JPH03285568A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源から直流電力を得るためのチョッパ
ー回路と、この直流電力を高周波電力に変換するインバ
ータ回路とを組み合わせたインバータ装置に関するもの
である。

［従来の技術］ 【１鮭り 第１１図は従来のインバータ装置（特願昭５８−２４９
６２８号参照）の回路図である。この装置にあっては、
チョッパー回路４とインバータ回路５のスイッチング素
子を共用化している。

以下、その回路構成について説明する。まず、インバー
タ回路５は、スイッチング素子たる２個のトランジスタ
５１．５２と、トランジスタ５１゜５２に逆並列接続さ
れたダイオード５３．５４と、２個のコンデンサ５０ａ
、５０ｂと、トランジスタ５１．５２のベースにドライ
ブ電圧を印加する帰還巻線５５ｂ、５５ｃを具備した出
カドランス５５と、抵抗５ａ〜５ｄとで構成され、トラ
ンジスタ５１．５２の直列回路と、コンデンサ５０ａ、
５０ｂの直列回路とを入力端５９に並列接続すると共に
両面列回路の中点間に出カドランス５５の１次巻線５５
ａを接続して形成されている。

一方、チョッパー回路４は、インダクタ４２と、インバ
ータ回路５のトランジスタ５２と、ダイオード５３およ
び平滑用コンデンサ４１とで構成され、整流回路３の出
力ＶＤＣをインダクタ４２を介して一方のトランジスタ
５２に印加すると共に、平滑用コンデンサ４１をインバ
ータ回路５の入力端５９に接続してあり、チョッパー回
路４を構成するスイッチ手段をインバータ回路５のトラ
ンジスタ５２、出カドランス５５の帰還巻線５５ｃを流
用して形成すると共に、平滑コンデンサ４１を充電する
ための逆流阻止手段をもダイオード５３を流用して形成
しである。なお、上記回路にあっては、出カドランス５
５にトランジスタ５１．５２を制御する帰還巻線５５ｂ
、５５ｅを巻装して自動型としているが、無安定マルチ
バイブレータによってトランジスタ５１．５２を交互に
オンオフさせる他励型としても良いことは言うまでもな
い。

また、一方のコンデンサ５０ｂは省略することができる
。

以下、上記回路の動作について説明する。

第１２図は高周波的な動作分示す動作波形図であり、同
図（ａ）はトランジスタ５２のコレクタエミッタ電圧ｖ
ｃε、同図（ｂ）はトランジスタ５２のコレクタを流Ｉ
。１．同図（ｅ）はダイオード５４の順方向電流１１）
＋、同図（ｄ）はトランジスタ５１のコレクタ電流ＩＣ
４，同図（ｅ）はダイオード５３の順方向型１１：　Ｉ
　Ｄ２、同図（ｆ）はインダクタ４２に流れる電流すな
わち整流回路３の出力電流ＩＤＣ５同図（［１）は出カ
ドランス５５の１次巻線電流Ｉｎである。

第１３図は低周波的な動作を示す動作波形図であり、同
図（ａ）は商用電源１の電源電圧ＶＡｃ、同図（ｂ）は
整流回路３の出力電流ＩＤＣ１同図（ｅ）は商用電源１
からの入力電流ＩＡＣ１同図（ｄ）は平滑用コンデンサ
４１の両端電圧■ｃ、同図（ｅ）はインバータ回路５か
ら出力される高周波電圧ＶＲＦを示すものである。

いま、商用電源１がフィルタ回路２を介して整流回路３
に入力されると、整流回路３からダイオードブリッジに
て全波整流された直流電圧（脈動電圧〉が出力され、こ
の直流電圧にて平滑用コンデンサ４１かインダクタ４２
及びダイオード５３を介して充電される。平滑用コンデ
ンサ４１が適当に充電され、平滑用コンデンサ４１から
起動用抵抗５ｂ、５ｄを通してトランジスタ５１．５２
にベース＠、流が供給されると、トランジスタ５１．５
２のいずれか一方がオンし、他方がオフする０次に、コ
ンデンサ５０ａ、５０ｂ、出カドランス５５の１次巻線
５５ｍ及び２次巻線５５ｄ、負荷１０にて形成される振
動回路によって出カドランス５５の帰還巻線５５ｂ、５
５ｃにトランジスタ５１．５２のオンオフを反転させる
電圧が誘起され、トランジスタ５１．５２は交互にオン
オフを繰り返す。

第１２図における期間り、　、ｔ、はトランジスタ５１
がオンし、トランジスタ５２がオフしている期間を示し
、期間Ｌ２はトランジスタ５２がオンし、トランジスタ
５１がオフしている期間を示している。

