CN105841603B

CN105841603B - 半导体器件

Info

Publication number: CN105841603B
Application number: CN201610036818.8A
Authority: CN
Inventors: 黑冈一晃; 船户是宏
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2015-01-29
Filing date: 2016-01-20
Publication date: 2020-11-10
Anticipated expiration: 2036-01-20
Also published as: JP6527704B2; CN105841603A; EP3054598A1; JP2016138870A; US10033397B2; US20180323797A1; US20160226508A1; US10530383B2

Abstract

本发明涉及一种半导体器件，在该半导体器件中，将正弦波信号输入到第一输入部，并且将余弦波信号输入到第二输入部。多路复用器交替选择正弦波信号和余弦波信号中的一个。模数转换器将多路复用器的输出信号转换成数字值。切换电路耦合在第一和第二输入部中的至少一个与多路复用器之间。为了减小由A/D转换器的非线性误差引起的角度确定误差，切换电路被配置为能反转输入的正弦波信号或输入的余弦波信号。

Description

半导体器件

相关申请的交叉参考

2015年1月29日提交的日本专利申请No.2015-015618的公开，包括说明书、附图和摘要，通过引用的方式将其作为整体并入本文。

技术领域

本发明涉及一种半导体器件，例如，其被用于将从分解器输出的信号转换成数字信号的分解器-数字转换器。

背景技术

分解器被认为是用在恶劣环境诸如工业机械或汽车动力系统电动机中的旋转角传感器。该分解器输出表示电角度的正弦的模拟正弦波信号，以及表示电角度的余弦的模拟余弦波信号。分解器-数字转换器(在下文中称为R/D转换器)将正弦波信号和余弦波信号转换成数字值。然后，分解器基于已经数字转换的正弦波信号和余弦波信号来计算电角度(例如，参见日本未审专利申请公开No.2004-309285(专利文献1))。

发明内容

在典型的R/D转换器中，正弦波信号和余弦波信号被多路复用器交替选择。然后，通过公共模数(A/D)转换器将选择的信号转换成数字信号。在这种情况下，A/D转换器的非线性误差会导致最终的检测电角度的误差。这种误差不仅出现在R/D转换器中，而且出现在顺序地A/D转换多个信号时。

从本说明书和附图的下列描述中，这些和其他目的和优势将变得明显。

在根据实施例的半导体器件中，为了反转正弦波信号和余弦波信号中的至少一个，将切换电路设置在多路复用器的前面。

根据上述实施例，能够减小由A/D转换器的非线性误差引起的角度确定误差。

附图说明

图1是示出作为根据第一实施例的半导体器件的R/D转换器10的配置的框图；

图2是示出输入到分解器3的励磁信号EX，以及从分解器3输出的正弦波信号SN1和余弦波信号CS1的实例的图；

图3A和3B是示出图1的切换电路SWa的配置和操作的实例的电路图；

图4是示出图1的角度运算电路12的配置的实例的框图；

图5是以表格格式示出关于图1的角度范围确定电路13的输入和输出值之间的关系的图；

图6A和6B是示出关于正弦波信号SN1和余弦波信号CS1的振幅和角度φ之间的关系的图；

图7是当电角度θ为135度时的正弦波信号SN1和余弦波信号CS1的波形图；

图8是用于示出A/D转换器的非线性误差的图；

图9是示出根据第二实施例的R/D转换器10A的配置的框图；

图10是以表格格式示出关于图9的各个角度范围确定电路13A和13B的输入和输出值之间的关系的图；

图11是在图9的R/D转换器10A中，关于输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2的振幅和角度φ之间的关系的图；

图12以表格格式示出在图9的角度范围确定电路13A和13B的变型例中输入和输出值之间的关系；

图13是在第二实施例的变型例中的、输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2的振幅和角度φ之间的关系的图；

图14是示出根据第三实施例的R/D转换器10B的配置的框图；

图15是示出图14示出的各个部分的操作波形的时序图；

图16A和16B是示出从图14示出的放大器AMPa输出的正弦波信号SN2的波形实例的图；

图17是示出根据第四实施例的R/D转换器10C的配置的框图；

图18是以表格格式示出关于图17的角度范围确定电路13的输入和输出值之间的关系的图；

图19A和19B是示出从图17示出的放大器AMPa输出的正弦波信号SN2的波形实例的图；

图20是示出根据第五实施例的R/D转换器10D的配置的框图；

图21A和21B是以表格格式示出关于图20的各个角度范围确定电路13A和13B的输入和输出值之间的关系的图；和

图22是示出电动机控制装置的配置的框图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细描述实施例。注意，相同或相应的部分用相同的附图标记表示，且将不再重复其描述。

第一实施例

R/D转换器的配置

图1是示出作为根据第一实施例的半导体器件的R/D转换器10的配置的框图。注意，在第一实施例中，该R/D转换器被描述为半导体器件的实例。然而，如第六实施例所述，也能用包括R/D转换器的集成电路(例如，微控制单元)配置该半导体器件。

参考图1，该R/D转换器10包括输入部T1和T2、输出部T3、放大器AMPa和AMPb、电阻元件R13、R14、R23和R24、切换电路SWa、多路复用器MUX、A/D转换器11、角度运算电路12和角度范围确定电路13。该R/D转换器10基于从分解器3接收到的正弦波信号SN1和余弦波信号CS1来计算角度φ。下面将描述分解器3和R/D转换器10的各自部分的配置。

(分解器)

