JP6527704B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

この発明は半導体装置に関し、例えば、レゾルバから出力された信号をデジタル信号に変換するレゾルバ／デジタルコンバータに用いられるものである。

産業機械用または自動車の動力系のモータ用など、厳しい環境下で使用される回転角センサとしてレゾルバが知られている。レゾルバは、電気角の正弦（サイン：sine）を表すアナログ正弦波信号と、電気角の余弦（コサイン：cosine）を表すアナログ余弦波信号とを出力する。レゾルバ／デジタル（Resolver to Digital）コンバータ（以下、Ｒ／Ｄコンバータと称する）は、上記の正弦波信号および余弦波信号をデジタル値に変換し、デジタル変換後の正弦波信号および余弦波信号に基づいて電気角を算出する（たとえば、特開２００４−３０９２８５号公報（特許文献１）参照）。

特開２００４−３０９２８５号公報

Ｒ／Ｄコンバータでは、通常、マルチプレクサによって正弦波信号と余弦波信号を交互に選択し、選択された信号が共通のアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄコンバータ）によってデジタル値に変換される。この場合、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータの非直線性誤差によって、最終的に検出された電気角に誤差が生じる場合がある。このような誤差はＲ／Ｄコンバータに限らず、複数の信号を順にＡ／Ｄ変換する場合にも生じ得る問題である。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施形態による半導体装置では、正弦波信号および余弦波信号の少なくとも一方を反転させるためのスイッチ回路がマルチプレクサの前段に設けられる。

上記の実施形態によれば、Ａ／Ｄコンバータの非直線性誤差に起因した角度検出誤差を抑制することができる。

第１の実施形態による半導体装置として、Ｒ／Ｄコンバータ１０の構成を示すブロック図である。 図１のレゾルバ３に入力される励磁信号ＥＸと、レゾルバ３から出力される正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１の一例を示す図である。 図１のスイッチ回路ＳＷａの構成および動作の一例を示す回路図である。 図１の角度演算回路１２の構成の一例を示すブロック図である。 図１の角度範囲判定回路１３の入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。 正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１の振幅と角度φとの関係を示すグラフである。 電気角θが１３５°の場合の正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１の波形図である。 Ａ／Ｄコンバータの非直線性誤差について説明するための図である。 第２の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ａの構成を示すブロック図である。 図９の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。 図９のＲ／Ｄコンバータ１０Ａにおいて、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２の振幅と角度φとの関係を示すグラフである。 図９の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの変形例において、入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。 第２の実施形態の変形例において、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２の振幅と角度φとの関係を示すグラフである。 第３の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ｂの構成を示すブロック図である。 図１４の各部の動作波形を示すタイミング図である。 図１４の増幅器ＡＭＰａの出力後の正弦波信号ＳＮ２の波形の一例を示す図である。 第４の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ｃの構成を示すブロック図である。 図１７の角度範囲判定回路１３の入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。 図１７の増幅器ＡＭＰａの出力後の正弦波信号ＳＮ２の波形の一例を示す図である。 第５の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ｄの構成を示すブロック図である。 図２０の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。 モータ制御装置の構成を示すブロック図である。

以下、各実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

＜第１の実施形態＞
［Ｒ／Ｄコンバータの構成］
図１は、第１の実施形態による半導体装置として、Ｒ／Ｄコンバータ１０の構成を示すブロック図である。なお、第１の実施形態では、半導体装置としてＲ／Ｄコンバータを例に挙げて説明するが、第６の実施形態で説明するように、Ｒ／Ｄコンバータを内蔵した集積回路（たとえば、マイクロコントローラユニット）によって半導体装置を構成することもできる。

図１を参照して、Ｒ／Ｄコンバータ１０は、入力部Ｔ１，Ｔ２と、出力部Ｔ３と、増幅器ＡＭＰａ，ＡＭＰｂと、抵抗素子Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ２３，Ｒ２４と、スイッチ回路ＳＷａと、マルチプレクサＭＵＸと、Ａ／Ｄコンバータ１１と、角度演算回路１２と、角度範囲判定回路１３とを含む。Ｒ／Ｄコンバータ１０は、レゾルバ３から受信した正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１に基づいて、角度φを算出する。以下、レゾルバ３およびＲ／Ｄコンバータ１０の各部の構成について説明する。

（レゾルバ）
レゾルバ３は、図示しない１個のロータ巻線と２個のステータ巻線とを備える。２個のステータ巻線は、軸倍角が１の場合、たとえば機械的に９０°の角度をずらして配置されている。ロータ巻線に励磁信号ＥＸを入力したとき、２個のステータ巻線からは電気角の正弦（サイン：sine）で励磁信号ＥＸが変調された正弦波信号ＳＮ１および電気角の余弦（コサイン：cosine）で励磁信号ＥＸが変調された余弦波信号ＣＳ１がそれぞれ出力される。ロータの機械角をΘとし、電気角をθとし、軸倍角をＮとすると、θ＝Ｎ×Θの関係がある。

図２は、図１のレゾルバ３に入力される励磁信号ＥＸと、レゾルバ３から出力される正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１の一例を示す図である。図２では、励磁信号ＥＸをｓｉｎ（ωｔ）とし（ただし、ωは角周波数、ｔは時間）、ロータは角速度Ωで回転しているとする（ただし、ω＝１０×Ω）。軸倍角は１とする。この場合、ロータの回転角（電気角）θは、θ＝Ω・ｔの関係がある。なお、図２の横軸の時間はΩで規格化されている。この場合、正弦波信号ＳＮ１は、sinωt・sinθ＝sinωt・sinΩtで表され、余弦波信号ＣＳ１は、sinωt・cosθ＝cosωt・cosΩtで表される。

再び図１を参照して、入力部Ｔ１の正側入力端子Ｔ１ｐ，負側入力端子Ｔ１ｎは、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２をそれぞれ介してレゾルバ３と接続される。入力部Ｔ１は、差動の正弦波信号ＳＮ１を受ける。入力部Ｔ２の正側入力端子Ｔ２ｐ，負側入力端子Ｔ２ｎは、抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２をそれぞれ介してレゾルバ３と接続される。入力部Ｔ２は、差動の余弦波信号ＣＳ１を受ける。

（増幅器）
増幅器ＡＭＰａ，ＡＭＰｂは、たとえば演算増幅器である。増幅器ＡＭＰａの非反転入力端子（＋端子）は、スイッチ回路ＳＷａを介して入力部Ｔ１の正側入力端子Ｔ１ｐと接続され、増幅器ＡＭＰａの反転入力端子（−端子）は、スイッチ回路ＳＷａを介して入力部Ｔ１の負側入力端子Ｔ１ｎと接続される。増幅器ＡＭＰａの反転入力端子（−端子）は、さらに抵抗素子Ｒ１３を介して増幅器ＡＭＰａの出力端子と接続される。増幅器ＡＭＰａの非反転入力端子（＋端子）は、抵抗素子Ｒ１４を介して共通電位ｃｏｍを与えるノードと接続される。