ここに、前記振動回路に振動電流が流れ、出カドランス
５５の１次巻線５５ｍに電流Ｉｎ＋が流れると、この電
流Ｉｎｌはトランジスタ５１，５２、ダイオード５３．
５４に分流して流れ、負荷１０にはＩ　ｎ＋　Ｘ　（ｎ
＋／　ｎ２）の電流が流れる。ただし、ｎ＋／ｎ２は１
次巻線５５ａと２次巻線５５ｃｌの巻線比である。なお
、図は振動回路の固有振動周波数よりもトランジスタ５
１．５２のスイッチング周波数を高く設定した場合の動
作波形を示しており、電流Ｉｎ、は遅れ位相となってい
る。

ところで、トランジスタ５２がオンする期間ｔ２におい
ては、トランジスタ５２に、電流Ｉｎ、の分流電流Ｉｃ
＋’と、整流回路３からインダクタ４２を通して流れる
電流ＩＤＣとの合成電流ＩＣＩが流れる。このとき、イ
ンダクタ４２には電流よりｃが流れることによる電磁エ
ネルギーが蓄積される０次に、期間り、において、トラ
ンジスタ５２がオフすると、トランジスタ５２のオン時
にインダクタ４２に蓄積されていた電磁エネルギーがダ
イオード５３及び整流回路３のダイオードブリッジを介
して平滑用コンデンサ４１に放出され、平滑用コンデン
サ４１は上記電磁エネルギーにて充電される。

この場合、ダイオード５３に流れる電流ＩＤ２は電流Ｉ
ｎ＋の分流電流ＩＤ２′と整流回路３の出力電流■Ｄｃ
との合成電流となる。ただ１１、第１２図（ｂ）。

（ｅ）、（ｆ）における想像線部分は、低周波半サイク
ル中の変動（低周波リップルによる変動）を図示したも
のである。

以上のように、この回路にあっては、インバータ回路５
のトランジスタ５２とダイオード５３、及び平滑用コン
デンサ４１とインダクタ４２によりチョッパー回路４が
構成されており、インバータ回路５のスイッチ素子及び
その制御回路、ダイオードを流用して入力力率を改善す
るためのチョッパー回路４を形成しているので、チョッ
パー回路４の回路構成が簡単になると共に安価な電源装
置を提供することができるようになっている。

ここで、第１４図に一般的な昇圧形チョッパー回路の基
本構成を示し、その回路構成と動作原理について説明す
る。直流電源Ｖ０の両端には、スイッチング素子Ｑ２を
介してインダクタしＩが接続されている。スイッチング
素子Ｑ２の両端には、逆流阻止用のダイオードＤ２を介
してコンデンサＣ１と負荷回路Ｚの並列回路が接続され
ている。

次に、この回路の動作について説明する。まず、スイッ
チング素子Ｑ２がオンされると、直流電源Ｖｏからイン
ダクタし、に電流が流れて、インダクタＬ、に電磁エネ
ルギーが蓄積される０次に、スイッチング素子Ｑ２がオ
フされると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによりイ
ンダクタＬ１の両端に電圧が誘起される。この電圧が直
流電源Ｖ０の電圧に加算されて、ダイオードＤ、を介し
てコンデンサＣｓを充電する。故に、コンデンサＣ２の
電圧Ｖｉは直流電源■。の電圧に比べて昇圧される。

このコンデンサＣ１に得られる直流電圧Ｖｉにより負荷
回路２が駆動される。スイッチング素子Ｑ２がオフした
瞬間にインダクタＬ１に流れていた電流をＩｐとすると
、インダクタＬ、には＜１／２）Ｌｌ　ｐ２のエネルギ
ーが蓄えられていることになる。

このエネルギーがスイッチング素子Ｑ２のオフ期間ｔ。

ＦＦ中に放出されると、第１５図（ａ）に示すように、
インダクタし、に流れる電流に休止期間が生じる０図中
、ｔＯＮはスイッチング素子Ｑ２のオン期間であり、　
ｔＦはスイッチング素子Ｑ２がオフしているときにイン
ダクタＬ１に電流か流れている期間である。また、ＴＨ
はスイッチング素子Ｑ２のスイッチング周期である。ｔ
Ｆ−ｔＯＦＦであれば、第１５図（ｂ）に示すような動
作波形となる。また、インダクタし、のエネルギーがス
イッチング素子Ｑ２のオフ期間ｔＯＦＦ中に放出し尽く
されない場合には、第１５図（ｅ）に示すような動作波
形となり、インダクタＬ、に流れる電流は最大値ＩＰと
最小値Ｉｎ（＞０）の間を往復することになる。第１５
図（ｂ）　、　（ｃ）では、ＬｏＮ＝ＴＨ（Ｖｉ　　Ｖ
ｏ）／Ｖｏという関係があり、第１５図（ａ）では、ｔ
ｏＮ＜　Ｔ　Ｈ（Ｖ　ｉ　　Ｖ　ｏ）／　Ｖ　ｏという
関係がある。