分解器3包括一个转子线圈和两个定子线圈。当轴倍角(axial double angle)为1时，例如以彼此成90度的角度机械布置两个定子线圈。当励磁信号EX输入到转子线圈时，将从两个定子线圈分别输出正弦波信号SN1和余弦波信号CS1，通过用电角度的正弦调制励磁信号EX得到正弦波信号SN1，并且通过用电角度的余弦调制励磁信号EX得到余弦波信号CS1。当转子的机械角为Θ，电角度为θ，且轴倍角为N时，由等式θ＝N×Θ给出关系。

图2是示出输入到图1的分解器3的励磁信号EX，以及从分解器3输出的正弦波信号SN1和余弦波信号CS1的实例的图。在图2中，假定励磁信号EX为sin(ωt)(其中ω为角频率，t为时间)且转子以角速度Ω旋转(其中ω＝10×Ω)。轴倍角设定为1。在这种情况下，转子的旋转角(电角度)θ具有θ＝Ωt的关系。注意，图2的水平轴的时间用Ω来标准化。在这种情况下，正弦波信号SN1用sinωt·sinθ＝sinωt·sinΩt表示，且余弦波信号CS1用sinωt·cosθ＝cosωt·cosΩt表示。

再次参考图1，输入部T1的正侧输入端子T1p和负侧输入端子T1n通过电阻元件R11和R12分别耦合到分解器3。输入部T1接收差分正弦波信号SN1。输入部T2的正侧输入端子T2p和负侧输入端子T2n通过电阻元件R21和R22分别耦合到分解器3。输入部T2接收差分余弦波信号CS1。

(放大器)

放大器AMPa和AMPb是例如运算放大器。放大器AMPa的非反相输入端子(正端子)通过切换电路SWa耦合到输入部T1的正侧输入端子T1p。放大器AMPa的反相输入端子(负端子)通过切换电路SWa耦合到输入部T1的负侧输入端子T1n。而且，放大器AMPa的反相输入端子(负端子)通过电阻元件R13还耦合到放大器AMPa的输出端子。而且，放大器AMPa的非反相输入端子(正端子)通过电阻元件R14耦合到给出公共电位com的节点。

类似地，放大器AMPb的非反相输入端子(正端子)耦合到输入部T2的正侧输入端子T2p，放大器AMPb的反相输入端子(负端子)耦合到输入部T2的负侧输入端子T2n。而且，放大器AMPb的反相输入端子(负端子)还通过电阻元件R23耦合到放大器AMPb的输出端子。而且，放大器AMPb的非反相输入端子(正端子)还通过电阻元件R24耦合到给出公共电位com的节点。

在上述配置中，当电阻元件R11和R12大小相等时且当电阻元件R13和R14大小相等时，放大器AMPa输出通过从输入部T1的正侧输入端子T1p的电位减去输入部T1的负侧输入端子T1n的电位得到的信号。换句话说，它输出通过放大差分正弦波信号SN1得到的单端正弦波信号SN2。同样，当电阻元件R21和R22大小相等时且当电阻元件R23和R24大小相等时，放大器AMPb输出通过从输入部T2的正侧输入端子T2p的电位减去输入端子T2的负侧输入端子T2n的电位得到的信号。换句话说，它输出通过放大差分余弦波信号CS1得到的单端余弦波信号CS2。

(切换电路)

在第一实施例的情况下，切换电路SWa设置在输入部T1和放大器AMPa之间。当切换信号SWSa处于有效状态时，切换电路SWa反转属于差分信号的正弦波信号SN1的正侧和负侧，也就是，反转正弦波信号SN1的值，并输入到放大器AMPa。另一方面，当切换信号SWSa处于无效状态时，切换电路SWa不反转正弦波信号SN1，并将正弦波信号SN1输入到放大器AMPa。在下面的描述中，前者情况称为切换电路SWa处于反转状态，后者情况称为切换电路SWa处于非反转状态。

在本实施例中，假定当切换信号SWSa处于有效状态时，切换信号SWSa的逻辑电平为高电平(H电平)或为“1”。而且，假定当切换信号SWSa处于无效状态时，切换信号SWSa的逻辑电平为低电平(L电平)或为“0”。可以使有效/无效状态和信号逻辑电平之间的上述关系相反。

图3A和3B是示出图1示出的切换电路SWa的配置和操作的实例的电路图。参考图3A和3B，切换电路SWa包括切换元件21至24和反相器25。切换元件21耦合在输入节点INn和输出节点OUTn之间。切换元件22耦合在输入节点INn和输出节点OUTp之间。切换元件23耦合在输入节点INp和输出节点OUTn之间。切换元件24耦合在输入节点INp和输出节点OUTp之间。

切换元件21至24中的每一个都配置有例如P型金属氧化物半导体(MOS)晶体管。当控制电极接收有效控制信号时，切换元件导通。另一方面，当控制电极接收无效控制信号时，切换元件不导通。通过由反相器25反转切换信号SWSa的逻辑电平得到的信号，被输入为对切换元件21和24的控制信号。切换信号SWSa被输入为对切换元件22和23的控制信号。

因此，如图3A所示，当切换信号SWSa处于无效状态(L电平或“0”)时，切换电路SWa变成非反转状态。如图3B所示，当切换信号SWSa处于有效状态(H电平或“1”)时，切换电路SWa变成反转状态。

(多路复用器、A/D转换器)