同様に、増幅器ＡＭＰｂの非反転入力端子（＋端子）は、入力部Ｔ２の正側入力端子Ｔ２ｐと接続され、増幅器ＡＭＰｂの反転入力端子（−端子）は、入力部Ｔ２の負側入力端子Ｔ２ｎと接続される。増幅器ＡＭＰｂの反転入力端子（−端子）は、さらに抵抗素子Ｒ２３を介して増幅器ＡＭＰｂの出力端子と接続される。増幅器ＡＭＰｂの非反転入力端子（＋端子）は、さらに抵抗素子Ｒ２４を介して共通電位ｃｏｍを与えるノードと接続される。

上記の構成において抵抗素子Ｒ１１と抵抗素子Ｒ１２との大きさが等しく、抵抗素子Ｒ１３と抵抗素子Ｒ１４との大きさが等しい場合、増幅器ＡＭＰａは、入力部Ｔ１の正側入力端子Ｔ１ｐの電位から負側入力端子Ｔ１ｎの電位を減じた信号、すなわち、差動の正弦波信号ＳＮ１を増幅したシングルエンドの正弦波信号ＳＮ２を出力する。同様に、抵抗素子Ｒ２１と抵抗素子Ｒ２２との大きさが等しく、抵抗素子Ｒ２３と抵抗素子Ｒ２４との大きさが等しい場合、増幅器ＡＭＰｂは、入力部Ｔ２の正側入力端子Ｔ２ｐの電位から負側入力端子Ｔ２ｎの電位を減じた信号、すなわち、差動の余弦波信号ＣＳ１を増幅したシングルエンドの余弦波信号ＣＳ２を出力する。

（スイッチ回路）
スイッチ回路ＳＷａは、第１の実施形態の場合、入力部Ｔ１と増幅器ＡＭＰａとの間に設けられる。スイッチ回路ＳＷａは、スイッチ信号ＳＷＳａが活性状態のとき、差動信号である正弦波信号ＳＮ１の＋側と−側とを入れ替えて、すなわち、正弦波信号ＳＮ１の値を反転させて増幅器ＡＭＰａに入力する。一方、スイッチ回路ＳＷａは、スイッチ信号ＳＷＳａが非活性状態のとき、正弦波信号ＳＮ１を反転せずに増幅器ＡＭＰａに入力する。以下、前者の場合、スイッチ回路ＳＷａは反転状態であると称し、後者の場合、スイッチ回路ＳＷａは非反転状態と称する。

なお、本実施形態では、スイッチ信号ＳＷＳａが活性状態のときその論理レベルはハイレベル（Ｈレベル）または“１”であるとする。スイッチ信号ＳＷＳａが非活性状態のときその論理レベルはローレベル（Ｌレベル）または“０”であるとする。活性／非活性状態と信号の論理レベルとの対応関係は上記と逆であっても構わない。

図３は、図１のスイッチ回路ＳＷａの構成および動作の一例を示す回路図である。図３（Ａ），（Ｂ）を参照して、スイッチ回路ＳＷａは、スイッチ素子２１〜２４と、インバータ２５とを含む。スイッチ素子２１は入力ノードＩＮｎと出力ノードＯＵＴｎとの間に接続される。スイッチ素子２２は入力ノードＩＮｎと出力ノードＯＵＴｐとの間に接続される。スイッチ素子２３は入力ノードＩＮｐと出力ノードＯＵＴｎとの間に接続される。スイッチ素子２４は入力ノードＩＮｐと出力ノードＯＵＴｐとの間に接続される。

スイッチ素子２１〜２４の各々は、たとえば、Ｐ型ＭＯＳ（Meta Oxide Semiconductor）トランジスタによって構成され、活性状態の制御信号を制御電極に受けたとき導通し、非活性状態の制御信号を制御電極に受けたときに非導通になる。スイッチ素子２１，２４には、制御信号としてスイッチ信号ＳＷＳａの論理レベルをインバータ２５によって反転させた信号が入力される。スイッチ素子２２，２３には、制御信号としてスイッチ信号ＳＷＳａが入力される。

したがって、図３（Ａ）に示すように、スイッチ信号ＳＷＳａが非活性状態（Ｌレベルまたは“０”）のとき、スイッチ回路ＳＷａは非反転状態になる。図３（Ｂ）に示すように、スイッチ信号ＳＷＳａが活性状態（Ｈレベルまたは“１”）のとき、スイッチ回路ＳＷａは反転状態になる。

（マルチプレクサ、Ａ／Ｄコンバータ）
再び図１を参照して、マルチプレクサＭＵＸは、増幅器ＡＭＰａ，ＡＭＰｂからそれぞれ出力された正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２を交互に選択してＡ／Ｄコンバータ１１に出力する。マルチプレクサＭＵＸがこれらの信号を交互に選択する切り替え時間（増幅器ＡＭＰａを１回選択する期間および増幅器ＡＭＰｂを１回選択する期間の各々）は、Ａ／Ｄコンバータ１１がサンプリングしたアナログ値を一つの角度φの値に変換するのに要する時間に設定され、例えば励磁信号ＥＸの周期（２π／ω）の１００分の１程度である。なお、マルチプレクサＭＵＸと増幅器ＡＭＰａ，ＡＭＰｂとの間にそれぞれサンプルホールド回路９ａ，９ｂ（Ｓ／Ｈ：Sample & Hold）を設けてもよい。

Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）１１は、マルチプレクサＭＵＸによって選択された正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２をそれぞれデジタル値に変換する。Ａ／Ｄコンバータ１１として、たとえば、逐次変換方式などを用いることができる。

（角度演算回路）
角度演算回路１２は、Ａ／Ｄコンバータ１１によってデジタル値に変換された正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２に基づいて、ロータの電気角θに対応する角度φを算出する（誤差が０の場合、φ＝θである）。

図４は、図１の角度演算回路１２の構成の一例を示すブロック図である。図４を参照して、角度演算回路１２は、ｓｉｎ／ｃｏｓ分配回路３２と、乗算回路３３，３４と、減算回路３５と、同期検波回路３６と、補償器３７と、アキュムレートカウンタ３８と、余弦用ＲＯＭ（Read Only Memory）３９と、正弦用ＲＯＭ４０とを含む公知の構成である。以下の説明では、励磁信号ＥＸをｓｉｎ（ωｔ）とし、ロータの電気角をθとする。

