JPH0336236Y2 - - Google Patents
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- JPH0336236Y2 JPH0336236Y2 JP1982020752U JP2075282U JPH0336236Y2 JP H0336236 Y2 JPH0336236 Y2 JP H0336236Y2 JP 1982020752 U JP1982020752 U JP 1982020752U JP 2075282 U JP2075282 U JP 2075282U JP H0336236 Y2 JPH0336236 Y2 JP H0336236Y2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000003068 static effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 15
- 230000006870 function Effects 0.000 description 5
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は同期電動機の回転子位置を検出するた
めの機械的位置検出器を設けずに誘起電圧の検出
値を用いる方式に採用可能な無整流子電動機の電
圧検出回路の改良に関する。
めの機械的位置検出器を設けずに誘起電圧の検出
値を用いる方式に採用可能な無整流子電動機の電
圧検出回路の改良に関する。
従来静止形電力変換器より同期電動機に可変交
流電力を供給して電動機駆動する無整流子電動機
が数多く用いられている。その無整流子電動機の
電機子電流の通電モードを決定するために回転子
の位置信号を得るには、回転子に機械的な位置検
出器いわゆる分配器を具備するものとするのが一
般である。また、無整流子電動機駆動においては
通常前記分配器出力を得ることにより設定制御進
み角を一定にする方法が採用されるものとなる
が、この場合設定制御進み角が最大負荷電流で最
悪条件でも転流余裕角の最小値を保つよう余裕を
もつて決められるものとなつていた。
流電力を供給して電動機駆動する無整流子電動機
が数多く用いられている。その無整流子電動機の
電機子電流の通電モードを決定するために回転子
の位置信号を得るには、回転子に機械的な位置検
出器いわゆる分配器を具備するものとするのが一
般である。また、無整流子電動機駆動においては
通常前記分配器出力を得ることにより設定制御進
み角を一定にする方法が採用されるものとなる
が、この場合設定制御進み角が最大負荷電流で最
悪条件でも転流余裕角の最小値を保つよう余裕を
もつて決められるものとなつていた。
しかし、軽負荷時においては力率が悪くなり出
力限界が制約されるなどの欠点をもつものにな
る。これを改善するため転流余裕角を一定にする
制御方法が提案されている。
力限界が制約されるなどの欠点をもつものにな
る。これを改善するため転流余裕角を一定にする
制御方法が提案されている。
第１図は分配器を用いて転流余裕角の一定制御
を行う無整流子電動機制御装置の一例を示すもの
で、１は三相交流電源、２は順変換器、３はリア
クトル、４は逆変換器、５は分配器６を備える同
期電動機である。かくの如く示される無整流子電
動機の主回路系統は周知であつてその詳細説明を
省略する。また、７は転流余裕角検出器、８は比
較器、９はシフト回路、１０はゲートパルス発生
器を示す。すなわち、第１図に示すものは、転流
余裕角検出器７によつて同期電動機５の電圧およ
び電流から転流余裕角γFを導出し、比較器８出力
したがつて設定余裕角γSと検出された転流余裕角
γFとの偏差に応じて分配器６出力を適当にシフト
させ、シフト回路９からシフト波形が与えられて
ゲートパルス発生器１０により逆変換器４の主制
御素子のゲート信号を得るものである。
を行う無整流子電動機制御装置の一例を示すもの
で、１は三相交流電源、２は順変換器、３はリア
クトル、４は逆変換器、５は分配器６を備える同
期電動機である。かくの如く示される無整流子電
動機の主回路系統は周知であつてその詳細説明を
