波形が前記電気角の増加
開始当初の傾きの１／２の傾きのときは該１／２の傾き
と同じ大きさで逆の傾きとされ、前記第１の折線波形が
前記電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きのとき
は前記第１の折線の前記電気角の増加開始当初の傾きと
同じ大きさで逆の傾きとされる第２の折線波形からなる
第２の駆動信号IVを発生するよう構成した。
号ｂを発生するディジタル信号発生手段７と、ディジタ
ル信号発生手段７よりディジタル信号ｂが供給され、互
いに位相が異なり、かつ、電気角Ｘに対してレベルが正
弦波に近似した特性で変化し、ディジタル信号ｂに応じ
た電気角Ｘのレベルの複数の駆動信号を発生する駆動信
号発生手段８と、駆動信号発生手段８よりの複数の駆動
信号を、指針軸に固定された可動永久磁石を包囲するよ
う交差配置された複数のコイルの両端１０1 ，…１０n
に別々に供給する駆動信号出力手段９とを具備した交差
コイル式計器の駆動回路において、駆動信号発生手段８
は、前記被測定信号の変化に応じて電気角が９０°増加
する間に、該電気角の増加開始当初の傾きより順に、前
記電気角の増加開始当初の傾きの１／２の傾きとされ、
該電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きとされる
第１の折線波形からなる第１の駆動信号IIIと、 前記電
気角の増加開始当初は前記第１の折線波形の前記電気角
の増加開始当初の傾きの１／４の傾きと同じ大きさで逆
の傾きとされ、前記第１の折線波形が前記電気角の増加
開始当初の傾きの１／２の傾きのときは該１／２の傾き
と同じ大きさで逆の傾きとされ、前記第１の折線波形が
前記電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きのとき
は前記第１の折線の前記電気角の増加開始当初の傾きと
同じ大きさで逆の傾きとされる第２の折線波形からなる
第２の駆動信号IVを発生するよう構成した。
【００１２】
【作用】上記構成によれば、被測定信号ａの変化に応じ
て電気角Ｘが９０°増加する間に直線的にレベルが変化
し、電気角Ｘの増加開始当初の直線の傾きより順に傾き
が減少する少なくとも３つの直線部を有する第１の折線
波形からなる第１の駆動信号、及び、電気角Ｘの増加開
始当初は第１の折線波形の少なくとも３つの直線部の傾
きのうち最も小さな傾きと同じ大きさで逆の傾きとさ
れ、電気角Ｘが９０°増加するまでに順に傾きが増加し
て第１の折線波形の電気角Ｘの増加開始当初の直線の傾
きと同じ大きさで逆の傾きとされる第２の折線波形から
なる第２の駆動信号により正弦波及び余弦波に近似され
るよう作用する。この第１及び第２の駆動信号は、駆動
信号出力手段を介して交差配置された複数のコイルの両
端に別々に供給されて、電気角３６０°の範囲で第１及
び第２の折線で正弦波、または余弦波近似された特性と
されて、複数のコイルが駆動されるよう作用する。
て電気角Ｘが９０°増加する間に直線的にレベルが変化
し、電気角Ｘの増加開始当初の直線の傾きより順に傾き
が減少する少なくとも３つの直線部を有する第１の折線
波形からなる第１の駆動信号、及び、電気角Ｘの増加開
始当初は第１の折線波形の少なくとも３つの直線部の傾
きのうち最も小さな傾きと同じ大きさで逆の傾きとさ
れ、電気角Ｘが９０°増加するまでに順に傾きが増加し
て第１の折線波形の電気角Ｘの増加開始当初の直線の傾
きと同じ大きさで逆の傾きとされる第２の折線波形から
なる第２の駆動信号により正弦波及び余弦波に近似され
るよう作用する。この第１及び第２の駆動信号は、駆動
信号出力手段を介して交差配置された複数のコイルの両
端に別々に供給されて、電気角３６０°の範囲で第１及
び第２の折線で正弦波、または余弦波近似された特性と
されて、複数のコイルが駆動されるよう作用する。
【００１３】
【実施例】図２は本発明の第１実施例のブロック図であ