ｓｉｎ／ｃｏｓ分配回路３２は、Ａ／Ｄコンバータ１１の出力を正弦波信号ＳＮ２（sinθ・sinωt）と、余弦波信号ＣＳ２（cosθ・sinωt）とに分配する。このとき、スイッチ信号ＳＷＳａに基づいて、正弦波信号ＳＮ２は、反転されている場合に−１が乗算されることによって元の値に戻される。

乗算回路３３は、正弦波信号ＳＮ２（sinθ・sinωt）と、算出された角度φの余弦（cosφ）とを乗算する。乗算回路３４は、余弦波信号ＣＳ２（cosθ・sinωt）と、算出された角度φの正弦（sinφ）とを乗算する。なお、余弦用ＲＯＭ３９は、予め格納された種々の角度φとその余弦（cosφ）との関係に基づいて、現在の角度φの余弦（cosφ）を出力する。正弦用ＲＯＭ４０は、予め格納された種々の角度φとその正弦（sinφ）との関係に基づいて、現在の角度φの正弦（cosφ）を出力する。

減算回路３５は、乗算回路３３の出力から乗算回路３４の出力を減算することによって偏差ε１を算出する。偏差ε１は、
ε１＝sinθ・cosφ・sinωt−cosθ・sinφ・sinωt
＝sin(θ−φ)・sinωt …(1)
で与えられる。

同期検波回路３６は、減算回路３５から出力された偏差ε１から励磁信号成分（sinωt）を除去することによって、偏差ε２＝sin(θ−φ)を算出する。同期検波回路３６の出力は、補償器３７を経て、アキュムレートカウンタ３８によってカウントされる。この結果、角度φが算出される。偏差ε２が０となるように制御することによって、θ＝φとなる。

（角度範囲判定回路）
再び図１を参照して、角度範囲判定回路１３は、算出された角度φに基づいてスイッチ信号ＳＷＳａを生成する論理回路である。生成されたスイッチ信号ＳＷＳａに応答して、スイッチ回路ＳＷａは、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２と余弦波信号ＣＳ２とが同相となるよう切り替えられる。なお、角度範囲判定回路１３はスイッチ回路ＳＷａの切り替えのタイミングを制御するスイッチ制御回路２０を構成する。以下、図１、図５を参照して具体的に説明する。

図５は、図１の角度範囲判定回路１３の入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。

図５を参照して、角度φ（＝θ）が第１象限（０°〜９０°）のとき、sinθ≧０、cosθ≧０となり、角度φ（＝θ）が第３象限（１８０°〜２７０°）のとき、sinθ≦０、cosθ≦０となる。したがって、これらの角度範囲では、入力された正弦波信号ＳＮ１（sinθ・sinωt）と余弦波信号ＣＳ１（cosθ・sinωt）とは元々同相である。したがって、スイッチ信号ＳＷＳａは非活性状態（“０”）となり、スイッチ回路ＳＷａは非反転状態に制御される。

一方、角度φ（＝θ）が第２象限（９０°〜１８０°）のとき、sinθ≧０、cosθ≦０となり、角度φ（＝θ）が第４象限（２７０°〜３６０°）のとき、sinθ≦０、cosθ≧０となる。したがって、これらの角度範囲では、入力された正弦波信号ＳＮ１（sinθ・sinωt）と余弦波信号ＣＳ１（cosθ・sinωt）とは逆相である。したがって、スイッチ信号ＳＷＳａは活性状態（“１”）となり、スイッチ回路ＳＷａは反転状態に制御される。

なお、角度φがバイナリコードのデジタル値で表現される場合、その最上位及びその次のビット値が「００」のとき角度φが第１象限を示し、「０１」のとき第２象限を示し、「１０」のとき第３象限を示し、「１１」のとき第４象限を示す。したがって、最上位から２番目のビット値が「１」のとき角度φは第２象限及び第４象限の角度を示し、「０」のとき角度φは第１象限及び第３象限の角度を示す。この場合、角度範囲判定回路１３は、最上位から２番目のビット値を参照し、そのビット値をスイッチ信号ＳＷＳａとして出力する回路で構成される。

［Ｒ／Ｄコンバータの動作の特徴］
以下、上記のＲ／Ｄコンバータ１０の動作の特徴について説明する。上述したように、図１のＲ／Ｄコンバータ１０は、入力された正弦波信号ＳＮ１と余弦波信号ＣＳ１とに基づいて角度φを算出する。Ｒ／Ｄコンバータ１０に設けられた角度範囲判定回路１３は、算出された角度φの範囲に応じて、スイッチ信号ＳＷＳａを活性／非活性に切り替える。スイッチ信号ＳＷＳａが活性状態のとき、スイッチ回路ＳＷａが反転状態になることによって、正弦波信号ＳＮ１が反転される（＋側信号と−側信号とが入れ替えられる）。具体的には、角度φが第２象限（９０°〜１８０°）および第４象限（２７０°〜３６０°）の範囲に含まれるとき、スイッチ回路ＳＷａは反転状態になるように制御される。以下、具体例を挙げて説明する。

図６は、正弦波信号および余弦波信号の振幅と角度φとの関係を示すグラフである。図６では、励磁信号ＥＸ（sinωt）が１になる時刻（ω・ｔ＝π／２、５π／２、…）における振幅を示している。図６（Ａ）は、Ｒ／Ｄコンバータ１０に入力される正弦波信号ＳＮ１（sinφ）および余弦波信号ＣＳ１（cosφ）の振幅と角度φとの関係を示す。図６（Ｂ）は、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２（sinφまたは−sinφ）および余弦波信号ＣＳ２（cosφ）の振幅と角度φとの関係を示す。

図６（Ｂ）に示すように、角度φが第２象限および第４象限の範囲に含まれるとき、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２はスイッチ回路ＳＷａによって元の正弦波信号ＳＮ１（sinφ）を反転した信号（−sinφ）に切り替わる。この結果、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２の値と余弦波信号ＣＳ２の値とを、Ｒ／Ｄコンバータ１０に入力される前に比べて、より近付けることができる。

図７は、電気角θが１３５°の場合の正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１の波形図である。図７において、Ａ＝ｓｉｎ（１３５°）＝−ｃｏｓ（１３５°）としている。

図７に示すように、θ＝１３５°のとき、Ｒ／Ｄコンバータ１０に入力される正弦波信号ＳＮ１（Ａ・sinωt）および余弦波信号ＣＳ１（−Ａ・sinωt）は、互いに振幅が等しく逆位相である。この場合、スイッチ回路ＳＷａにおいて正弦波信号ＳＮ１が反転されるので、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２（−Ａ・sinωt）と余弦波信号ＣＳ２（−Ａ・sinωt）は完全に一致する。したがって、算出される角度φは正確に１３５°に一致する。

仮に、図１のスイッチ回路ＳＷａが設けられていなかった場合にも、Ａ／Ｄコンバータ１１に非直線性誤差がなければ、算出される角度φには誤差はない。ところが、実際のＡ／Ｄコンバータ１１には必ず非直線性誤差があるので、角度φに誤差が生じることになる。