再次参考图1，多路复用器MUX交替选择从放大器AMPa输出的正弦波信号SN2和从放大器AMPb输出的余弦波信号CS2。然后，多路复用器MUX向A/D转换器11输出选择的信号。多路复用器MUX交替切换信号时的切换时间(用于选择放大器AMPa一次和用于选择放大器AMPb一次的周期中的每一个)被设定为将由A/D转换器11采样的模拟值转换为一个角度φ的值所需的时间，其中一个角度φ约是例如励磁信号EX的周期(2π/ω)的百分之一。注意，可以在多路复用器MUX和各个放大器AMPa和AMPb之间设置采样&保持(S/H)电路9a、9b。

A/D转换器(ADC：模数转换器)11将通过多路复用器MUX选择的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2转换成数字值。例如，可以使用顺序变换法等作为A/D转换器11。

(角度运算电路)

角度运算电路12基于由A/D转换器11转换成数字值的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2，计算对应于转子的电角度θ的角度φ(其中当误差为0时φ＝θ)。

图4是示出图1示出的角度运算电路12的配置的实例的框图。参考图4，角度运算电路12具有包括正弦/余弦分配电路32、乘法电路33和34、减法电路35、同步检测电路36、补偿器37、累积计数器38、余弦只读存储器(ROM)39和正弦ROM 40的已知配置。在下文的描述中，假定励磁信号EX为sin(ωt)，且转子的电角度为θ。

正弦/余弦分配电路32将A/D转换器11的输出分配成正弦波信号SN2(sinθ·sinωt)和余弦波信号CS2(cosθ·sinωt)。在这时，当使正弦波信号SN2基于切换信号SWSa反转时，使它乘以负1的值并使它返回到原始值。

乘法电路33乘以正弦波信号SN2(sinθ·sinωt)和计算的角度φ的余弦(cosφ)。乘法电路34乘以余弦波信号CS2(cosθ·sinωt)和计算的角度φ的正弦(sinφ)。注意，余弦ROM 39基于事先存储的各种角度φ和各个角的余弦(cosφ)之间的关系，输出当前角度φ的余弦(cosφ)。正弦ROM 40基于事先存储的各种角度φ和各个角的正弦(sinφ)之间的关系，输出当前角度φ的正弦(sinφ)。

减法电路35通过由乘法电路33的输出减去乘法电路34的输出来计算偏差ε1。偏差ε1由下面的等式得到：

ε1＝sinθ·cosφ·sinωt-cosθ·sinφ·sinωt

＝sin(θ-φ)·sinωt …(1)

同步检测电路36通过从由减法电路35输出的偏差ε1移除励磁信号成分(sinωt)来计算偏差ε2＝sin(θ-φ)。同步检测电路36的输出经由补偿器37由累积计数器38计数。结果，计算出角度φ。通过控制偏差ε2为0，得出θ＝φ。

(角度范围确定电路)

再次参考图1，角度范围确定电路13是用于基于计算的角度φ产生切换信号SWSa的逻辑电路。响应于产生的切换信号SWSa，切换切换电路SWa，使得输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2具有相同的相位。注意，角度范围确定电路13配置控制切换电路SWa的切换时间的开关控制电路20。下面参考图1和5，将描述进一步细节。

图5是以表格格式示出关于图1的角度范围确定电路13的输入和输出值之间的关系的图。

参考图5，当角度φ(＝θ)在第一象限(0至90度)时，sinθ≥0且cosθ≥0。而且，当角度φ(＝θ)在第三象限(180至270度)时，sinθ≤0且cosθ≤0。由于这个原因，在这些角度范围中，输入正弦波信号SN1(sinθ·sinωt)和输入余弦波信号CS1(cosθ·sinωt)相位原本是相同的。因此，切换信号SWSa变成无效状态(“0”)，并控制切换电路SWa使其处于无效状态。

另一方面，当角度φ(＝θ)在第二象限(90至180度)时，sinθ≥0且cosθ≤0。而且，当角度φ(＝θ)在第四象限(270至360度)时，sinθ≤0且cosθ≥0。由于这个原因，在这些角度范围中，输入正弦波信号SN1(sinθ·sinωt)和输入余弦波信号CS1(cosθ·sinωt)被反相。因此，切换信号SWSa变成有效状态(“1”)，并控制切换电路SWa使其进入反转状态。

注意，当角度φ用二进制码的数值表示时，最高和第二高位值“00”示出了角度φ在第一象限中，位值“01”示出了角度φ在第二象限中，位值“10”示出了角度φ在第三象限中，位值“11”示出了角度φ在第四象限中。因此，当第二高位值为“1”时，角度φ表示第二和第四象限的角度。那么，当第二高位值为“0”时，角度φ表示第一和第三象限的角度。在这种情况下，角度范围确定电路13配置有参考第二高位值并将该位值输出为切换信号SWSa的电路。

R/D转换器的操作特性

在下文中，将描述R/D转换器10的操作特性。如上所述，图1的R/D转换器10基于输入正弦波信号SN1和输入余弦波信号CS1来计算角度φ。角度范围确定电路13设置在R/D转换器10中，以根据计算的角度φ的范围使切换信号SWSa在有效和无效之间切换。当切换信号SWSa在有效状态时，切换电路SWa变成反转状态，使得正弦波信号SN1被反转(以使得正侧的信号和负侧的信号被反转的方式)。更具体地说，当角度φ在第二象限(90至180度)或第四象限(270至360度)中，切换电路SWa被控制为进入反转状态。下面描述具体实例。