省略する。また、７は転流余裕角検出器、８は比
較器、９はシフト回路、１０はゲートパルス発生
器を示す。すなわち、第１図に示すものは、転流
余裕角検出器７によつて同期電動機５の電圧およ
び電流から転流余裕角γFを導出し、比較器８出力
したがつて設定余裕角γSと検出された転流余裕角
γFとの偏差に応じて分配器６出力を適当にシフト
させ、シフト回路９からシフト波形が与えられて
ゲートパルス発生器１０により逆変換器４の主制
御素子のゲート信号を得るものである。
かかる従来装置は転流余裕角制御において分配
器６出力が基準信号として用いられるものである
が、その分配器信号に代わるものとして同期電動
機５の端子電圧の信号を利用しても可能である。
しかしながら、その端子電圧の波形は第２図ａに
示す如きものとなる。
器６出力が基準信号として用いられるものである
が、その分配器信号に代わるものとして同期電動
機５の端子電圧の信号を利用しても可能である。
しかしながら、その端子電圧の波形は第２図ａに
示す如きものとなる。
ここに、第２図は端子電圧と相電流の関係を表
わすものであり、ａはＵ相とＶ相の間の端子電圧
VUVを、ｂはＵ相電流IUとＶ相電流IVを示してい
る。また図中併記せしめたｃとｄはそれぞれＵ相
電流IUとＶ相電流IVの論理信号を、ｅは転流重な
り角μの論理信号を示している。なおβは制御進
み角、γは転流余裕角である。
わすものであり、ａはＵ相とＶ相の間の端子電圧
VUVを、ｂはＵ相電流IUとＶ相電流IVを示してい
る。また図中併記せしめたｃとｄはそれぞれＵ相
電流IUとＶ相電流IVの論理信号を、ｅは転流重な
り角μの論理信号を示している。なおβは制御進
み角、γは転流余裕角である。
図示の如く、端子電圧VUVの波形は、電動機の
誘起電圧による逆バイアス時に転流重なり角μに
相当する期間だけ、元来正弦波状に誘起される電
圧が突出しもしくは陥没したりする歪波として検
出されるものとなつていた。しかるに、ここで端
子電圧VUVのゼロクロス点Ｐを検出することが前
述の転流余裕角制御などにおいてその規準信号に
採用する場合に重要な課題となるものであつて、
例示の如き歪波では前記ゼロクロス点Ｐを精度よ
く検出し得ないものとなる。このため、例えばコ
ンデンサと抵抗からなるフイルタ回路等を付加し
て図示の如き歪波を整形する方法がとられるが、
その際にフイルタによる遅れ時間が発生しさらに
は位相遅れが電動機速度により変化するなどの問
題を生じるものとなつて適確な検出を行うことが
できないものとなつていた。
誘起電圧による逆バイアス時に転流重なり角μに
相当する期間だけ、元来正弦波状に誘起される電
圧が突出しもしくは陥没したりする歪波として検
出されるものとなつていた。しかるに、ここで端
子電圧VUVのゼロクロス点Ｐを検出することが前
述の転流余裕角制御などにおいてその規準信号に
採用する場合に重要な課題となるものであつて、
例示の如き歪波では前記ゼロクロス点Ｐを精度よ
く検出し得ないものとなる。このため、例えばコ
ンデンサと抵抗からなるフイルタ回路等を付加し
て図示の如き歪波を整形する方法がとられるが、
その際にフイルタによる遅れ時間が発生しさらに
は位相遅れが電動機速度により変化するなどの問
題を生じるものとなつて適確な検出を行うことが
できないものとなつていた。
本考案は上述したような問題点を除去するため
になされたもので、無整流子電動機の誘起電圧を
有効に検出し得る格別な装置を提供するものであ
る。以下本考案を実施例図面を参照して説明す
る。
になされたもので、無整流子電動機の誘起電圧を
有効に検出し得る格別な装置を提供するものであ
る。以下本考案を実施例図面を参照して説明す
る。
第３図は本考案による一実施例の具体的な接続
系統を示すもので、１１は電圧検出器、１２は転
流重なり角検出器、１３はアナログデイジタル
（AD）変換素子、１４は否定素子、１５，１
５′はオア（OR）素子、１６はアンド（AND）
素子、１７は遅延レジスタ、１８は減算器、１９
はデイジタルアナログ（DA）変換素子である。
図中第１図と同符号のものは同じ構成部分を示
す。ここに、転流重なり角検出器１２は電機子電