図８は、Ａ／Ｄコンバータの非直線性誤差について説明するための図である。図８においても、電気角θ（＝φ）が１３５°であるとする。

図１、図８を参照して、図１のスイッチ回路ＳＷａが設けられていない場合、Ａ／Ｄコンバータ１１には、Ｒ／Ｄコンバータ１０に入力された正弦波信号ＳＮ１（Ａ・sinωt）と余弦波信号ＣＳ１（−Ａ・sinωt）とがそのまま入力される。この場合、Ａ／Ｄコンバータ１１から出力される正弦波信号はＡ・sinωt＋Δ１となり、Ａ／Ｄコンバータ１１から出力される余弦波信号は−Ａ・sinωt＋Δ２となる。Δ１は−Δ２に等しくないので、角度演算回路１２から出力される角度φは１３５°とはならず、角度誤差が生じることになる。

これに対して、第１の実施形態のＲ／Ｄコンバータ１０によれば、電気角θが１３５°、３１５°のときは正弦波信号が反転されるため、正弦波信号と余弦波信号とは同じ値でＡ／Ｄコンバータ１０に取得される。この結果、角度演算回路１２で正弦波信号に−１を乗算することによって正弦波信号を元の値に戻したときに、正弦波信号＝−１×余弦波信号の関係が正確に成り立つので、Ａ／Ｄコンバータ１１の非直線性誤差に起因した角度変換誤差がなくなる。

［効果］
以上のとおり、第１の実施形態のＲ／Ｄコンバータ１０によれば、算出された角度φの範囲が第２象限（９０°〜１８０°）と第４象限（２７０°〜３６０°）の場合に、正弦波信号を反転させるスイッチ回路ＳＷａが設けられる。これによって、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号と余弦波信号とが常に同相となって互いに近い値になるので、Ａ／Ｄコンバータ１１の非直線性誤差の影響を受けにくくすることができる。

［変形例］
正弦波信号ＳＮ１に代えて余弦波信号ＣＳ１を反転可能なように、入力部Ｔ１と増幅器ＡＭＰａとの間に代えて入力部Ｔ２と増幅器ＡＭＰｂとの間に、スイッチ回路ＳＷｂを設けてもよい。この場合、スイッチ回路ＳＷｂは、角度φの範囲が第２象限（９０°〜１８０°）と第４象限（２７０°〜３６０°）の場合に余弦波信号ＣＳ１を反転させる。

＜第２の実施形態＞
［構成］
図９は、第２の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ａの構成を示すブロック図である。

図９を参照して、第２の実施形態のＲ／Ｄコンバータ１０Ａは、入力部Ｔ２と増幅器ＡＭＰｂとの間にさらにスイッチ回路ＳＷｂが設けられる点で、図１のＲ／Ｄコンバータ１０と異なる。図９の場合には、算出された角度φに基づいてスイッチ回路ＳＷａを制御する角度範囲判定回路１３Ａと、角度φに基づいてスイッチ回路ＳＷｂを制御する角度範囲判定回路１３Ｂとが設けられる。角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの構成の一例は図３で説明したものと同様であるので、説明を繰り返さない。なお、角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂは、スイッチ回路ＳＷａ，ＳＷｂの切り替えのタイミングを制御するスイッチ制御回路２０を構成する。

図１０は、図９の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。図９の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂでは、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２が両方とも共通電位ｃｏｍよりも大きくなるように、正弦波信号ＳＮ２または余弦波信号ＣＳ２が角度φに応じて反転される。

具体的には図１０に示すように、正弦波用の角度範囲判定回路１３Ａは、角度φの範囲が第３および第４象限（１８０°〜３６０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳａを活性化（“１”）することによって、正弦波信号ＳＮ１用のスイッチ回路ＳＷａを反転状態にする。角度範囲判定回路１３Ａは、角度φの範囲が第１および第２象限（０°〜１８０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳａを非活性化（“０”）することによって、正弦波信号ＳＮ１用のスイッチ回路ＳＷａを非反転状態にする。

一方、余弦波用の角度範囲判定回路１３Ｂは、角度φの範囲が第２および第３象限（９０°〜２７０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳｂを活性化（“１”）することによって、余弦波信号ＣＳ２用のスイッチ回路ＳＷｂを反転状態にする。角度範囲判定回路１３Ｂは、角度φの範囲が第１象限（０°〜９０°）および第４象限（２７０°〜３６０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳｂを非活性化（“０”）することによって、余弦波信号ＣＳ１用のスイッチ回路ＳＷｂを非反転状態にする。

上記の場合において、角度φがバイナリコードのデジタル値で表現される場合、その最上位及びその次のビット値が「００」のとき角度φが第１象限を示し、「０１」のとき第２象限を示し、「１０」のとき第３象限を示し、「１１」のとき第４象限を示す。この場合、角度範囲判定回路１３Ａは、最上位ビットを参照し、そのビット値をスイッチ信号ＳＷＳａとして出力する回路で構成される。角度範囲判定回路１３Ｂは、その最上位のビット値及びその次のビット値を参照し、両者の排他的論理和を演算し、スイッチ信号ＳＷＳｂとして出力する論理回路で構成される。

なお、角度演算回路１２は、スイッチ信号ＳＷＳａ，ＳＷＳｂに基づいて、正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１を反転した場合には、−１倍することによって、反転する前の元の値に戻す。図９のその他の構成は図１の場合と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。

［効果］
図１１は、図９のＲ／Ｄコンバータ１０Ａにおいて、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２の振幅と角度φとの関係を示すグラフである。図１１では、励磁信号ＥＸ（sinωt）が１になる時刻（ω・ｔ＝π／２、５π／２、…）における振幅を示している。

第１の実施形態において対応する図６（Ｂ）のグラフでは、スイッチ回路ＳＷａが切り替わる角度φである９０°および２７０°において、正弦波信号ＳＮ２の電位が大きく変動していた。これによってノイズが発生し、角度誤差を発生させる要因となっていた。これに対して、図１１のグラフでは、スイッチ回路ＳＷａまたはＳＷｂが切替わる角度φである０°、９０°、１８０°、および２７０°において、反転する正弦波信号ＳＮ１または余弦波信号ＣＳ１の振幅は０になっている。このためノイズの発生が抑制されるので、第１の実施形態の場合に比べて角度誤差を小さくすることができる。

［変形例］
図１２は、図９の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの変形例において、入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。図１２に示す角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの変形例では、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２が両方とも共通電位ｃｏｍよりも小さくなるように、正弦波信号ＳＮ２または余弦波信号ＣＳ２が角度φに応じて反転される。