图6A和6B是示出关于正弦波信号和余弦波信号的振幅和角度φ之间的关系的图。在图6A和6B中，示出了当励磁信号EX(sinωt)为1时在(ω·t＝π/2、5π/2等)时的振幅。图6A示出了输入到R/D转换器10的正弦波信号SN1(sinφ)和余弦波信号CS1(cosφ)的振幅和角度φ之间的关系。图6B示出了输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2(sinφ或-sinφ)和余弦波信号CS2(cosφ)的振幅和角度φ之间的关系。

如图6B所示，当角度φ在第二或第四象限时，输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2被转换成由切换电路SWa通过反转初始正弦波信号SN1(sinφ)得到的信号(-sinφ)。结果，输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2的值，比之前输入到R/D转换器的各个值更接近于彼此。

图7示出了当电角度θ为135度时的正弦波信号SN1和余弦波信号CS1的波形。在图7中，假定A＝sin(135度)＝-cos(135度)。

如图7所示，当θ＝135度时，输入到R/D转换器10的正弦波信号SN1(A·sinωt)和余弦波信号CS1(-A·sinωt)振幅是相同的但相位彼此相反。在这种情况下，在切换电路SWa中将正弦波信号SN1反转，使得输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2(-A·sinωt)和余弦波信号CS2(-A·sinωt)完全相同。因此，计算的角度φ完全等于135度。

即使不提供图1的切换电路SWa，只要A/D转换器11中没有非线性误差，计算的角度φ也不会有误差。然而，实际A/D转换器11曾有非线性误差，这就会导致角度φ的误差。

图8是用于示出A/D转换器的非线性误差的图。同样在图8中，假定电角度θ(＝φ)为135度。

参考图1和8，当不提供图1的切换电路SWa时，输入到R/D转换器10的正弦波信号SN1(A·sinωt)和余弦波信号CS1(-A·sinωt)保持不变，并输入到A/D转换器11。在这种情况下，从A/D转换器11输出的正弦波信号是A·sinωt+△1，且从A/D转换器11输出的余弦波信号是-A·sinωt+△2。由于△1不等于△2，所以从角度运算电路12输出的角度φ不是135度，并会出现角度误差。

另一方面，根据第一实施例的R/D转换器10，当电角度θ为135和315度时，正弦波信号反转。因此，当通过A/D转换器10获得正弦波信号和余弦波信号时，它们的值是相同的。结果，当通过角度运算电路12使正弦波信号乘以负1来使正弦波信号返回到原始值时，正弦波信号正确地等于乘以负1的余弦波信号。这消除了由A/D转换器11的非线性误差引起的角度变换误差。

效果

如上所述，根据第一实施例的R/D转换器10，当计算的角度φ的范围在第二象限(90至180度)和第四象限(270至360度)时，切换电路SWa被提供为反转正弦波信号。这样，输入到A/D转换器11的正弦波信号和余弦波信号，相位通常是相同的且其值彼此接近，使得它们不可能受A/D转换器11的非线性误差的影响。

变型例

也可以在输入部T2和放大器AMPb之间提供切换电路SWb，而不在输入部T1和放大器AMPa之间提供切换电路SWa，以使余弦波信号CS1代替正弦波信号SN1被反转。在这种情况下，当角度φ的范围是在第二象限(90至180度)和第四象限(270至360度)时，切换电路SWb反转余弦波信号CS1。

第二实施例

配置

图9是示出根据第二实施例的R/D转换器10A的配置的框图。

参考图9，第二实施例的R/D转换器10A不同于图1的R/D转换器10之处是在输入部T2和放大器AMPb之间进一步提供了切换电路SWb。在图9的情况下，提供了基于计算的角度φ来控制切换电路SWa的角度范围确定电路13A，以及基于角度φ来控制切换电路SWb的角度范围确定电路13B。由于切换电路SWa、SWb的配置的实例与图3A和3B中描述的相同，所以将不再重复其描述。注意，角度范围确定电路13A和13B构成控制切换电路SWa和SWb的切换时间的开关控制电路20。

图10是以表格格式示出关于图9的角度范围确定电路13A和13B的输入和输出值之间的关系的图。在图9的角度范围确定电路13A和13B中，正弦波信号SN2或余弦波信号CS2根据角度φ而被反转，输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2两者都大于公共电位com。

更具体地说，如图10所示，当角度φ的范围在第三和第四象限(180至360度)时，正弦波的角度范围确定电路13A使切换信号SWSa有效(“1”)，以使正弦波信号SN1的切换电路SWa进入反转状态。当角度φ的范围在第一和第二象限(0至180度)时，角度范围确定电路13A使切换信号SWSa无效(“0”)，以使正弦波信号SN1的切换电路SWa进入非反转状态。

同时，当角度φ的范围在第二和第三象限(90至270度)时，余弦波的角度范围确定电路13B使切换信号SWSb有效(“1”)，以使余弦波信号CS2的切换电路SWb进入反转状态。当角度φ的范围在第一象限(0至90度)和第四象限(270至360度)时，角度范围确定电路13B使切换信号SWSb无效(“0”)，以使余弦波信号CS1的切换电路SWb进入非反转状态。

在上述情况下，当角度φ用二进制码的数值表示时，最高和第二高位值“00”表示角度φ在第一象限中，位值“01”表示角度φ在第二象限中，位值“10”表示角度φ在第三象限中，位值“11”表示角度φ在第四象限中。在这种情况下，角度范围确定电路13A配置有参考最高位并将该值输出为切换信号SWSa的电路。角度范围确定电路13B配置有参考最高位值和第二高位值，计算两个值的异或和，并将该结果输出为切换信号SWSb的逻辑电路。