る。図２において、波形整形回路１１はエンジン回転
数、車速などに応じて発生する被測定信号ａを波形整形
してパルス信号として、周波数カウント回路１２に供給
する。周波数カウント回路１２は波形整形回路１１の出
力パルス信号を所定時間毎にカウントして、カウント数
に応じた１１ビットのディジタルデータＤinを出力す
る。波形整形回路１１及び周波数カウント回路１２はデ
ィジタル信号発生手段７を構成している。
る。図２において、波形整形回路１１はエンジン回転
数、車速などに応じて発生する被測定信号ａを波形整形
してパルス信号として、周波数カウント回路１２に供給
する。周波数カウント回路１２は波形整形回路１１の出
力パルス信号を所定時間毎にカウントして、カウント数
に応じた１１ビットのディジタルデータＤinを出力す
る。波形整形回路１１及び周波数カウント回路１２はデ
ィジタル信号発生手段７を構成している。
【００１４】周波数カウント回路１２の出力ディジタル
データＤinは本実施例の要部をなす駆動信号発生手段８
ａに供給される。駆動信号発生手段８ａは後述するよう
に１１ビットのディジタルデータＤinに対応して、正弦
波sin Ｘ及び余弦波cos Ｘに対応した第１及び第２の駆
動信号を発生する。
データＤinは本実施例の要部をなす駆動信号発生手段８
ａに供給される。駆動信号発生手段８ａは後述するよう
に１１ビットのディジタルデータＤinに対応して、正弦
波sin Ｘ及び余弦波cos Ｘに対応した第１及び第２の駆
動信号を発生する。
【００１５】駆動信号発生手段８ａの出力駆動信号夫々
は、出力回路９1 ，９2 ，９3 ，９ 4 からなる駆動信号
出力手段９を介して、互いに機械的交差角が９０°をな
し、その内部に可動永久磁石を内包する２つのコイル１
０1 ，１０2 に供給される。
は、出力回路９1 ，９2 ，９3 ，９ 4 からなる駆動信号
出力手段９を介して、互いに機械的交差角が９０°をな
し、その内部に可動永久磁石を内包する２つのコイル１
０1 ，１０2 に供給される。
【００１６】次に本発明の第１実施例の要部をなす駆動
信号発生手段８ａについて説明する。駆動信号発生手段
８ａは、図２に示す如く反転回路１３，sin変換回路１
４，１５，ＰＷＭ（ＰＵＬＳＥ ＷＩＤＴＨ ＭＯＤＵ
ＬＡＴＩＯＮ）変調回路１６，１７及び選択反転回路１
８からなっている。
信号発生手段８ａについて説明する。駆動信号発生手段
８ａは、図２に示す如く反転回路１３，sin変換回路１
４，１５，ＰＷＭ（ＰＵＬＳＥ ＷＩＤＴＨ ＭＯＤＵ
ＬＡＴＩＯＮ）変調回路１６，１７及び選択反転回路１
８からなっている。
【００１７】周波数カウント回路１２よりのディジタル
データＤinは、交差コイルの駆動信号の電気角相当値に
ディジタル変換された１１ビットのディジタルデータで
あり、３６０°の位相角が１１ビットのディジタルデー
タに対応するよう変換される。
データＤinは、交差コイルの駆動信号の電気角相当値に
ディジタル変換された１１ビットのディジタルデータで
あり、３６０°の位相角が１１ビットのディジタルデー
タに対応するよう変換される。
【００１８】ディジタルデータＤinが下位ビットより順
にＤ１，Ｄ２，…Ｄ１１からなるとすると、上位２ビッ
トＤ１０，Ｄ１１は選択反転回路１８に、下位９ビット
Ｄ１〜Ｄ９はsin 変換回路１４に入力され、また反転回
路１３を介してsin 変換回路１５に入力される。
にＤ１，Ｄ２，…Ｄ１１からなるとすると、上位２ビッ
トＤ１０，Ｄ１１は選択反転回路１８に、下位９ビット
Ｄ１〜Ｄ９はsin 変換回路１４に入力され、また反転回
路１３を介してsin 変換回路１５に入力される。
【００１９】図３はsin 変換回路１４，１５の詳細なブ
ロック図である。sin 変換回路１４及び１５は同一構成
とされており、図３に示す如く比較回路２０，除算回路
２１，加算回路２２からなっている。sin 変換回路１４