具体的には図１２に示すように、正弦波用の角度範囲判定回路１３Ａは、角度φの範囲が第１および第２象限（０°〜１８０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳａを活性化（“１”）することによって、正弦波信号ＳＮ１用のスイッチ回路ＳＷａを反転状態にする。角度範囲判定回路１３Ａは、角度φの範囲が第３および第４象限（１８０°〜３６０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳａを非活性化（“０”）することによって、正弦波信号ＳＮ１用のスイッチ回路ＳＷａを非反転状態にする。

一方、余弦波用の角度範囲判定回路１３Ｂは、角度φの範囲が第１象限（０°〜９０°）および第４象限（２７０°〜３６０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳｂを活性化（“１”）することによって、余弦波信号ＣＳ１用のスイッチ回路ＳＷｂを反転状態にする。角度範囲判定回路１３Ｂは、角度φの範囲が第２および第３象限（９０°〜２７０°）の場合にスイッチ信号ＳＷＳｂを非活性化（“０”）することによって、余弦波信号ＣＳ２用のスイッチ回路ＳＷｂを非反転状態にする。

上記の変形例の場合において、角度φがバイナリコードのデジタル値で表現される場合、角度範囲判定回路１３Ａは、最上位ビットを参照し、そのビット値の反転信号を生成し、スイッチ信号ＳＷＳａとして出力する論理回路で構成される。角度範囲判定回路１３Ｂは、その最上位のビット値及びその次のビット値を参照し、両者の排他的論理和の反転信号を生成し、スイッチ信号ＳＷＳｂとして出力する論理回路で構成される。

図１３は、第２の実施形態の変形例において、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２および余弦波信号ＣＳ２の振幅と角度φとの関係を示すグラフである。図１３では、励磁信号ＥＸ（sinωt）が１になる時刻（ω・ｔ＝π／２、５π／２、…）における振幅を示している。

図１１の場合と同様に、スイッチ回路ＳＷａまたはＳＷｂが切替わる角度φである０°、９０°、１８０°、および２７０°において、反転する正弦波信号ＳＮ１または余弦波信号ＣＳ１の振幅は０になっている。このためノイズの発生が抑制されるので、第１の実施形態の場合に比べて角度誤差を小さくすることができる。

＜第３の実施形態＞
［構成および動作］
図１４は、第３の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ｂの構成を示すブロック図である。図１４のＲ／Ｄコンバータ１０Ｂは、比較器ＣＭＰ、エッジ検出回路１４、およびラッチ回路１５をさらに含む点で、図１のＲ／Ｄコンバータと異なる。

比較器ＣＭＰは、差動の励磁信号ＥＸの＋側信号と−側信号とを比較することによって、励磁信号ＥＸの値が正の場合にハイレベル（Ｈレベル）の比較信号ＣＭＳを出力し、励磁信号ＥＸの値が負の場合にローレベル（Ｌレベル）の比較信号ＣＭＳを出力する。

エッジ検出回路１４は、比較器ＣＭＰから出力される比較信号ＣＭＳの立ち上がりエッジおよび立下がりエッジを検出する。エッジ検出回路１４は、比較信号ＣＭＳの立ち上がりエッジおよび立下がりエッジのタイミングでワンショットパルス（励磁エッジ信号ＥＸＥＧ）を出力する。したがって、比較器ＣＭＰとエッジ検出回路１４とによって、励磁信号ＥＸの値が０（共通電位ｃｏｍ）と交差するゼロクロス点が検出されることになる。

ラッチ回路１５は、角度範囲判定回路１３から出力されるスイッチ信号ＳＷＳａ１を保持し、エッジ検出回路１４から出力される励磁エッジ信号ＥＸＥＧのタイミングに同期させて出力する。スイッチ回路ＳＷａは、ラッチ回路１５から出力されるスイッチ信号ＳＷＳａ２に応答して、反転状態と非反転状態とを切替える。したがって、スイッチ回路ＳＷａの反転状態と非反転状態との切替わりのタイミングは、励磁信号ＥＸのゼロクロス点のタイミングに同期することになる。

なお、角度演算回路１２は、スイッチ信号ＳＷＳａ２に基づいて、正弦波信号ＳＮ２が反転されている場合に−１を乗算することによって正弦波信号ＳＮ２を元の値に戻す。図１４のその他の点は図１の場合と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。

上記の構成において、角度範囲判定回路１３、比較器ＣＭＰ、エッジ検出回路１４、およびラッチ回路１５は、スイッチ回路ＳＷａの切り替えのタイミングを制御するスイッチ制御回路２０を構成する。

図１５は、図１４の各部の動作波形を示すタイミング図である。図１５では、上から順に図１４の比較信号ＣＭＳ、励磁エッジ信号ＥＸＥＧ、スイッチ信号ＳＷＳａ１，ＳＷＳａ２が示されている。

図１４、図１５を参照して、図１５の時刻ｔ１，ｔ３，ｔ６において比較信号ＣＭＳのエッジが検出されことによって、励磁エッジ信号ＥＸＥＧとしてワンショットパルスが出力される。

スイッチ信号ＳＷＳａ１は、時刻ｔ２においてＬレベルからＨレベルに切り換わる。この場合、ラッチ回路１５から出力されるスイッチ信号ＳＷＳａ２の立ち上がりのタイミングは、励磁エッジ信号ＥＸＥＧが活性化される（Ｈレベルになる）時刻ｔ４まで遅延する。

スイッチ信号ＳＷＳａ１は、時刻ｔ５においてＨレベルからＬレベルに切り換わる。この場合、ラッチ回路１５から出力されるスイッチ信号ＳＷＳａ２の立ち下がりのタイミングは、励磁エッジ信号ＥＸＥＧが活性化される（Ｈレベルになる）時刻ｔ７まで遅延する。

［効果］
図１６は、図１４の増幅器ＡＭＰａの出力後の正弦波信号ＳＮ２の波形の一例を示す図である。図１６において、励磁信号ＥＸをsinωtとし、電気角θがほぼ９０°であるとする。この場合、Ｒ／Ｄコンバータ１０Ｂに入力される正弦波信号ＳＮ１はsinωtに略等しくなり、余弦波信号ＣＳ１は略０になる。また、図１６において、時刻ｔ１２以前は、電気角θは９０°より若干小さな値であり、時刻ｔ１２以降は、電気角θは９０°より若干大きな値であるとする。

まず、第１の実施形態（比較例）の場合について説明する。図１６（Ａ）は、この場合においてＡ／Ｄコンバータ１１に入力される正弦波信号ＳＮ２の波形を示している。時刻ｔ１２で電気角θが９０°を通過して第１象限から第２の象限に移行するので、時刻ｔ１２以降、正弦波信号ＳＮ２は、入力された正弦波信号ＳＮ１を反転した信号になる。この場合、時刻ｔ１２の切り替わりのタイミングにおいて、正弦波信号ＳＮ２が大きく変動するためにノイズが発生し、その結果、最終的に算出される角度φに誤差が生じる可能性がある。