流の信号入力より転流重なり期間をとり出すもの
であつて前述の第２図ｃ，ｄ，ｅに示した如き論
理演算の上その転流重なり期間のみ「１」のパル
ス出力をとり出し転流重なり角を検出し得るもの
であり、電圧検出器１１とAD変換素子１３とよ
り一定のクロツク状態をなすパルス信号CPを得
るAD変換素子１３からクロツクごとに検出電圧
をデイジタル値にて与えるものとなる。なお、第
３図にてAD変換素子１３に例えば４ビツト
（bit）のものを用いるものとした場合は、その４
本の出力線より４個のOR素子１５が配されるよ
う構成される。
系統を示すもので、１１は電圧検出器、１２は転
流重なり角検出器、１３はアナログデイジタル
（AD）変換素子、１４は否定素子、１５，１
５′はオア（OR）素子、１６はアンド（AND）
素子、１７は遅延レジスタ、１８は減算器、１９
はデイジタルアナログ（DA）変換素子である。
図中第１図と同符号のものは同じ構成部分を示
す。ここに、転流重なり角検出器１２は電機子電
流の信号入力より転流重なり期間をとり出すもの
であつて前述の第２図ｃ，ｄ，ｅに示した如き論
理演算の上その転流重なり期間のみ「１」のパル
ス出力をとり出し転流重なり角を検出し得るもの
であり、電圧検出器１１とAD変換素子１３とよ
り一定のクロツク状態をなすパルス信号CPを得
るAD変換素子１３からクロツクごとに検出電圧
をデイジタル値にて与えるものとなる。なお、第
３図にてAD変換素子１３に例えば４ビツト
（bit）のものを用いるものとした場合は、その４
本の出力線より４個のOR素子１５が配されるよ
う構成される。
さらに、遅延レジスタ１７はパルス信号CPの
クロツクごとに前のメモリ値を出力し現在の入力
値をメモリする如く作用し、減算器１８は入力部
分P1の入力値から入力部分P2の入力値を減算し
出力部分P3より信号発生する。ここで減算器１
８の入力を、その入力部分P1の値が丁度AND素
子１６の出力デイジタル値の２倍の値となるよう
にする。これは、入力部分P1への最小位bitをグ
ランド結線（入力零）せしめAND素子１６出力
線を１桁ずらして配線することでよい。
クロツクごとに前のメモリ値を出力し現在の入力
値をメモリする如く作用し、減算器１８は入力部
分P1の入力値から入力部分P2の入力値を減算し
出力部分P3より信号発生する。ここで減算器１
８の入力を、その入力部分P1の値が丁度AND素
子１６の出力デイジタル値の２倍の値となるよう
にする。これは、入力部分P1への最小位bitをグ
ランド結線（入力零）せしめAND素子１６出力
線を１桁ずらして配線することでよい。
つぎにかくの如きものの機能につき詳細説明す
るに、かかるものは、第２図ｅにおけるクロツク
時でない時期したがつて転流重なり角検出器１２
の出力が「０」の場合、OR素子１５出力はAD
変換素子１３出力と各bitにおいて同値でありOR
素子１５′出力は各bitすべて「１」となるもので
あるから、AND素子１６出力がAD変換素子１
３出力と等しく、したがつてDA変換素子１９を
介したアナログ出力が元の電圧波形をそのまま微
細化したものとして信号発生するものである。
るに、かかるものは、第２図ｅにおけるクロツク
時でない時期したがつて転流重なり角検出器１２
の出力が「０」の場合、OR素子１５出力はAD
変換素子１３出力と各bitにおいて同値でありOR
素子１５′出力は各bitすべて「１」となるもので
あるから、AND素子１６出力がAD変換素子１
３出力と等しく、したがつてDA変換素子１９を
介したアナログ出力が元の電圧波形をそのまま微
細化したものとして信号発生するものである。
また、転流重なり角検出器１２が検出出力
「１」を得た場合、その場合にはAND素子１６の
出力はAD変換素子１３出力とならずに減算器１
８出力の値をもつものとなる。この減算器１８の
出力値Doは、前述した如き減算機能から入力値
Ｐより各クロツク番号とともに表わすとつぎの如
くである。
「１」を得た場合、その場合にはAND素子１６の
出力はAD変換素子１３出力とならずに減算器１
８出力の値をもつものとなる。この減算器１８の
出力値Doは、前述した如き減算機能から入力値