注意，当正弦波信号SN1和余弦波信号CS1都基于切换信号SWSa和SWSb被反转时，角度运算电路12使正弦波信号SN1和余弦波信号CS1乘以负1以使它们返回到在反转之前的原始值。图9的其他配置与图1相同，所以相同或相应部分用图1所使用的相同的附图标记表示，且不再重复其描述。

效果

图11是输入到图9的R/D转换器10A中的A/D转换器11的、正弦波信号SN2和余弦波信号CS2的振幅和角度φ之间的关系的图。在图11中，示出了当励磁信号EX(sinωt)为1时在时间(ω·t＝π/2、5π/2等)的振幅。

在第一实施例中，从图6B的相应图中发现，正弦波信号SN2的电位很大程度上在90和270度时变化，90和270度是切换切换电路SWa时的角度φ。由于这种噪声出现，所以其是角度误差的因素。另一方面，在图11的图中，在90、180和270度时，正弦波信号SN1或余弦波信号CS1的振幅被反转为0，90、180和270度是切换切换电路SWa或SWb时的角度φ。这减少了噪声的出现，因此与第一实施例的情况相比能减小角度误差。

变型例

图12是以表格格式示出图9示出的各个角度范围确定电路13A和13B的变型例的输入和输出值之间的关系的图。在图12示出的角度范围确定电路13A和13B的变型例中，正弦波信号SN2或余弦波信号CS2根据角度φ被反转，使得输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2或余弦波信号CS2都小于公共电位com。

更具体地说，如图12所示，当角度φ的范围在第一和第二象限(0至180度)时，正弦波的角度范围确定电路13A使切换信号SWSa有效(“1”)，以使正弦波信号SN1的切换电路SWa进入反转状态。当角度φ的范围在第三和第四象限(180至360度)时，角度范围确定电路13A使切换信号SWSa无效(“0”)，以使正弦波信号SN1的切换电路SWa进入非反转状态。

同时，当角度φ的范围在第一象限(0至90度)和第四象限(270至360度)时，余弦波的角度范围确定电路13B使切换信号SWSb有效(“1”)，以使余弦波信号CS1的切换电路SWb进入反转状态。当角度φ的范围在第二和第三象限(90至270度)时，角度范围确定电路13B使切换信号SWSb无效(“0”)，以使余弦波信号CS2的切换电路SWb进入非反转状态。

在上述变型例中，当角度φ用二进制码的数值表示时，角度范围确定电路13A配置有参考最高位、产生该位值的反转信号，并将该反转信号输出为切换信号SWSa的逻辑电路。角度范围确定电路13B配置有参考最高位值和第二高位值，产生两个值的异或和的反转信号，并将该反转信号输出为切换信号SWSb的逻辑电路。

图13是在第二实施例的变型例中的输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2和余弦波信号CS2的振幅和角度φ之间的关系的图。在图13中，示出了当励磁信号EX(sinωt)为1时在(ω·t＝π/2、5π/2等)时的振幅。

类似于图11的情况，在90、180和270度时，正弦波信号SN1或余弦波信号CS1的振幅被反转为0，90、180和270度是切换切换电路SWa或SWb时的角度φ。这减少了噪声的出现，因此与第一实施例的情况相比能减小角度误差。

第三实施例

配置和操作

图14是示出根据第三实施例的R/D转换器10B的配置的框图。图14的R/D转换器10B不同于图1的R/D转换器10之处是进一步包括了比较器CMP、边缘检测电路14和锁存电路15。

比较器CMP比较差分励磁信号EX的正侧信号和负侧信号。当励磁信号EX的值为正时，比较器CMP输出高电平(H电平)的比较信号CMS。而当励磁信号EX为负时，比较器CMP输出低电平(L电平)的比较信号CMS。

边缘检测电路14检测从比较器CMP输出的比较信号CMS的上升边缘和下降边缘。边缘检测电路14在比较信号CMS的上升边缘和下降边缘时输出单短脉冲(励磁边缘信号EXEG)。因此，励磁信号EX的值穿过0(公共电位com)时的零交叉点用比较器CMP和边缘检测电路14来检测。

锁存电路15保持从角度范围确定电路13输出的切换信号SWSa1，并输出与从边缘检测电路14输出的励磁边缘信号EXEG的时刻同步的切换信号SWSa1。切换电路SWa响应于从锁存电路15输出的切换信号SWSa2，在反转状态和非反转状态之间进行切换。因此，在反转状态和非反转状态之间切换的时刻与励磁信号EX的零交叉点的时刻同步。

注意，当正弦波信号SN2基于切换信号SWSa2被反转时，角度运算电路12将正弦波信号SN2的值乘以负1以返回到原始值。由于图14的其它方面与图1相同，所以相同或相应部分用图1所使用的相同的附图标记表示，且不再重复其描述。

在上述配置中，角度范围确定电路13、比较器CMP、边缘检测电路14和锁存电路15构成控制切换电路SWa的切换时刻的开关控制电路20。

图15是示出图14示出的各个部分的操作波形的时序图。在图15中，从顶部开始示出了图14中的比较信号CMS、励磁边缘信号EXEG、以及切换信号SWSa1和SWSa2。

参考图14和15，在图15的时间t1、t3和t6时，检测到比较信号CMS的边缘。然后，将单短脉冲输出为励磁边缘信号EXEG。

在时间t2时，切换信号SWSa1从L电平转换为H电平。在这种情况下，从锁存电路15输出的切换信号SWSa2的上升时刻被延迟，直到使励磁边缘信号EXEG有效(切换为H电平)时的时间t4。