は、後述の識別信号ＳＣＢを０に設定されて比較回路２
０にローレベルが入力され、入力ディジタルデータＤｘ
に応じて正弦波近似されたディジタルデータＱｘを出力
する。sin 変換回路１５は、ＳＣＢ＝１に設定されて比
較回路２０にハイレベルが入力され、入力ディジタルデ
ータＤｘ’に応じて余弦波近似されたディジタルデータ
Ｑｘ’を出力する。
ロック図である。sin 変換回路１４及び１５は同一構成
とされており、図３に示す如く比較回路２０，除算回路
２１，加算回路２２からなっている。sin 変換回路１４
は、後述の識別信号ＳＣＢを０に設定されて比較回路２
０にローレベルが入力され、入力ディジタルデータＤｘ
に応じて正弦波近似されたディジタルデータＱｘを出力
する。sin 変換回路１５は、ＳＣＢ＝１に設定されて比
較回路２０にハイレベルが入力され、入力ディジタルデ
ータＤｘ’に応じて余弦波近似されたディジタルデータ
Ｑｘ’を出力する。
【００２０】sin 変換回路１４は、９ビットのディジタ
ルデータＤｘを比較回路２０及び除算回路２１に入力
し、比較回路２０により基準値との大小を比較した結果
に応じて、以下のとおり処理を行なう。即ち、０≦Ｄｘ
＜２５６の場合には、除算回路２１はディジタルデータ
Ｄｘを１で除して出力し、比較回路２０は識別信号ＳＣ
Ｂを出力する。夫々の出力データは加算回路２２により
加算されて、出力データ Ｑｘ＝Ｄｘ／１＋ＳＣＢ (1) が得られる。
ルデータＤｘを比較回路２０及び除算回路２１に入力
し、比較回路２０により基準値との大小を比較した結果
に応じて、以下のとおり処理を行なう。即ち、０≦Ｄｘ
＜２５６の場合には、除算回路２１はディジタルデータ
Ｄｘを１で除して出力し、比較回路２０は識別信号ＳＣ
Ｂを出力する。夫々の出力データは加算回路２２により
加算されて、出力データ Ｑｘ＝Ｄｘ／１＋ＳＣＢ (1) が得られる。
【００２１】なお、ＳＣＢは、加算処理により入力デー
タ−Ｄｘを求めるために設定される。また、２５６≦Ｄ
ｘ＜３３６の場合には、除算回路２１はディジタルデー
タＤｘを２で除して出力し、比較回路２０は１２８及び
処理精度を上げるために最下位ビットＤ１を付加して出
力し、出力データ Ｑｘ＝１２８＋Ｄｘ／２＋Ｄ１ (2) が得られる。
タ−Ｄｘを求めるために設定される。また、２５６≦Ｄ
ｘ＜３３６の場合には、除算回路２１はディジタルデー
タＤｘを２で除して出力し、比較回路２０は１２８及び
処理精度を上げるために最下位ビットＤ１を付加して出
力し、出力データ Ｑｘ＝１２８＋Ｄｘ／２＋Ｄ１ (2) が得られる。
【００２２】次に、３３６≦Ｄｘ＜５１２の場合には、
除算回路２１はディジタルデータＤｘを４で除して出力
し、比較回路２０は２１２及び処理精度を上げるために
最下位ビットより２番目のビットＤ２を付加して出力
し、出力データ Ｑｘ＝２１２＋Ｄｘ／４＋Ｄ２ (3) が得られる。尚、上記の除算処理Ｄｘ／２，Ｄｘ／４に
おいては、その端数は切り捨てている。また、式
（２）、式（３）では、第２項目が／２、／４となって
いるので、ＳＣＢが出力データの精度に与える影響は少
ないので、ＳＣＢの成分については省略している。
除算回路２１はディジタルデータＤｘを４で除して出力
し、比較回路２０は２１２及び処理精度を上げるために
最下位ビットより２番目のビットＤ２を付加して出力
し、出力データ Ｑｘ＝２１２＋Ｄｘ／４＋Ｄ２ (3) が得られる。尚、上記の除算処理Ｄｘ／２，Ｄｘ／４に
おいては、その端数は切り捨てている。また、式
（２）、式（３）では、第２項目が／２、／４となって
いるので、ＳＣＢが出力データの精度に与える影響は少
ないので、ＳＣＢの成分については省略している。
【００２３】以上のとおり処理された９ビットのディジ
タルデータＱｘは、図１（Ｂ）に実線で示す正弦波近似
波形III の０〜９０°の部分に相当するデータとされて
いる。また、ＳＣＢ＝１としてsin 変換回路１５により