Ｐより各クロツク番号とともに表わすとつぎの如
くである。
Do＝2Po−Po-1 …(1)
いま、転流重なり角検出器１２出力が「１」に
なる直前の状態においてAD変換素子１３の出力
値をPoとするに、減算器１８の入力部分P1の入
力値が（2Po）、入力部分P2の入力値が（Po-1）、
出力部分P3の出力値が（2Po−Po-1）であつたと
すると、そのときのAND素子１６の出力はPoで
ある。また転流重なり角検出器１２出力が「１」
になつた直後ではAND素子１６はDoという値を
与え、減算器１８入力が（P1＝2Do）、（P2＝Po）
となつてパルス信号CPのクロツクにより減算器
１８が作用するものとなる。このとき減算器１８
は、その出力値を（Do+1）とするに、 Do+1＝2Do−Po＝２（2Po−Po-1）−Po＝3Po−
2Po-1｝ …(2) を発生し、これがDA変換素子１９の入力値にな
る。すなわち、転流重なり角が検出されている期
間は検出される直前の２個の値（Po-1、Po）よ
り、（2Po−Po-1）、（3Po−2Po-1）、（4Po−3Po-1）
に補間された出力値を発生することができる。
なる直前の状態においてAD変換素子１３の出力
値をPoとするに、減算器１８の入力部分P1の入
力値が（2Po）、入力部分P2の入力値が（Po-1）、
出力部分P3の出力値が（2Po−Po-1）であつたと
すると、そのときのAND素子１６の出力はPoで
ある。また転流重なり角検出器１２出力が「１」
になつた直後ではAND素子１６はDoという値を
与え、減算器１８入力が（P1＝2Do）、（P2＝Po）
となつてパルス信号CPのクロツクにより減算器
１８が作用するものとなる。このとき減算器１８
は、その出力値を（Do+1）とするに、 Do+1＝2Do−Po＝２（2Po−Po-1）−Po＝3Po−
2Po-1｝ …(2) を発生し、これがDA変換素子１９の入力値にな
る。すなわち、転流重なり角が検出されている期
間は検出される直前の２個の値（Po-1、Po）よ
り、（2Po−Po-1）、（3Po−2Po-1）、（4Po−3Po-1）
に補間された出力値を発生することができる。
かようにして本実施例のものは、転流重なり期
間の信号を得て、特に転流重なり期間中の場合補
間制御しまたは重なり時期中でない場合に前記補
間制御を行わない機能を有し、信号出力を第４図
に示す如き端子電圧VUV′の波形で与えることが可
能となるものである。したがつて正確な検出が困
難であつた無整流子電動機の誘起電圧の位相も電
動機速度や負荷電流にかかわらず精度よく検出で
きる。さらにかくの如きDA変換素子１９入力し
たがつてデイジタル値の最上位bitなわちMSBの
レベル「０」、「１」は検出電圧の正もしくは負を
表わすことになり、この信号レベルの「１」また
は「０」の期間を一定周期のクロツクでカウント
することによつてその値の逆数を電動機速度に比
例した値で得られる。これより、かかる装置を電
動機速度の検出器として効用することができる。
なお前述の検出機能の時間遅れとDA変換素子に
よる遅れは電動機速度に依存せずパルス信号CP
の遅れにすぎないものとなる。さらには、かくの
如き機能を有する部分は無整流子電動機が直流式
に限定されることなく交流式のものであつても適
用可能なことは明らかである。
間の信号を得て、特に転流重なり期間中の場合補
間制御しまたは重なり時期中でない場合に前記補
間制御を行わない機能を有し、信号出力を第４図
に示す如き端子電圧VUV′の波形で与えることが可
能となるものである。したがつて正確な検出が困
難であつた無整流子電動機の誘起電圧の位相も電
動機速度や負荷電流にかかわらず精度よく検出で
きる。さらにかくの如きDA変換素子１９入力し
たがつてデイジタル値の最上位bitなわちMSBの
レベル「０」、「１」は検出電圧の正もしくは負を
表わすことになり、この信号レベルの「１」また
は「０」の期間を一定周期のクロツクでカウント
することによつてその値の逆数を電動機速度に比
例した値で得られる。これより、かかる装置を電
動機速度の検出器として効用することができる。
なお前述の検出機能の時間遅れとDA変換素子に