在时间t5时，切换信号SWSa1从H电平转换为L电平。在这种情况下，从锁存电路15输出的切换信号SWSa2的下降时刻被延迟，直到使励磁边缘信号EXEG有效(切换为H电平)时的时间t5。

效果

图16A和16B是示出从放大器AMPa输出的正弦波信号SN2的波形实例的图。在图16A和16B中，假定励磁信号EX是sinωt且电角度θ约是90度。在这种情况下，输入到R/D转换器10B的正弦波信号SN1约等于sinωt，余弦波信号CS1约为0。而且，在图16A和16B中，假定电角度θ在时间t12之前略小于90度，电角度θ在时间t12之后略大于90度。

首先，将描述第一实施例(比较实例)的情况。图16A示出了在这种情况下输入到A/D转换器11的正弦波信号SN2的波形。在时间t12时，电角度θ穿过90度从第一象限移动到第二象限。然后，在时间t12之后，将正弦波信号SN2变成通过反转输入的正弦波信号SN1得到的信号。在这种情况下，在时间t12的切换时间，正弦波信号SN2显著改变并出现噪声，这导致了最终计算角度φ的误差。

另一方面，在图16B示出的本实施例的情况下，切换电路SWa的切换时刻被延迟，直到励磁信号EX的零交叉点的时间t13。由于这个原因，在时间t13时的切换时刻，正弦波信号SN2约为0，且不会出现显著信号变化。结果，能减小与切换电路SWa的切换相关的噪声，并能减小角度变化误差。

第四实施例

配置和操作

图17是示出根据第四实施例的R/D转换器10C的配置的框图。图17的R/D转换器10C不同于图1的第一实施例的R/D转换器10之处是进一步包括了延迟电路16。该延迟电路16包括触发器等。该延迟电路16产生并输出延迟的切换信号DSWSa1。延迟的切换信号DSWSa1是通过将从角度范围确定电路13输出的切换信号SWSa延迟至少一个时钟周期得到的信号。

而且，关于角度范围确定电路13的操作，图17的R/D转换器10C不同于图1的R/D转换器10。图17的角度范围确定电路13基于由角度运算电路12计算的角度φ，并基于延迟的切换信号DSWSa1来产生切换信号SWSa1。换句话说，角度范围确定电路13的输出具有滞后效应，该滞后效应不仅取决于当前角度φ而且还取决于先前切换信号SWSa1的逻辑电平。

图17的其他方面与图1相同，所以相同或相应部分用图1所使用的相同附图标记表示，且不再重复其描述。注意，在上述配置中，角度范围确定电路13和延迟电路16构成控制切换电路SWa的切换时刻的开关控制电路20。

图18是以表格格式示出关于图17的角度范围确定电路13的输入和输出值之间的关系的图。在图18中，hys是表示滞后现象的宽度的预定角度(例如，约为角分辨率的几倍)。

参考图18，假定至少一个周期之前的切换信号SWSa1(即，延迟的切换信号DSWSa1)处于有效状态(“1”)。在这种情况下，即使角度φ对应于第一象限(0至90度)和第三象限(180至270度)的边界，切换电路SWa也不会变成非反转状态。在角度φ被从第一和第三象限的边界进一步改变角度hys时，切换电路SWa切换为非反转状态。

类似地，假定至少一个周期之前的切换信号SWSa1(即，延迟的切换信号DSWSa1)处于无效状态(“0”)。在这种情况下，即使角度φ对应于第二象限(90至180度)和第四象限(270至360度)的边界，切换电路SWa也不会变成反转状态。在角度φ被从第二和第四象限的边界进一步改变角度hys时，切换电路SWa切换为反转状态。

以上描述可被重新叙述如下。假定角度范围确定电路13基于计算的角度φ检测输入到各个输入部T1和T2的正弦波信号SN1和余弦波信号CS1从同相变为反相或从反相变为同相。在这种情况下，在从切换同相和反相的时间起，计算的角度φ被进一步改变预定角度hys时，角度范围确定电路13在切换电路SWSa的有效/无效状态之间进行切换。

效果

图19A和19B是示出从图17的放大器AMPa输出的正弦波信号SN2的波形实例的图。在图19A和19B中，假定励磁信号EX是sinωt且电角度θ约是90度。在这种情况下，输入到R/D转换器10B的正弦波信号SN1约等于sinωt，余弦波信号CS1约为0。

首先，将参考图19A描述第一实施例(比较实例)的情况。如图19A所示，从时间t0到时间t1，电角度θ略小于90度。然后，在时间t1之后，电角度θ略大于90度。因此，在时间t1将正弦波信号SN2反转为-sinωt。而且，直到下一个时间t2，电角度θ都略大于90度。然后，在时间t2之后，电角度θ略小于90度。因此，在时间t2将正弦波信号SN2反转为sinωt。同样，在时间t3将正弦波信号SN2反转为-sinωt，在时间t4为sinωt，在时间t5为-sinωt，在时间t6将为sinωt，并且在时间t7为-sinωt。这样，在第一实施例的情况下，当电角度θ在90度附近波动时，切换电路SWa就会频繁切换，且正弦波信号SN2在每一次切换电路SN2切换时会显著变化。噪声由显著信号变化引起，导致了角度变化误差。