ここで、チョッパー動作を第１５図（ａ）　、　（ｂ）
に示すモードＡと、第１５図（ｃ）に示すモードＢに分
けて、第１１図のチョッパー動作とインバータ動作を共
用するトランジスタ５２の動作について説明する。第１
６図（ａ）、　（ｂ）　、　（ｃ）はモードＡの場合で
、（、）はインバータ動作だけを考えたときのトランジ
スタ５２に流れる電流波形Ｉ　ｅｌ’であり、（ｂ）は
チョッパー動作だけを考えたときのトランジスタ５２に
流れる電流ＩＤＣの波形図である。（Ｃ）はチョッパー
動作とインバータ動作によってトランジスタ５２に実際
に流れる電流Ｉｅｌの波形図である。この場合、トラン
ジスタ５２のオフ時に、インダクタ４２のエネルギーは
完全に放出されているので、トランジスタ５２がオンし
始める時点（第１６図（ｃ）のａ点）で徐々に電流が立
ち上がるものであり、この部分でのトランジスタ５２の
スイッチング損失はほとんど無い。

第１６図（ｄ）　、　（ｅ）　、　（ｆ　）はモードＢ
の場合で、（ｄ）はインバータ動作だけを考えたときの
トランジスタ５２に流れる電流波形Ｉ　ｃ、’であり、
（ｅ）はチョッパー動作だけを考えたときのトランジス
タ５２に流れる電流波形ＩＤＣである。（ｆ）はチョッ
パー動作とインバータ動作によってトランジスタ５２に
実際に流れる電流波形Ｉｃｌである。この場合、インダ
クタ４２のエネルギーが完全に放出されていないので、
トランジスタ５２がオンした時点で急速にインダクタ４
２から電流が流れ、トランジスタ５２のスイッチング損
失が増加することになる。

ここで、モードＡからモードＢへの移行は、入力電圧Ｖ
ＡＣの変動、トランジスタ５１．５２のｈ□のばらつき
２インダクタ４２のインピーダンス値のばらつき、トラ
ンジスタ５１．５２の温度上昇などにより、発振周波数
が低下して、トランジスタ５２のオン・デユーティが過
大に長くなることによって起こる。

従」Ｕ阻１− 次に、従来の他のインバータ装置（特願平０１３３５３
３２号参照）を第７図に示す、この装置にあっては、チ
ョッパー回路とインバータ回路のスイッチング素子Ｑ２
を共用化している。さらに、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
２の駆動方式は、特願昭６３−２９７２７６号に開示さ
れており、方のスイッチング素子Ｑ、はインダクタＴ２
の２次巻線より負荷回路の共振電流を帰還させて自励駆
動とし、他方のスイッチング素子Ｑ２は、スイッチング
素子Ｑ、のオフ期間に動作するタイマー回路により制御
される。また、タイマー回路の時定数を変化させて、ス
イッチング素子Ｑ２のオン・デユーティを小さくし、ス
イッチング素子Ｑ、、Ｑ２のオン　デユーティをアンバ
ランスとすることにより、出力制御を行うことができる
ものである（特願昭６０〜１１３７１６号参照）、なお
、この従来例では、スイッチング素子Ｑ２のオン・デユ
ーティを小さくすることにより、発振周波数も変化する
ので、出力制御も幅広くできる。

スイッチング素子Ｑ２は、その両端電圧の立ち下がり信
号を分圧抵抗Ｒ，，，Ｒ，２により検出して、駆動回路
Ｃによりオン区間を制御している。この場合、負荷回路
のコンデンサＣ，，Ｃ，とインダクタＴ２による固有振
動周波数よりもスイッチング周波数を高く設定して、共
振回路の励振電圧よりも共振電流が遅れ位相となる遅相
モードで駆動する。なお、第７図に示すインバータ装置
の構成及び動作については、後述の実施例の説明におい
て、詳細に説明する。

第７図に示す回路の定常状態における動作について、第
８図の動作波形図を元に説明する６第８図（Ａ）はスイ
ッチング素子Ｑ１の両端電圧Ｖ。Ｆ：の波形、第８図（
Ｂ）はインバータ回路だけを考えたときのダイオードＤ
２とスイッチング素子Ｑ、に流れる電流波形であり、第
８図（Ｃ）はチョッパー回路だけを考えたときのダイオ
ードＤ２に流れる電流ＩＤ２の波形である。実際は、第
８図（Ｂ）と（Ｃ）の電流を合成した電流が、第８図（
Ｄ）に示すように、ダイオードＤ、とスイッチング素子
Ｑ、に流れている。スイッチング素子Ｑ、のオン区間は
、コンデンサＣ，，Ｃ，と放電灯ｌ及びインダクタＴ２
で決まる共振電流波形によって決定される。同様に、第
８図（Ｅ）はスイッチング素子Ｑ２の両端電圧ＶＯＳの
波形、第８図（Ｆ）はインバータ回路だけを考えたとき
のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流の波形であり、第
８図（Ｇ）はチョッパー回路だけを考えたときのスイッ
チング素子Ｑ２に流れる電流の波形である。実際は、第
８図（Ｆ）と（Ｇ）の電流を合成した電流が、第８図（
Ｈ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２に流れている
。