これに対して、図１６（Ｂ）に示す本実施形態の場合には、スイッチ回路ＳＷａの切り替わりのタイミングが、励磁信号ＥＸのゼロクロス点である時刻ｔ１３まで遅延する。このため、時刻ｔ１３の切り替わりのタイミングにおいて、正弦波信号ＳＮ２はほぼ０となり、大きな信号変動は発生しない。この結果、スイッチ回路ＳＷａの切り替えに伴うノイズの発生が抑えられ、角度変換誤差を抑制できる。

＜第４の実施形態＞
［構成および動作］
図１７は、第４の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ｃの構成を示すブロック図である。図１７のＲ／Ｄコンバータ１０Ｃは遅延回路１６をさらに含む点で図１の第１の実施形態のＲ／Ｄコンバータ１０と異なる。遅延回路１６は、フリップフロップ等を含み、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１を生成して出力する。遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１は、角度範囲判定回路１３から出力されたスイッチ信号ＳＷＳａを少なくともクロックの１サイクル分だけ遅らせた信号である。

さらに、図１７のＲ／Ｄコンバータ１０Ｃは、角度範囲判定回路１３の動作が図１のＲ／Ｄコンバータ１０の場合と異なる。図１７の角度範囲判定回路１３は、角度演算回路１２によって算出された角度φと遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１とに基づいて、スイッチ信号ＳＷＳａ１を生成する。すなわち、角度範囲判定回路１３の出力は、現在の角度φだけでなく、過去のスイッチ信号ＳＷＳａ１の論理レベルにも依存するヒステリシス効果を有する。

図１７のその他の点は図１の場合と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。なお、上記の構成において、角度範囲判定回路１３および遅延回路１６は、スイッチ回路ＳＷａの切り替えのタイミングを制御するスイッチ制御回路２０を構成する。

図１８は、図１７の角度範囲判定回路１３の入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。図１８において、ｈｙｓはヒステリシスの幅を表す予め定められた角度（たとえば、角度の分解能の数倍程度）である。

図１８を参照して、少なくとも１サイクル前のスイッチ信号ＳＷＳａ１（すなわち、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１）が活性状態（“１”）であったとする。この場合、角度φが第１象限（０°〜９０°）および第３象限（１８０°〜２７０°）の境界に一致したとしても、スイッチ回路ＳＷａは非反転状態に変化しない。角度ｈｙｓだけ第１および第３象限の境界からさらに変化した時点でスイッチ回路ＳＷａは非反転状態に切り替わる。

同様に、少なくとも１サイクル前のスイッチ信号ＳＷＳａ１（すなわち、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１）が非活性状態（“０”）であったとする。この場合、角度φが第２象限（９０°〜１８０°）および第４象限（２７０°〜３６０°）の境界に一致したとしても、スイッチ回路ＳＷａは反転状態に変化しない。角度ｈｙｓだけ第２および第４象限の境界からさらに変化した時点でスイッチ回路ＳＷａは反転状態に切り替わる。

上記を言い換えると次のようになる。角度範囲判定回路１３は、算出された角度φに基づいて、入力部Ｔ１，Ｔ２にそれぞれ入力された正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１が、同相から逆相または逆相から同相に変化したことを検出したとする。この場合、角度範囲判定回路１３は、同相と逆相とが切り替わった時点よりも所定角度ｈｙｓだけ上記の算出した角度φがさらに変化したタイミングで、スイッチ信号ＳＷＳａの活性／非活性を切替える。

［効果］
図１９は、図１７の増幅器ＡＭＰａの出力後の正弦波信号ＳＮ２の波形の一例を示す図である。図１９において、励磁信号ＥＸをsinωtとし、電気角θがほぼ９０°であるとする。この場合、Ｒ／Ｄコンバータ１０Ｂに入力される正弦波信号ＳＮ１はsinωtに略等しくなり、余弦波信号ＣＳ１は略０になる。

まず、図１９（Ａ）を参照して第１の実施形態（比較例）の場合について説明する。図１９（Ａ）に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ１までは電気角θが９０°よりも若干小さく、時刻ｔ１以降に電気角θが９０°よりも若干大きくなるために、時刻ｔ１において正弦波信号ＳＮ２は−sinωtに反転する。次の時刻ｔ２までは電気角θが９０°よりも若干大きく、時刻ｔ２以降に電気角θが９０°よりも若干小さくなるために、時刻ｔ２において正弦波信号ＳＮ２はsinωtに反転する。以下同様に、正弦波信号ＳＮ２は、時刻ｔ３において−sinωtに反転し、時刻ｔ４においてsinωtに反転し、時刻ｔ５において−sinωtに反転し、時刻ｔ６においてsinωtに反転し、時刻ｔ７において−sinωtに反転する。このように、第１の実施形態の場合には、電気角θが９０°付近を上下する場合には、スイッチ回路ＳＷａが頻繁に切り替わり、その都度正弦波信号ＳＮ２が大きく変動する。この大きな信号の変動によってノイズが発生し、角度変換誤差が生じる可能性がある。

これに対して、図１９（Ｂ）に示す本実施形態の場合には、電気角θが第１象限と第２象限との境界（あるいは第３象限と第４象限の境界）に達した場合には、予め定める角度ｈｙｓだけ検出角度φがさらに変化した場合にのみ、正弦波信号ＳＮ２が切り替えられる。具体的に図１９（Ｂ）の時刻ｔ７において電気角θが９０°＋ｈｙｓに達したことによって、正弦波信号ＳＮ２は−sinωtに反転する。また時刻ｔ８において、電気角θが９０°−ｈｙｓに達したことによって、正弦波信号ＳＮ２はsinωtに反転する。これによって、図１９（Ａ）と同様に電気角θが９０°付近を上下した場合でも、スイッチ回路ＳＷａの切り替わりが発生する頻度を削減することができる。この結果、ノイズの発生が抑えられ、角度変換誤差を抑制することができる。

＜第５の実施形態＞
前述した第１〜第４の実施形態は相互に組み合わせることが可能である。第５の実施形態は第２〜第４の実施形態を組み合わせたものである。

［構成および動作］
図２０は、第５の実施形態によるＲ／Ｄコンバータ１０Ｄの構成を示すブロック図である。図２０のＲ／Ｄコンバータ１０Ｄは、遅延回路１６Ａ，１６Ｂと、比較器ＣＭＰと、エッジ検出回路１４と、ラッチ回路１５とをさらに含む点で、図９で説明した第２の実施形態のＲ／Ｄコンバータ１０Ａと異なる。