另一方面，在图19B示出的本实施例的情况下，当电角度θ达到第一和第二象限之间的边界(或第三和第四象限的边界)时，仅在检测的角度φ被进一步改变预定角度hys时，切换正弦波信号SN2。更具体地，在图19B的时间t7，当电角度θ达到90度加hys时，正弦波信号SN2就会反转为-sinωt。而且，在时间t8，当电角度θ达到90度减hys时，正弦波信号SN2就会反转为sinωt。这样，类似于图19A的情况，即使电角度θ在90度附近波动，也能减少切换电路SWa切换的次数。结果，能够减少噪声的出现并能减小角度变化误差。

第五实施例

可以将第一至第四实施例互相组合在一起。第五实施例是第二至第四实施例的组合。

配置和操作

图20是示出根据第五实施例的R/D转换器10D的配置的框图。图20的R/D转换器10D不同于图9所述的第二实施例的R/D转换器10A之处为进一步包括了延迟电路16A和16B、比较器CMP、边缘检测电路14和锁存电路15。

延迟电路16A产生并输出如图17所述的延迟的切换信号DSWSa1。该延迟的切换信号DSWSa1是通过将从角度范围确定电路13A输出的切换信号SWSa1延迟至少一个时钟周期得到的信号。同样，延迟电路16B产生并输出延迟的切换信号DSWSb1。该延迟的切换信号DSWSb1是通过从角度范围确定电路13B输出的切换信号SWSb1延迟至少一个时钟周期得到的信号。

如图17和18所述，角度范围确定电路13A具有滞后效应。该角度范围确定电路13A基于由角度运算电路12计算的角度φ，并基于延迟的切换信号DSWSa1来产生切换信号SWSa1。类似地，角度范围确定电路13B基于由角度运算电路12计算的角度φ，并基于延迟的切换信号DSWSb1来产生切换信号SWSb1。

比较器CMP和边缘检测电路14与图14描述的那些相同，因此将不再重复其描述。如图14所示，锁存电路15保持从角度范围确定电路13A输出的切换信号SWSa1。然后，锁存电路15与使从边缘检测电路14输出的励磁边缘信号EXEG有效的时刻同步(即，与励磁信号EX的零交叉点同步)地输出切换信号SWSa1。切换电路SWa响应于从锁存电路15输出的切换信号SWSa2，在反转状态和非反转状态之间进行切换。同样，锁存电路15保持从角度范围确定电路13B输出的切换信号SWSb1。然后，锁存电路15与使从边缘检测电路14输出的励磁边缘信号EXEG有效的时刻同步(即，与励磁信号EX的零交叉点同步)地输出切换信号SWSa1。切换电路SWb响应于从锁存电路15输出的切换信号SWSb2，在反转状态和非反转状态之间进行切换。

注意，当正弦波信号SN1和余弦波信号CS1都基于切换信号SWSa2和SWSb2被反转时，角度运算电路12使正弦波信号SN1和余弦波信号CS1乘以负1以使它们在反转之前返回到原始值。由于图20的其他配置与图1相同，所以相同或相应部分用图1所使用的相同的附图标记表示，且不再重复其描述。

在上述配置中，角度范围确定电路13A和13B、比较器CMP、边缘检测电路14、锁存电路15以及延迟电路16A和16B构成控制切换电路SWa和SWb的切换时刻的开关控制电路20。

图21A和21B是以表格格式示出关于角度范围确定电路13A和13B的输入和输出值之间的关系的图。

参考图21A，当至少一个周期之前的正弦波的切换信号SWSa1(即，延迟的切换信号DSWSa1)处于有效状态(“1”)时，即使角度φ对应于整个第一和第二象限(0至180度)的边界，切换信号SWSa1也不会变成无效状态。在角度φ被从整个第一和第二象限的边界进一步改变角度hys时，切换信号SWSa1会变成无效状态。在切换信号SWSa1变成无效状态之后，在励磁信号EX的零交叉点的时刻，切换电路SWa会从反转状态变到非反转状态。

类似地，当至少一个周期之前的正弦波的切换信号SWSa1(即，延迟的切换信号DSWSa1)处于无效状态(“0”)时，即使角度φ对应于整个第三和第四象限(180至360度)的边界，切换信号SWSa1也不会变成有效状态。在角度φ被从整个第三和第四象限的边界进一步改变角度hys时，切换信号SWSa1会变成有效状态。在切换信号SWSa1变成有效状态之后，在励磁信号EX的零交叉点的时刻，切换电路SWa会从非反转状态变到反转状态。

参考图21B，当至少一个周期之前的余弦波的切换信号SWSb1(即，延迟的切换信号DSWSb1)处于有效状态(“1”)时，即使角度φ对应于整个第四和第一象限(270至90度)的边界，切换信号SWSb1也不会变成无效状态。在角度φ被从整个第四和第一象限的边界进一步改变角度hys时，切换信号SWSb1会变成无效状态。在切换信号SWSb1变成无效状态之后，在励磁信号EX的零交叉点的时刻，切换电路SWb会从反转状态变到非反转状态。

同样，当至少一个周期之前的余弦波的切换信号SWSb1(即，延迟的切换信号DSWSb1)处于无效状态(“0”)时，即使角度φ对应于整个第二和第三象限(90至270度)的边界，切换信号SWSb1也不会变成有效状态。在角度φ被从整个第二和第三象限的边界进一步改变角度hys时，切换信号SWSb1会变成有效状态。在切换信号SWSb1变成有效状态之后，在励磁信号EX的零交叉点的时刻，切换电路SWb会从非反转状态变到反转状态。