ここで、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子
Ｑ２のオン区間は、スイッチング素子Ｑ２に寄生する逆
並列ダイオードに電流が流れて、その両端電圧ＶＯＳが
立ち下がったことを検出して、駆動回路Ｃにより決定さ
れる。

上記回路では、交流入力電圧の変動に対してタイマー回
路の時定数を変化させて、スイッチング素子Ｑ２のオン
・デユーティも可変とし、インバータ装置の出力安定化
を行っている０例えば、交流入力電圧が低下したときに
は、スイッチング素子Ｑ２のオン・デユーティを長くし
て、インダクタし、に蓄積される電磁エネルギーを大き
くし、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に充電される平滑
用のコンデンサＣコの両端電圧を高くして、インバータ
装置の出カ一定化を行うものである。この場合、交流入
力電圧の士約１０％の変動に対して出力が略一定になる
ように制御している。このとき、チョッパー回路は第１
５図（ａ）　、　（ｂ）に示すモードＡで動作しており
、インダクタＬ１に流れる電流は第８図（Ｉ）に示すよ
うになる。

しかしながら、交流入力電圧が瞬時に停電した場合や、
電圧が大幅に下降した場合には、インバータ装置の出力
を一定にしようとして、スイッチング素子Ｑ２のオン・
デユーティが過大に長くなり、チョッパー回路は第１５
図（ｅ）に示すモードＢで動作する。この場合、インダ
クタＬ１に流れる電流は、第８図（Ｊ）に示すようにな
る。このとき、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流はチ
ョッパー回路だけを考えた場合には、第８図（Ｋ）に示
すようになり、インバータ回路だけを考えた場合には、
第８図（Ｆ）に示すようになる。故に、実際にスイッチ
ング素子Ｑ２に流れている電流は、第８図（Ｋ）と（Ｆ
）の電流を合成した電流となり、第８図（Ｌ）に示すよ
うな正方向のみの電流となる。

このような動作波形においては、スイッチング素子Ｑ２
に逆方向の電流が流れないから、寄生の逆並列ダイオー
ドに電流は流れない、ということは、スイッチング素子
Ｑ２の両端電圧ＶＤｓの立ち下がりは、スイッチング素
子Ｑ、の正方向のオン駆動信号か無ければ検出できない
ということになる。

しかるに、上記の回路では、スイッチング素子Ｑ２の両
端電圧ＶＯＳの立ち下がりを検出してから、スイッチン
グ素子Ｑ２に正方向のオン駆動信号が与えられるように
構成されているため、スイッチング素子Ｑ２がオンしな
いという問題が生じる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例１で説明したように、チョッパー回路とイ
ンバータ回路とで共用しているスイッチング素子のオン
・デユーティが過大に長くなると、チョッパー回路のイ
ンダクタに蓄積されるエネルギーが完全に放出されず、
共用しているスイッチング素子がオンしたときに過大な
電流が流れて、スイッチング損失が増加するという問題
がある。