同様の処理を行なうことにより、図１（Ｂ）に破線で示
す余弦波近似波形IVの０〜９０°の部分に相当するディ
ジタルデータＱｘ’が得られる。
タルデータＱｘは、図１（Ｂ）に実線で示す正弦波近似
波形III の０〜９０°の部分に相当するデータとされて
いる。また、ＳＣＢ＝１としてsin 変換回路１５により
同様の処理を行なうことにより、図１（Ｂ）に破線で示
す余弦波近似波形IVの０〜９０°の部分に相当するディ
ジタルデータＱｘ’が得られる。
【００２４】sin 変換回路１４，１５の出力ディジタル
データＱｘ，Ｑｘ’は、ＰＷＭ変調回路１６，１７によ
りそのデータの大小に応じてパルス幅が変化するデータ
sinＸ，cos Ｘに変調された後、選択反転回路１８に供
給される。
データＱｘ，Ｑｘ’は、ＰＷＭ変調回路１６，１７によ
りそのデータの大小に応じてパルス幅が変化するデータ
sinＸ，cos Ｘに変調された後、選択反転回路１８に供
給される。
【００２５】図４は選択反転回路１８の動作を説明する
図である。選択反転回路１８には入力ディジタルデータ
Ｄinの上位２ビットＤ１０，Ｄ１１が入力されており、
このＤ１０，Ｄ１１の値に応じて、sin 変換されたデー
タsin Ｘ，cos Ｘを図４に示す如く選択反転して出力す
る構成とされている。
図である。選択反転回路１８には入力ディジタルデータ
Ｄinの上位２ビットＤ１０，Ｄ１１が入力されており、
このＤ１０，Ｄ１１の値に応じて、sin 変換されたデー
タsin Ｘ，cos Ｘを図４に示す如く選択反転して出力す
る構成とされている。
【００２６】例えば、Ｄ１０＝Ｄ１１＝０のとき、すな
わち電気角が０〜９０°のときは、出力回路９1 への駆
動信号ＳＩＮＰ＝sin Ｘ，出力回路９2 への駆動信号Ｓ
ＩＮＭ＝０，出力回路９3 への駆動信号ＣＯＳＰ＝cos
Ｘ，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝０とされて駆
動信号出力手段９へ出力される。
わち電気角が０〜９０°のときは、出力回路９1 への駆
動信号ＳＩＮＰ＝sin Ｘ，出力回路９2 への駆動信号Ｓ
ＩＮＭ＝０，出力回路９3 への駆動信号ＣＯＳＰ＝cos
Ｘ，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝０とされて駆
動信号出力手段９へ出力される。
【００２７】またＤ１０＝１，Ｄ１１＝０のとき、すな
わち電気角が９０°〜１８０°のときは、出力回路９1
への駆動信号ＳＩＮＰ＝cos Ｘ，出力回路９2 への駆動
信号ＳＩＮＭ＝０，出力回路９3 への駆動信号ＣＯＳＰ
＝０，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝sin Ｘとさ
れて駆動信号出力手段９へ出力される。
わち電気角が９０°〜１８０°のときは、出力回路９1
への駆動信号ＳＩＮＰ＝cos Ｘ，出力回路９2 への駆動
信号ＳＩＮＭ＝０，出力回路９3 への駆動信号ＣＯＳＰ
＝０，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝sin Ｘとさ
れて駆動信号出力手段９へ出力される。
【００２８】また、Ｄ１０＝０，Ｄ１１＝１のとき、す
なわち電気角が１８０°〜２７０°のときは、出力回路
９1 への駆動信号ＳＩＮＰ＝０，出力回路９2 への駆動
信号ＳＩＮＭ＝sin Ｘ，出力回路９3 への駆動信号ＣＯ
ＳＰ＝０，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝cos Ｘ
とされて駆動信号出力手段９へ出力される。
なわち電気角が１８０°〜２７０°のときは、出力回路
９1 への駆動信号ＳＩＮＰ＝０，出力回路９2 への駆動
信号ＳＩＮＭ＝sin Ｘ，出力回路９3 への駆動信号ＣＯ
ＳＰ＝０，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝cos Ｘ
とされて駆動信号出力手段９へ出力される。
【００２９】さらに、Ｄ１０＝１，Ｄ１１＝１のとき、
すなわち電気角が２７０°〜３６０°のときは、出力回
路９1 への駆動信号ＳＩＮＰ＝０，出力回路９2 への駆
動信号ＳＩＮＭ＝cos Ｘ，出力回路９3 への駆動信号Ｃ
ＯＳＰ＝sin Ｘ，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝
０とされて駆動信号出力手段９へ出力される。
すなわち電気角が２７０°〜３６０°のときは、出力回
路９1 への駆動信号ＳＩＮＰ＝０，出力回路９2 への駆
動信号ＳＩＮＭ＝cos Ｘ，出力回路９3 への駆動信号Ｃ
ＯＳＰ＝sin Ｘ，出力回路９4 への駆動信号ＣＯＳＭ＝
０とされて駆動信号出力手段９へ出力される。
【００３０】以上により、被測定信号のレベルに応じた
１１ビットのディジタルデータＤinが、図１（Ｂ）中の
正弦波近似波形III 及び余弦波近似波形IVに変換出力さ
れている。これらの駆動信号ＳＩＮＰ，ＳＩＮＭ，ＣＯ
ＳＰ，ＣＯＳＭを出力回路９ 1 ，…９4 により電流増幅
してコイル１０1 ，１０2 を励磁し、可動永久磁石３を
回動させて、指針５は被測定量を指示するよう動作す
る。
１１ビットのディジタルデータＤinが、図１（Ｂ）中の
正弦波近似波形III 及び余弦波近似波形IVに変換出力さ
れている。これらの駆動信号ＳＩＮＰ，ＳＩＮＭ，ＣＯ
ＳＰ，ＣＯＳＭを出力回路９ 1 ，…９4 により電流増幅
してコイル１０1 ，１０2 を励磁し、可動永久磁石３を
回動させて、指針５は被測定量を指示するよう動作す
る。
【００３１】次に、図５は本発明の第２実施例の駆動信
号発生手段８ｂのブロック図である。図５において、図
示しないディジタル信号発生手段よりの１１ビットのデ
ィジタルデータＤinの下位９ビットは選択反転回路２３
に入力され、上位２ビットは選択反転回路１８に入力さ
れている。
号発生手段８ｂのブロック図である。図５において、図
示しないディジタル信号発生手段よりの１１ビットのデ
ィジタルデータＤinの下位９ビットは選択反転回路２３
に入力され、上位２ビットは選択反転回路１８に入力さ
れている。
【００３２】ここで、図６は選択反転回路２３の具体的
な回路図である。同図に示す如く、選択反転回路２３
は、一方の入力端子にディジタルデータＤ１，…Ｄ９が
入力され、他方の入力端子に識別信号ＳＣＢが入力され
るエクスクルーシブ・オア回路２３1 ，…２３9 からな
っている。
な回路図である。同図に示す如く、選択反転回路２３
は、一方の入力端子にディジタルデータＤ１，…Ｄ９が
入力され、他方の入力端子に識別信号ＳＣＢが入力され
るエクスクルーシブ・オア回路２３1 ，…２３9 からな
っている。
【００３３】識別信号ＳＣＢは後述するタイミングで制
御回路２４より供給される。選択反転回路２３は、ＳＣ
Ｂ＝１とされたときのみ入力データＤｘを反転してＤ
ｘ’として出力し、ＳＣＢ＝０のときは入力データＤｘ
をそのままsin変換回路２５に供給する。
御回路２４より供給される。選択反転回路２３は、ＳＣ
Ｂ＝１とされたときのみ入力データＤｘを反転してＤ
ｘ’として出力し、ＳＣＢ＝０のときは入力データＤｘ
をそのままsin変換回路２５に供給する。
【００３４】sin 変換回路２５は前記sin 変換回路１
４，１５と同一のブロック構成とされており、制御回路
２４よりの識別信号ＳＣＢに応じて９ビットのディジタ
ルデータＤｘ，Ｄｘ’をsin 変換またはcos変換した出
力データＱｘ，Ｑｘ’を、ラッチ回路２６，２７へ出力
する。ラッチ回路２６，２７夫々には、制御回路２４よ
りsin ラッチ信号及びcos ラッチ信号が入力されてい
る。
４，１５と同一のブロック構成とされており、制御回路
２４よりの識別信号ＳＣＢに応じて９ビットのディジタ
ルデータＤｘ，Ｄｘ’をsin 変換またはcos変換した出