效果

根据第五实施例的R/D转换器10D，能够得到与第一至第四实施例所描述的效果相同的效果。

第六实施例

图22是示出电动机控制装置的配置的框图。当将图22的同步电动机1用在恶劣环境诸如工业机械或汽车动力系统电动机中时，通常将分解器3用作为用于检测同步电动机1的旋转轴2的角度的传感器。电动机控制装置基于分解器3的检测值控制同步电动机1的旋转驱动。

参考图22，电动机控制装置包括微控制器单元(MCU)100、预驱动器110和三相逆变器电路111。

微控制器单元100包括中央处理单元(CPU)101、随机存取存储器(RAM)102、只读存储器(ROM)103、PWM定时器104、电动机控制电路106、第一至第五实施例中描述的R/D转换器10，以及用于耦合每个部分的总线105。将励磁信号EX从R/D转换器10输出到分解器3。然后，将正弦波信号SN1和余弦波信号CS1从分解器3输入到R/D转换器10。

CPU 101通过执行事先存储在ROM 103中的控制程序来控制整个MCU 100。RAM 102用作CPU 101的工作存储器。电可重写存储器诸如闪存存储器可被用作为ROM 103。电动机控制电路106接收从R/D转换器10输出的角度φ，并基于角度φ执行电动机的反馈控制的各种处理。PWM定时器104从电动机控制电路106接收控制信号，并输出控制同步电动机1的U/V/W相的三相脉冲宽度调制(PWM)信号。控制寄存器设置在R/D转换器10、电动机控制电路106和PWM定时器中，以控制它们自己。然后，CPU 101通过总线105为各个控制寄存器设定值。

预驱动器110产生并输出控制未示出的六个切换元件(例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT))的打开和关闭的栅极控制信号，其构成三相逆变器电路111。

三相逆变器电路111基于从预驱动器110输出的栅极控制信号，将来自DC电源112的DC电压转换成三相电压。三相逆变器电路111通过将每个相的DC电压施加到每个相线圈来驱动电动机。

在上述的电动机控制装置中，通过使用在第一至第五实施例中描述的R/D转换器10、10A至10D中的作何一个，能高准确性地检测同步电动机1的旋转角。因此，基于检测的旋转角能够高准确性地控制电动机。

基于实施例，已经具体描述了本发明人制造的发明。然而，不用说，本发明不限制于上述实施例，且在本发明的范围内可以制造各种变更和修改。

Claims

1.一种半导体器件，包括：

第一输入部，表示要检测的角度的正弦的第一信号被输入到所述第一输入部；

第二输入部，表示所述角度的余弦的第二信号被输入到所述第二输入部；

多路复用器，所述多路复用器用于选择所述第一信号和所述第二信号中的一个；

模数转换器，所述模数转换器用于将所述多路复用器的输出信号转换成数字值；和

切换电路，所述切换电路耦合在所述第一输入部和所述第二输入部中的至少一个与所述多路复用器之间，

其中，所述切换电路被配置为能反转输入的所述第一信号或所述第二信号，

其中所述半导体器件进一步包括：

角度运算电路，所述角度运算电路用于基于由所述模数转换器转换成数字值的所述第一信号和所述第二信号来计算所述角度；和

开关控制电路，所述开关控制电路基于由所述角度运算电路计算的所述角度来控制所述切换电路的切换，

其中，所述第一信号是通过用所述角度的正弦来调制被输入到分解器的励磁信号而得到的信号，

其中，所述第二信号是通过用所述角度的余弦来调制所述励磁信号而得到的信号，并且

其中，所述开关控制电路被配置为：以要被输入到所述模数转换器的所述第一信号和所述第二信号具有相同相位的方式，来反转输入的所述第一信号或所述第二信号，

其中，所述切换电路耦合在所述第一输入部和所述多路复用器之间，而不耦合在所述第二输入部和所述多路复用器之间，并且

其中，所述开关控制电路被配置为：当计算的角度为90度或更大且180度或更小时，或者为270度或更大且360度或更小时，由所述切换电路反转所述第一信号。

2.根据权利要求1所述的半导体器件，

其中，所述第一信号和所述第二信号是差分信号，并且

其中，所述切换电路被配置为：通过反转要输入的所述第一信号或所述第二信号的正侧和负侧信号，来反转所述第一信号或所述第二信号。

3.一种半导体器件，包括：

其中所述半导体器件进一步包括：

其中，所述切换电路耦合在所述第二输入部和所述多路复用器之间，而不耦合在所述第一输入部和所述多路复用器之间，并且

其中，所述开关控制电路被配置为：当计算的角度为90度或更大且180度或更小时，或者为270度或更大且360度或更小时，由所述切换电路反转所述第二信号。

4.一种半导体器件，包括：

其中所述半导体器件进一步包括：

其中，作为所述切换电路，所述半导体器件包括：

第一切换电路，所述第一切换电路耦合在所述第一输入部和所述多路复用器之间；和

第二切换电路，所述第二切换电路耦合在所述第二输入部和所述多路复用器之间，

其中，所述开关控制电路被配置为执行以下步骤：

当计算的角度为180度或更大、且360度或更小时，由所述第一切换电路反转所述第一信号；和

当计算的角度为90度或更大、且270度或更小时，由所述第二切换电路反转所述第二信号。

5.一种半导体器件，包括：

其中所述半导体器件进一步包括：

其中，作为所述切换电路，所述半导体器件包括：

其中，所述开关控制电路被配置为执行以下步骤：

当计算的角度为0度或更大、且90度或更小时，由所述第一切换电路反转所述第一信号；和

当计算的角度为0度或更大、且90度或更小时，或者为270度或更大、且360度或更小时，由所述第二切换电路反转所述第二信号。