また、上述の従来例２の場合には、スイッチング素子Ｑ
２に流れるインバータ回路とチョッパー回路の合成電流
（第８図（Ｆ）、（Ｌ）参照）の逆方向電流ＩＤがゼロ
以下になると、スイッチング素子Ｑ２がオンしなくなり
、異常発振が生じて、回路素子にストレスが加わるとい
う問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、エネルギー蓄積用のインダクタ
を備えるチョッパー回路と、共振回路を含む負荷回路を
備えるインバータ回路とを組み合わせたインバータ装置
において、チョッパー回路の蓄積エネルギーとインバー
タ回路の共振エネルギーの関係を制御することにより、
スイッチング素子のストレスを無くし、異常発振を防止
することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、逆方向を流を阻止しない第１のスイッ
チング素子（例えば、トランジスタＱ１とダイオードＤ
２）と、第２のスイッチング素子（例えば、トランジス
タＱ２とダイオードＤ３）の直列回路を平滑電源（コン
デンサＣ１）の両端に並列的に接続し、第１及び第２の
スイッチング素子を交互にオン・オフすることにより、
共振回路を含む負荷回路に高周波電力を供給するインバ
ータ回路と、インバータ回路における一方のスイッチン
グ素子（トランジスタＱ２）のオン時に当該スイッチン
グ素子を介して交流電源Ｅからエネルギー蓄積用のイン
ダクタＬ１に電流を流してインダクタし、にエネルギー
を蓄積し、上記一方のスイッチング素子のオフ時に他方
のスイッチング素子の逆方向電流通電経路（ダイオード
Ｄ２）を介して上記平滑電源にインダクタし、の蓄積エ
ネルギーを放出するチョッパー回路とを備え、インバー
タ回路の発振周波数は共振回路の固有振動周波数よりも
高く設定されているインバータ装置において、上記他方
のスイッチング素子のオフ時に上記一方のスイッチング
素子に逆方向電流が流れるように、各スイッチング素子
のオン・オフ制御駆動を行う制御駆動回路Ｋを設けたこ
とを特徴とするものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、エネルギー蓄積用のイ
ンダクタを備えるチョッパー回路と、共振回路を含む負
荷回路を備えるインバータ回路とて共用化されるスイッ
チング素子については、他方のスイッチング素子のオフ
時に逆方向電流が流れるように、制御駆動回路により各
スイッチング素子をオン・オフ制御しているので、チョ
ッパー回路の蓄積エネルギーによる電流とインバータ回
路の共振エネルギーによる電流の合成電流が上記共用化
されたスイッチング素子に流れても、スイッチング損失
が異常に増加することはない。

また、上記一方のスイッチング素子の両端電圧の立ち下
がり検出後の一定時間は上記一方のスイッチング素子を
オン駆動する駆動回路を備えるインバータ装置において
、上記他方のスイッチング素子のオフ時に上記一方のス
イッチング素子に逆方向電流が流れるようにすれば、上
記他方のスイッチング素子のオフ時には、必ず上記一方
のスイッチング素子の両端電圧が立ち下がることになる
。

したがって、この立ち下がりを検出して駆動回路により
上記一方のスイッチング素子を一定時間駆動することに
より、異常発振に陥ることなく、安定した発振動作を実
現することができる。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

このインバータ装置にあっては、交流電源１から平滑直
流電源を得るためのチョッパー回路４と、平滑直流電源
から高周波電力を得るためのインバータ回路５とで、一
部のスイッチング素子を共用化している。Ｕ下、その回
路構成について説明する。従来例（第１１図）と同一の
機能を有する部分には、同一の符号を付して重複する説
明は省略する。本実施例では、主スイツチングトランジ
スタ５２のエミッタ端子に抵抗６ａを直列的に接続し、
電流Ｉｃ、を検出し２抵抗６＆の両端に発生する電圧に
嘘り、補助トランジスタ６ｂをオン・オフし、主スイツ
チングトランジスタ５２を強制的にオン・オフ制御する
ものである。

以下、その動作について説明する。トランジスタ５２の
オン・デユーティが適切な場合、つまり、チョッパー回
路が第１５図（ａ）　、　（ｂ）に示すモードＡで動作
する場合には、抵抗６ａに発生する電圧は低く、補助ト
ランジスタ６ｂはオフ状態となっている。一方、交流入
力電圧の変動や、各部品の温度上昇などにより、発振周
波数が低下して、トランジスタ５２のオン・デユーティ
か長くなると、電流Ｉｃ、も増加し、抵抗６Ｂの両端に
発生ずる電圧も上昇し、補助トランジスタ６ｂのＶ　ａ
ｓ（ｏｎ）以上になると、補助トランジスタ６ｂがオン
して、トランジスタ５２が強制的にオフされる。その結
果、トランジスタ５２のオン　デユーティが短くなり、
チョッパー回路の動作が第１５図（ｃ）に示すモードＢ
に移行しないように、インバータ装置が動作するもので
ある。これにより、トランジスタ５２がオンしたときは
、インダクタ４２の蓄積エネルギーは完全に放出されて
いるので、トランジスタ５２に急峻な電流が流れず、ス
イッチング損失が増大することはない。

Ｕ実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。

インバータ回路５は主スイツチング素子としてトランジ
スタ５１及びＭＯＳＦＥＴ５２を備えている。トランジ
スタ５１にはダイオード５３が逆並列接続されており、
ＭＯＳＦＥＴ５２は逆方向の寄生ダイオード５４を備え
ている。トランジスタ５１の両端には、直流カット用の
コンデンサ５７を介して、コンデンサ５８とトランス５
５の１次巻線５５ａの直列回路が接続されている。さら
に、トランス５５の２次巻線５５ｂが帰還手段として使
用されており、一方のスイッチング素子であるトランジ
スタ５１のベース端子のみに抵抗５６を介してインバー
タ回路５の振動電流を帰還している。