力データＱｘ，Ｑｘ’を、ラッチ回路２６，２７へ出力
する。ラッチ回路２６，２７夫々には、制御回路２４よ
りsin ラッチ信号及びcos ラッチ信号が入力されてい
る。
【００３５】図７は、制御回路２４の出力制御信号のタ
イミングチャートである。図７に示す如く、ＳＣＢ＝０
のときは（sin ラッチ信号）＝１，（cos ラッチ信号）
＝０とされ、ＳＣＢ＝１のときは（sin ラッチ信号）＝
０，（cos ラッチ信号）＝１とされている。
イミングチャートである。図７に示す如く、ＳＣＢ＝０
のときは（sin ラッチ信号）＝１，（cos ラッチ信号）
＝０とされ、ＳＣＢ＝１のときは（sin ラッチ信号）＝
０，（cos ラッチ信号）＝１とされている。
【００３６】これにより、ＳＣＢ＝０のときは９ビット
のディジタルデータは選択反転回路２３を介してそのま
まsin 変換回路２５に入力されてsin 変換され、ラッチ
回路２６によりラッチされる。また、ＳＣＢ＝１のとき
は選択反転回路２３により反転された後sin 変換回路２
５に入力されてcos 変換され、ラッチ回路２７によりラ
ッチされる。
のディジタルデータは選択反転回路２３を介してそのま
まsin 変換回路２５に入力されてsin 変換され、ラッチ
回路２６によりラッチされる。また、ＳＣＢ＝１のとき
は選択反転回路２３により反転された後sin 変換回路２
５に入力されてcos 変換され、ラッチ回路２７によりラ
ッチされる。
【００３７】そして、ラッチ回路２６，２７夫々の出力
データＱｘ，Ｑｘ’は、前記実施例と同様にＰＷＭ変調
回路１６，１７によりパルス幅変調された後選択反転回
路１８に入力されて、図４に示したとおりの動作信号が
得られる。
データＱｘ，Ｑｘ’は、前記実施例と同様にＰＷＭ変調
回路１６，１７によりパルス幅変調された後選択反転回
路１８に入力されて、図４に示したとおりの動作信号が
得られる。
【００３８】上記第１及び第２の実施例によれば、３種
類の傾きの直線により正弦波及び余弦波を近似している
ので、従来の台形波による近似と比べて指針の指示の被
測定量に対する誤差を軽減することが出来る。
類の傾きの直線により正弦波及び余弦波を近似している
ので、従来の台形波による近似と比べて指針の指示の被
測定量に対する誤差を軽減することが出来る。
【００３９】図８は本発明の第１及び第２実施例の誤差
特性を示す図である。図８に示す如く、±約0.2 の誤差
を示しており、従来の台形波で近似した場合に比べて１
／２以下の誤差に軽減されている。
特性を示す図である。図８に示す如く、±約0.2 の誤差
を示しており、従来の台形波で近似した場合に比べて１
／２以下の誤差に軽減されている。
【００４０】また上記実施例によれば、１／１，１／
２，１／４の除算と加算処理のみでsin 変換出来て、特
にディジタル処理においてビット列のシフトと加算処理
のみで実現出来るため極めて容易かつ安価に構成出来る
特長があり、第２実施例によればsin 変換回路を１個に
て構成している。
２，１／４の除算と加算処理のみでsin 変換出来て、特
にディジタル処理においてビット列のシフトと加算処理
のみで実現出来るため極めて容易かつ安価に構成出来る
特長があり、第２実施例によればsin 変換回路を１個に
て構成している。
【００４１】尚、以上の実施例において、入力ディジタ
ルデータＤinのビット数は、１１ビット以外でもよく、
この場合、１ビットの増減に対しＤｘの割当を増減する
とともに、計算式(1),(2),(3) 及び条件式において、／
１，／２，／４以外の定数を２倍または１／２すること
により容易に対応可能である。また、第１及び第２の実
施例では主に論理回路による構成を示したが、計算式を
実現できる構成であれば、その他の論理回路または、マ
イクロコンピュータ等により駆動信号発生手段を構成す
ることも可能である。さらに、ＰＷＭ変調回路は、ディ
ジタル／アナログ変換回路等に置き換えることも可能で