よる遅れは電動機速度に依存せずパルス信号CP
の遅れにすぎないものとなる。さらには、かくの
如き機能を有する部分は無整流子電動機が直流式
に限定されることなく交流式のものであつても適
用可能なことは明らかである。
以上説明したように本考案によれば、(1)無整流
子電動機の端子電圧波形を時間遅れがパルス信号
のクロツク分に抑制されて整形し得る簡便な装置
を実現し、(2)分配器を備えることなく公知の転流
余裕角制御などを格別に行うことができる利点を
もつ装置を提供できる。
子電動機の端子電圧波形を時間遅れがパルス信号
のクロツク分に抑制されて整形し得る簡便な装置
を実現し、(2)分配器を備えることなく公知の転流
余裕角制御などを格別に行うことができる利点を
もつ装置を提供できる。
第１図および第２図は分配器を採用した従来例
を示す回路図およびその端子電圧と相電流の関係
を示す波形図、第３図と第４図は本考案による一
実施例の具体的な回路図とその出力波形図であ
る。 ４……逆変換器、５……同期電動機、１１……
電圧検出器、１２……転流重なり角検出器、１３
……アナログデイジタル（DA）変換素子、１７
……遅延レジスタ、１８……減算器、１９……デ
イジタルアナログ（DA）変換素子、VUV，
VUV′……端子電圧、μ……転流重なり角。
を示す回路図およびその端子電圧と相電流の関係
を示す波形図、第３図と第４図は本考案による一
実施例の具体的な回路図とその出力波形図であ
る。 ４……逆変換器、５……同期電動機、１１……
電圧検出器、１２……転流重なり角検出器、１３
……アナログデイジタル（DA）変換素子、１７
……遅延レジスタ、１８……減算器、１９……デ
イジタルアナログ（DA）変換素子、VUV，
VUV′……端子電圧、μ……転流重なり角。
Claims (1)
- 静止形電力変換器による同期電動機駆動を行う
無整流子電動機において、電動機端子電圧のデイ
ジタル値を得る電圧検出器と、電動機電機子の電
流信号を得て転流重なり期間を検出する重なり期
間検出器とを少くとも具備し、前記転流重なり期
間中のみ該転流重なり期間直前の端子電圧のデイ
ジタル値の変動から決定される所定の傾斜を演算
せとめ、かつ該演算値を補間出力する演算回路を
設け、該演算回路出力を制御対象電動機の制御用
端子電圧としたことを特徴とする無整流子電動機
の電圧検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1982020752U JPS58124083U (ja) | 1982-02-18 | 1982-02-18 | 無整流子電動機の電圧検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1982020752U JPS58124083U (ja) | 1982-02-18 | 1982-02-18 | 無整流子電動機の電圧検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58124083U JPS58124083U (ja) | 1983-08-23 |
| JPH0336236Y2 true JPH0336236Y2 (ja) | 1991-07-31 |
Family
ID=30032904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1982020752U Granted JPS58124083U (ja) | 1982-02-18 | 1982-02-18 | 無整流子電動機の電圧検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58124083U (ja) |
-
1982
- 1982-02-18 JP JP1982020752U patent/JPS58124083U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58124083U (ja) | 1983-08-23 |
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