次に、チョッパー回路４は、インダクタ４２と、インバ
ータ回路５のＭＯＳＦＥＴ５２及びダイオード５３、並
びに平滑用のコンデンサ４１で構成されている。つまり
、インバータ回路５のＭＯＳＦＥＴ５２及びダイオード
５３は、チョッパー回路４のスイッチング手段として兼
用されている。

整流回路３の出力は、インダクタ４２を介してＭＯＳＦ
ＥＴ５２に印加されており、ＭＯＳＦＥＴ５２がオンさ
れると、インダクタ４２に電磁エネルギーが蓄積され、
ＭＯＳＦＥＴ５２がオフされると、上記の電磁エネルギ
ーがダイオード５３を介して平滑用のコンデンサ４１に
充電される。このコンデンサ４１に充電される直流電圧
は、インバータ回路５の入力電圧となる。

次に、インバータ起動回路６は、トランジスタ５１のオ
フを検出するために、ＭＯＳＦＥＴ５２の両端に並列接
続された抵抗６１．６２と、波形整形用のバッファ６３
（例えば日本電気（株）製のμＰＣ４０５０）と、反転
回路６４．６５（例えば日本電気（株）製のμＰＣ４０
４９）と、コンデンサ６６及び抵抗６７とで構成された
微分パルス発生回路よりなる。上記抵抗６１．６２の直
列回路には、インダクタ４２を介して整流回路３の整流
出力が印加されており、起動時には、商用電源１の整流
信号が印加されることになる。この整流信号が波形整形
用のバッファ６３にて整形され、微分パルス発生回路が
微分パルスを発生する。このインバータ起動回路６の出
力パルスを受けて、制御回路７は、ＭＯＳＦＥＴ５２を
オン・オフ制御するだめの信号を発生する。この制御回
路７は、汎用のタイマーＩＣ（例えば、日本電気（株）
製μＰＣ１，５５５＞よりなる単安定マルチバイブレー
タ７１と、その出力パルス幅を決定するための抵抗７２
及びコンデンサ７３と、周波数制御電圧端子（５番ピン
）の電圧を制御するための抵抗７４及びツェナーダイオ
ード７５より構成される。交流入力電圧変動検出回路９
は、ダイオード９１、抵抗９２．９Ｂ、コンデンサ９４
で構成される入力電圧検出部と、この検出電圧を抵抗９
５とツェナーダイオード９６ｍで作成される基準電圧と
比較するための比較回路９７とで構成され、比較回路９
７の出力は、ダイオード９８と抵抗９９を介して、制御
回路７に入力される。比較回路９７は、汎用のオペアン
プ（例えば日本電気（株）製のμＰＣ４５１等）よりな
る、なお、商用電源１と整流回路３の交流入力端子の間
には、コンデンサ２１２３とトランス２２を含むフィル
ター回路２か挿入されている。このフィルター回路２は
、商用電源１からの商用交流周波数に対しては低インピ
ーダンスとなり、チョッパー回路４のスイッチング周波
数に対しては高インピーダンスとなるように設計されて
おり、チョッパー回路４に流れるスイッチング電流を平
滑化して、入力電流を正弦波に近い波形としているもの
である。

以下、本実施例の動作を説明する。まず、商用電源１が
投入されると、ＭＯＳＦＥＴ５２の両端には、整流回路
３の出力電圧がインダクタ４２を介して印加される。こ
の電圧を、抵抗６１．６２により分圧した電圧ＶＲＧ２
の波形を第４図（イ）に示す、このとき、抵抗６１．６
２により分圧された電圧Ｖ　Ｒ６２と、バッファ６３の
入力端子のスレシホールド電圧ｖｔｈとの関係、及びバ
ッファ６３の出力電圧■６７、微分パルス発生回路の反
転回路６５の出力電圧■１．をも第４図に示す、ＶＲ，
□とｖｔｈは第４図（イ）に示す関係にあり、波形整形
用ノハッファ６３の出力電圧Ｖ、３は第４図（ロ）に示
すようになる。さらに、微分パルス発生回路により単安
定マルチバイブレータ７１のトリガ一端子（２番ビン）
に反転回路６５の電圧■６．（第４図（ハ））が印加さ
れる。電圧Ｖ　６５が“”Ｌｏｗ”レベルとなる時間は
、コンデンサ６６と抵抗６７の時定数により決まる。を
圧Ｖ６５が“Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏｗ”レベルへ
と変化することにより、単安定マルチバイブレータ７１
はトリガーされ、その出力端子（３番ピン）が第４図（
ニ）に示すように“Ｈｉｇｈ”“レベルとなる。この端
子（３番ピン）が“Ｈｉｇｈ″レベルである時間は、抵
抗７２とコンデンサ７３の時定数により決定される。こ
の出力電圧は、電流増幅用のＩＣ（例えば日本電気（株
）製のμＰＣ４０５０）で構成される駆動回路８を通し
て、ＭＯ３ＦＥＴ５２を駆動するために電流増幅される
。ＭＯＳＦＥＴ５２がオンし、平滑用のコンデンサ４１
から、コンデンサ５７、コンデンサ５８、トランス５５
の１次巻線５５ｍを通して電流が流れて、コンデンサ５
７が充電される。このとき、トランジスタ５１はトラン
ス５５の２次巻線５５ｂにより逆バイアスされるので、
オフ状態となる。やがて、単安定マルチバイブレータ７
１の出力端子（３番ピン）が”Ｌｏｗ”レベルとなり、
ＭＯＳＦＥＴ’５２はオフする。このとき、トランス５
５の１次巻線５５ａに流れる電流はゼロになるのて、２
次巻線５５ｂには逆の電圧が誘起され、トランジスタ５
１がオンして、コンデンサ５７の放電が開始され、やが
て電流がゼロになると、トランジスタ５１はオフする。