あり、選択反転回路１８及び出力回路９ 1 ，…９4 も含
めて図１（Ｂ）に示すような出力特性が得られれば、回
路構成は問わない。
ルデータＤinのビット数は、１１ビット以外でもよく、
この場合、１ビットの増減に対しＤｘの割当を増減する
とともに、計算式(1),(2),(3) 及び条件式において、／
１，／２，／４以外の定数を２倍または１／２すること
により容易に対応可能である。また、第１及び第２の実
施例では主に論理回路による構成を示したが、計算式を
実現できる構成であれば、その他の論理回路または、マ
イクロコンピュータ等により駆動信号発生手段を構成す
ることも可能である。さらに、ＰＷＭ変調回路は、ディ
ジタル／アナログ変換回路等に置き換えることも可能で
あり、選択反転回路１８及び出力回路９ 1 ，…９4 も含
めて図１（Ｂ）に示すような出力特性が得られれば、回
路構成は問わない。
【００４２】
【発明の効果】上述の如く、本願発明によれば、被測定
信号の変化に応じて電気角が９０°増加する間に、電気
角の増加開始当初の傾きより順に、電気角の増加開始当
初の傾きの１／２の傾きとされ、電気角の増加開始当初
の傾きの１／４の傾きとされる第１の折線波形からなる
第１の駆動信号及び電気角の増加開始当初は第１の折線
波形の電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きと同
じ大きさで逆の傾きとされ、第１の折線波形が電気角の
増加開始当初の傾きの１／２の傾きのときは１／２の傾
きと同じ大きさで逆の傾きとされ、第１の折線波形が電
気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きのときは第１
の折線の電気角の増加開始当初の傾きと同じ大きさで逆
の傾きとされる第２の折線波形からなる第２の駆動信号
を用いることにより、従来の台形波に近似した駆動信号
で駆動する場合に比べて被測定量に対する誤差を低減で
きる等の特長を有する。
信号の変化に応じて電気角が９０°増加する間に、電気
角の増加開始当初の傾きより順に、電気角の増加開始当
初の傾きの１／２の傾きとされ、電気角の増加開始当初
の傾きの１／４の傾きとされる第１の折線波形からなる
第１の駆動信号及び電気角の増加開始当初は第１の折線
波形の電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きと同
じ大きさで逆の傾きとされ、第１の折線波形が電気角の
増加開始当初の傾きの１／２の傾きのときは１／２の傾
きと同じ大きさで逆の傾きとされ、第１の折線波形が電
気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きのときは第１
の折線の電気角の増加開始当初の傾きと同じ大きさで逆
の傾きとされる第２の折線波形からなる第２の駆動信号
を用いることにより、従来の台形波に近似した駆動信号
で駆動する場合に比べて被測定量に対する誤差を低減で
きる等の特長を有する。
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の第１実施例のブロック図である。
【図３】本発明の第１実施例の要部の詳細なブロック図
である。
である。
【図４】本発明の第１実施例の要部の動作を説明する図
である。
である。
【図５】本発明の第２実施例の要部のブロック図であ
る。
る。
【図６】本発明の第２実施例の要部の具体的な回路図で
ある。
ある。
【図７】本発明の第２実施例の要部のタイミングチャー
トである。
トである。
【図８】本発明の第１及び第２実施例の誤差特性を示す
図である。
図である。
【図９】交差コイル式計器の一例の概略図である。
【図１０】交差コイル式計器の駆動信号の一例の波形図
である。
である。
【図１１】従来の交差コイル式計器の誤差特性の一例を
示す図である。
示す図である。