遅延回路１６Ａは、図１７で説明したように、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１を生成して出力する。遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１は、角度範囲判定回路１３Ａから出力されたスイッチ信号ＳＷＳａ１を少なくともクロックの１サイクルだけ遅らせた信号である。同様に、遅延回路１６Ｂは、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳｂ１を生成して出力する。遅延スイッチ信号ＤＳＷＳｂ１は、角度範囲判定回路１３Ｂから出力されたスイッチ信号ＳＷＳｂ１を少なくともクロックの１サイクルだけ遅らせた信号である。

角度範囲判定回路１３Ａは、図１７および図１８で説明したようにヒステリシス効果を有し、角度演算回路１２によって算出された角度φと遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１とに基づいて、スイッチ信号ＳＷＳａ１を生成する。同様に、角度範囲判定回路１３Ｂは、角度演算回路１２によって算出された角度φと遅延スイッチ信号ＤＳＷＳｂ１とに基づいて、スイッチ信号ＳＷＳｂ１を生成する。

比較器ＣＭＰおよびエッジ検出回路１４は、図１４で説明したものと同じであるので説明を繰り返さない。ラッチ回路１５は、図１４で説明したように、角度範囲判定回路１３Ａから出力されるスイッチ信号ＳＷＳａ１を保持し、エッジ検出回路１４から出力される励磁エッジ信号ＥＸＥＧの活性化のタイミング（すなわち、励磁信号ＥＸのゼロクロス点）に同期させて出力する。スイッチ回路ＳＷａは、ラッチ回路１５から出力されるスイッチ信号ＳＷＳａ２に応答して、反転状態と非反転状態とを切替える。同様に、ラッチ回路１５は角度範囲判定回路１３Ｂから出力されるスイッチ信号ＳＷＳｂ１を保持し、エッジ検出回路１４から出力される励磁エッジ信号ＥＸＥＧの活性化のタイミング（すなわち、励磁信号ＥＸのゼロクロス点）に同期させて出力する。スイッチ回路ＳＷｂは、ラッチ回路１５から出力されるスイッチ信号ＳＷＳｂ２に応答して、反転状態と非反転状態とを切替える。

なお、角度演算回路１２は、スイッチ信号ＳＷＳａ２，ＳＷＳｂ２に基づいて、正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１を反転した場合には、−１倍することによって反転する前の値に戻す。図２０のその他の構成は図１の場合と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。

上記の構成において、角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂ、比較器ＣＭＰ、エッジ検出回路１４、ラッチ回路１５、および遅延回路１６Ａ，１６Ｂは、スイッチ回路ＳＷａ，ＳＷｂの切り替えのタイミングを制御するスイッチ制御回路２０を構成する。

図２１は、図２０の角度範囲判定回路１３Ａ，１３Ｂの入力値と出力値との関係を表形式で示す図である。

図２１（Ａ）を参照して、少なくとも１サイクル前の正弦波用のスイッチ信号ＳＷＳａ１（すなわち、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１）が活性状態（“１”）であった場合、角度φが第１および第２象限全体（０°〜１８０°）の境界に一致したとしても、スイッチ信号ＳＷＳａ１は非活性状態に変化しない。角度ｈｙｓだけ第１および第２象限全体の境界からさらに変化した時点でスイッチ信号ＳＷＳａ１は非活性状態に変化する。スイッチ信号ＳＷＳａ１が非活性状態に変化した後、励磁信号ＥＸのゼロクロス点のタイミングでスイッチ回路ＳＷａは反転状態から非反転状態に切り替わる。

同様に、少なくとも１サイクル前の正弦波用のスイッチ信号ＳＷＳａ１（すなわち、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳａ１）が非活性状態（“０”）であった場合、角度φが第３および第４象限全体（１８０°〜３６０°）の境界に一致したとしても、スイッチ信号ＳＷＳａ１は活性状態に変化しない。角度ｈｙｓだけ第３および第４象限全体の境界からさらに変化した時点でスイッチ信号ＳＷＳａ１は活性状態に変化する。スイッチ信号ＳＷＳａ１が活性状態に変化した後、励磁信号ＥＸのゼロクロス点のタイミングでスイッチ回路ＳＷａは非反転状態から反転状態に切り替わる。

図２１（Ｂ）を参照して、少なくとも１サイクル前の余弦波用のスイッチ信号ＳＷＳｂ１（すなわち、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳｂ１）が活性状態（“１”）であった場合、角度φが第４および第１象限全体（２７０°〜９０°）の境界に一致したとしても、スイッチ信号ＳＷＳｂ１は非活性状態に変化しない。角度ｈｙｓだけ第４および第１象限全体の境界からさらに変化した時点でスイッチ信号ＳＷＳｂ１は非活性状態に変化する。スイッチ信号ＳＷＳｂ１が非活性状態に変化した後、励磁信号ＥＸのゼロクロス点のタイミングでスイッチ回路ＳＷｂは反転状態から非反転状態に切り替わる。

同様に、少なくとも１サイクル前の余弦波用のスイッチ信号ＳＷＳｂ１（すなわち、遅延スイッチ信号ＤＳＷＳｂ１）が非活性状態（“０”）であった場合、角度φが第２および第３象限全体（９０°〜２７０°）の境界に一致したとしても、スイッチ信号ＳＷＳｂ１は活性状態に変化しない。角度ｈｙｓだけ第２および第３象限全体の境界からさらに変化した時点でスイッチ信号ＳＷＳｂ１は活性状態に変化する。スイッチ信号ＳＷＳｂ１が活性状態に変化した後、励磁信号ＥＸのゼロクロス点のタイミングでスイッチ回路ＳＷｂは非反転状態から反転状態に切り替わる。

［効果］
上記の第５の実施形態のＲ／Ｄコンバータ１０Ｄによれば、第１〜第４の実施形態で説明した効果とほぼ同じ効果を奏する。

＜第６の実施形態＞
図２２は、モータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２２の同期モータ１が、産業機械用または自動車の動力系のモータ用など、厳しい環境下で使用される場合には、同期モータ１の回転軸２の角度を検出するためのセンサとしてレゾルバ３がよく用いられる。モータ制御装置は、レゾルバ３の検出値に基づいて同期モータ１の回転駆動を制御する。

図２２を参照して、モータ制御装置は、マイクロコントローラユニット（ＭＣＵ：Micro Controller Unit）１００と、プリドライバ１１０と、３相インバータ回路１１１とを含む。

マイクロコントローラユニット１００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１０２と、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０３、ＰＷＭタイマ１０４と、モータ制御回路１０６と、第１〜第５の実施形態で説明したＲ／Ｄコンバータ１０と、これらの要素間を接続するバス１０５とを含む。Ｒ／Ｄコンバータ１０からレゾルバ３に励磁信号ＥＸが出力され、レゾルバ３からＲ／Ｄコンバータ１０に正弦波信号ＳＮ１および余弦波信号ＣＳ１が入力される。