トランジスタ５１がオフすると、再び整流回路３の出力
電圧がインダクタ４２を介して抵抗６１．６２の直列回
路に印加され、上述のように、インバータ回路５は起動
され、やがて発振モードへ移行する。

第５図は本実施例の高周波的な動作を示す動作波形図で
ある。（イ）は抵抗Ｒ０，とコンデンサＣｏｔとで作成
される制御電圧ｖｃｏ＋である。（ロ）はＭＯ３ＦＥＴ
５２の両端電圧ＶＤ＋であり、この電圧が抵抗６１．６
２により分圧されて、波形整形用のバッファ６３に入力
される。（ハ）は単安定マルチバイブレータ７１の周波
数制御電圧端子（５番ビン）に入力される電圧Ｖ、と、
スレショルド端子（６番ビン）及び放電端子〈７番ビン
）に接続されたコンデンサ７３の充放Ｔ４を圧Ｖ１２の
波形である。

（ニ）はＭＯ５ＦＥＴ５２の順方向電流１ｃ、と逆方向
電流ＩＯ＋、（ホ）はトランジスタ５１のＪｌ！方向電
流１ｃ２とダイオード５３に流れる電流ＪＤ２を示して
いる。この第５図において、期間ｔ、はＭＯ５ＦＥＴ５
２がオフ、トランジスタ５１がオンしている期間であり
、期間Ｌ２はトランジスタ５１かオフ、ＭＯ３ＦＥＴ５
２がオンしている期間である。ここで、上述のように、
インバータ起動後に、インバータ回路５に振動電流が流
れ出すと、トランス５５の２次巻線５５ｂによりトラン
ジスタ５１がバイアスされ、コンデンサ５７の蓄積電荷
を電源としてトランジスタ５１に電流Ｉｃ２が流れる。

このとき、トランス５５のコアは飽和磁束に向がって直
・線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束に達する
と、インダクタンスは急激にゼロの方向に向かい、その
結果、トランジスタ５１のコレクタ電流の時間変化分は
無限大となる。トランジスタ５１のコレクタ電ｔｃｌｃ
２かベース電流のｈｆｅ倍に達すると、トランジスタ５
１は不飽和状態となり、トランス５５の各巻線５５ａ、
５５ｂの誘起電圧は低下するから、帰還されるベース電
流も減少し、トランジスタ５１はオフする。トランジス
タ５１がオフした後も、トランス５５の１次巻線５５ａ
に流れる振動電流が同一方向に流れようとするのて、Ｍ
Ｏ３ＦＥＴ５２の寄生ダイオード５４が導通し一電ｒｆ
ＬＩ　Ｄ＋が放電灯等よりなる負荷１０、コンデンサ５
７、コンデンサ４１を介して流れる。