３ 可動永久磁石 ４ 指針軸 ７ ディジタル信号発生手段 ８ 駆動信号発生手段 ９ 駆動信号出力手段 １０1 ，…１０n コイル １４，１５，２５ sin 変換回路 １６，１７ ＰＷＭ変調回路 １８ 選択反転回路
Claims (1)
- 【請求項１】 被測定信号に応じたディジタル信号を発
生するディジタル信号発生手段と、 該ディジタル信号発生手段より該ディジタル信号が供給
され、互いに位相が異なり、かつ、電気角に対してレベ
ルが正弦波に近似した特性で変化し、該ディジタル信号
に応じた電気角のレベルの複数の駆動信号を発生する駆
動信号発生手段と、 該駆動信号発生手段よりの該複数の駆動信号を、指針軸
に固定された可動永久磁石を包囲するよう交差配置され
た複数のコイルの両端に別々に供給する駆動信号出力手
段とを具備した交差コイル式計器の駆動回路において、 前記駆動信号発生手段は、前記被測定信号の変化に応じて電気角が９０°増加する
間に、該電気角の増加開始当初の傾きより順に、前記電
気角の増加開始当初の傾きの１／２の傾きとされ、該電
気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きとされる第１
の折線波形からなる第１の駆動信号と、 前記電気角の増加開始当初は前記第１の折線波形の前記
電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾きと同じ大き
さで逆の傾きとされ、前記第１の折線波形が前記電気角
の増加開始当初の傾きの１／２の傾きのときは該１／２
の傾きと同じ大きさで逆の傾きとされ、前記第１の折線
波形が前記電気角の増加開始当初の傾きの１／４の傾き
のときは前記第１の折線の前記電気角の増加開始当初の
傾きと同じ大きさで逆の傾きとされる第２の折線波形か
らなる第２の駆動信号を発生する ことを特徴とする交差
コイル式計器の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03207047A JP3098580B2 (ja) | 1991-08-19 | 1991-08-19 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03207047A JP3098580B2 (ja) | 1991-08-19 | 1991-08-19 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0545382A JPH0545382A (ja) | 1993-02-23 |
| JP3098580B2 true JP3098580B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=16533328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03207047A Expired - Fee Related JP3098580B2 (ja) | 1991-08-19 | 1991-08-19 | 交差コイル式計器の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3098580B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07318289A (ja) * | 1994-05-23 | 1995-12-08 | Nippondenso Co Ltd | 熱交換器 |
-
1991
- 1991-08-19 JP JP03207047A patent/JP3098580B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0545382A (ja) | 1993-02-23 |
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