ＣＰＵ１０１は、ＲＯＭ１０３に予め格納された制御プログラムを実行することによりＭＣＵ１００全体の制御を行う。ＲＡＭ１０２は、ＣＰＵ１０１のワークメモリとして用いられる。ＲＯＭ１０３として、フラッシュメモリなどの電気的に書換え可能なメモリを用いることができる。モータ制御回路１０６は、Ｒ／Ｄコンバータ１０から出力された角度φを受け、角度φに基づきモータのフィードバック制御を行うための種々の処理を行う。ＰＷＭタイマ１０４は、モータ制御回路１０６からの制御信号を受け、同期モータ１のＵ／Ｖ／Ｗ相を制御するための３相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力する。Ｒ／Ｄコンバータ１０、モータ制御回路１０６、ＰＷＭタイマの各々には、自身を制御するための制御レジスタが設けられており、ＣＰＵ１０１がバス１０５を介してこれら制御レジスタへ値を設定する。

プリドライバ１１０は、３相ＰＷＭ信号に基づいて、３相インバータ回路１１１を構成する図示しない６個スイッチング素子（たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の開閉を制御するゲート制御信号を生成して出力する。

３相インバータ回路１１１は、プリドライバ１１０から出力されたゲート制御信号に基づいて、直流電源１１２から直流電圧を３相交流電圧（モータ駆動電圧）に変換する。３相インバータ回路１１１は、各相の交流電圧を各相巻線にそれぞれ供給することによってモータを駆動する。

上記のモータ制御装置では、第１〜第５の各実施形態で説明したＲ／Ｄコンバータ１０，１０Ａ〜１０Ｄのいずれかを用いることによって、同期モータ１の回転角を高精度に検出することができる。この検出した回転角に基づいてモータを高精度に制御することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。

１ 同期モータ、２ 回転軸、３ レゾルバ、９ａ，９ｂ サンプルホールド回路、１０，１０Ａ〜１０Ｄ Ｒ／Ｄコンバータ、１１ Ａ／Ｄコンバータ、１２ 角度演算回路、１３，１３Ａ，１３Ｂ 角度範囲判定回路、１４ エッジ検出回路、１５ ラッチ回路、１６，１６Ａ，１６Ｂ 遅延回路、１００ マイクロコントローラユニット、１０１ ＣＰＵ、１０４ ＰＷＭタイマ、１１０ プリドライバ、１１１ インバータ回路、ＡＭＰａ，ＡＭＰｂ 増幅器、ＣＭＰ 比較器、ＣＭＳ 比較信号、ＣＳ１，ＣＳ２ 余弦波信号、ＤＳＷＳａ１，ＤＳＷＳｂ１ 遅延スイッチ信号、ＥＸ 励磁信号、ＥＸＥＧ 励磁エッジ信号、ＭＵＸ マルチプレクサ、ＳＮ１，ＳＮ２ 正弦波信号、ＳＷＳａ，ＳＷＳａ１，ＳＷＳａ２，ＳＷＳｂ，ＳＷＳｂ１，ＳＷＳｂ２ スイッチ信号、ＳＷａ，ＳＷｂ スイッチ回路、Ｔ１，Ｔ２ 入力部。

Claims (5)

1. 検出する角度の正弦を表す第１の信号が入力される第１の入力部と、
   前記角度の余弦を表す第２の信号が入力される第２の入力部と、
   前記第１および第２の信号の一方を選択するマルチプレクサと、
   前記マルチプレクサの出力信号をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換器と、
   前記第１の入力部と前記マルチプレクサとの間に接続されたスイッチ回路と、
   前記アナログ／デジタル変換器によってデジタル値に変換された前記第１および第２の信号に基づいて前記角度を算出する角度演算回路と、
   前記角度演算回路によって算出された角度に基づいて、前記スイッチ回路の切り替えを制御するスイッチ制御回路とを備え、
   前記第１の信号は、レゾルバに入力される励磁信号を前記角度の正弦で変調した信号であり、
   前記第２の信号は、前記励磁信号を前記角度の余弦で変調した信号であり、
   前記スイッチ制御回路は、前記アナログ／デジタル変換器に入力される前記第１および第２の信号が同相となるように、入力された前記第１の信号を前記スイッチ回路によって反転させるように構成され、
   前記スイッチ制御回路は、前記算出された角度が９０度以上１８０度以下および２７０度以上３６０度以下の範囲に含まれるとき、前記スイッチ回路によって前記第１の信号を反転させるように構成される、半導体装置。
2. 検出する角度の正弦を表す第１の信号が入力される第１の入力部と、
   前記角度の余弦を表す第２の信号が入力される第２の入力部と、
   前記第１および第２の信号の一方を選択するマルチプレクサと、
   前記マルチプレクサの出力信号をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換器と、
   前記第２の入力部と前記マルチプレクサとの間に接続されたスイッチ回路と、
   前記アナログ／デジタル変換器によってデジタル値に変換された前記第１および第２の信号に基づいて前記角度を算出する角度演算回路と、
   前記角度演算回路によって算出された角度に基づいて、前記スイッチ回路の切り替えを制御するスイッチ制御回路とを備え、
   前記第１の信号は、レゾルバに入力される励磁信号を前記角度の正弦で変調した信号であり、
   前記第２の信号は、前記励磁信号を前記角度の余弦で変調した信号であり、
   前記スイッチ制御回路は、前記アナログ／デジタル変換器に入力される前記第１および第２の信号が同相となるように、入力された前記第２の信号を前記スイッチ回路によって反転させるように構成され、
   前記スイッチ制御回路は、前記算出された角度が９０度以上１８０度以下および２７０度以上３６０度以下の範囲に含まれるとき、前記スイッチ回路によって前記第２の信号を反転させるように構成される、半導体装置。
3. 前記スイッチ制御回路は、前記励磁信号のゼロクロス点のタイミングで、前記第１または第２の信号が反転するように、前記スイッチ回路の切り替えのタイミングを制御する、請求項１または２に記載の半導体装置。
4. 前記スイッチ制御回路は、前記算出された角度に基づいて、前記第１および第２の入力部にそれぞれ入力された前記第１および第２の信号が同相から逆相または逆相から同相に変化したことを検出した場合、同相と逆相とが切り替わった時点よりも所定角度だけ前記算出された角度がさらに変化したタイミングで、前記スイッチ回路を切り替えるように構成される、請求項１または２に記載の半導体装置。
5. 前記第１および第２の信号は差動信号であり、
   前記スイッチ回路は、入力される前記第１または第２の信号の正側信号と負側信号とを入れ替えることによって、前記第１または第２の信号を反転させるように構成される、請求項１または２に記載の半導体装置。

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