寄生ダイオード５４が導通すると、ＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ５
２のトレイン電圧■Ｄ１はゼロになるので、波形整形用
のバッファ６３の入力電圧も’Ｈｉｇｈ”レベルから“
Ｌｏｗ”レベルに変化する。同時に、微分パルス発生回
路の反転回路６５の出力電圧■６．も“Ｈｉｇｈ″レベ
ルから“Ｌｏｗ”レベルに変化し、単安定マルチバイブ
レータ７１がトリガーされ、その出力端子（３番ピン）
は“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、駆動回路８を通してＭＯ
３ＦＥＴ５２のゲート端子は順バイアスされる。ＭＯ３
ＦＥＴ５２の寄生ダイオード５４に流れる振動電流ＩＤ
＋がゼロになった後は、コンデンサ４１からインバータ
回路を介して流れる振動電流Ｉ　ｅ＋’と整流回路３か
らインダクタ４２を介して流れる電流ＩＤＣとの合成を
流Ｉｃ、が流れる。このとき、インダクタ４２には、電
流ＩＤＣが流れることによる電磁エネルギーが蓄積され
る。やがて、抵抗７２とコンデンサ７３で決まる所定時
間の経過後に単安定マルチバイブレーク７１の出力端子
（３番ピン）は“’Ｌｏｗ″レベルとなり、ＭＯ３ＦＥ
Ｔ５２はオフ状態となる。ＭＯ３ＦＥＴ５２のオン時に
インダクタ４２に蓄積されていた電磁エネルギーは、Ｍ
Ｏ８ＦＥＴ５２のオフ時には、ダイオード５３及び整流
回路３のダイオードブリッジを介して平滑用のコンデン
サ４１に放出され、平滑用のコンデンサ４１が充電され
る。この場合、ダイオード５３に流れる電流ＩＤ２はイ
ンバータ回路５からの振動電流−Ｉ　Ｏ，＋と整流回路
３の出力電流ＩＤＣとの合成電流となる。

ここで、商用電源１の実効電圧が約１１０％に上昇した
とする。このとき、第５図（イ）のＡ点に示すように、
制御回路７の制御電圧Ｖ　ｅ　ｏ　＋も約１０％上昇す
る。単安定マルチバイブレータ７１の周波数制御電圧端
子（５番ビン）はツェナーダイオード７５により略一定
の電圧Ｖ、になっているが、制御電圧Ｖ　Ｃｏ　＋が上
昇することにより、コンデンサ７３が前記電圧■、まで
充電される時間が短くなる（第５図（ハ）参照）、コン
デンサ７３の電圧Ｖ　７３が前記電圧■、まで達すると
、放電端子（７番ビン）がオン状態となり、コンデンサ
７３が放電し、単安定マルチバイブレータ７１の出力端
子（３番ピン）が“Ｌｏｗ”レベルに反転するので、Ｍ
Ｏ８ＦＥＴ５２は制御電圧Ｖｅｏ＋が上昇することによ
り、早目にオフする。この結果、ＭＯ３ＦＥＴ５２のオ
ン期間が短くなり、インダクタ４２に蓄積されるエネル
ギーも減少し、コンデンサ４１の両端電圧は低下し、ま
た、トランジスタ５１とＭＯ３ＦＥＴ５２のオン区間は
アンバランスになり、さらにインバータの発振周波数も
上昇するので、インバータ装置の出力は減少する。

次に、商用電源１の実効電圧が約９０％に降下したとす
る。このとき、第５図（イ）のＢ点に示すように、制Ｗ
回銘７の制＃電圧Ｖ　ｃ　（、１も約１０％降下する。

単安定マルチバイブレータ７１の周波数制御電圧端子（
５番ビン）は、ツェナーダイオード７５により略一定の
電圧Ｖ、に設定されているが、制御電圧■ｃｏ、が降下
することにより、コンデンサ７３の電圧Ｖ、３が電圧Ｖ
、まで充電される時間が長くなる（第５図（ハ）参照）
、この結果、ＭＯ３ＦＥＴ５２のオン期間が長くなり、
インダクタ４２に蓄積されるエネルギーも増加し、コン
デンサ４１の両端電圧も上昇する。また、トランジスタ
５１とＭＯ３ＦＥＴ５２のオン区間がより均等になり、
さらにインバータの発振周波数も低下するので、インバ
ータ装置の出力は増加する。

以上のように、本実施例では、商用電源１の入力電圧変
動に対して、インバータ装置の出力は略一定となってい
る。

ここで、商用入力電圧変動検出回路９の比較回路９７の
出力端は、商用入力電圧の略±１０％以内の変動では、
“”　Ｌ　ｏ−”レベルになるように設計されている。

一方、商用電源１が瞬時停電したり、数十％も瞬時降下
した場合には、制ｇｌ電圧Ｖｃ。

も同様に低下するので、コンデンサ７３の充電速度が非
常に遅くなり、ＭＯ３ＦＥＴ５２のオン。

デユーティが過度に長くなり、インダクタ４２に蓄積さ
れるエネルギーが大きくなり、第５図（ｃ）に示すモー
ドＢの動作になる。しかしながら、本実施例ては、この
とき、商用入力電圧変動検出回路９のコンデンサ９４に
得られる検出電圧Ｖ９４がツェナーダイオード９６ｂに
得られる基準電圧よりも低くなり、比較回路９７の出力
端が“’Ｈｉｇｈ”レベルになる。このとき、ダイオー
ド９８と抵抗９９を介してコンデンサ７３が急速に充電
されるので、単安定マルチバイブレータ７１の出力端（
３番ピン）が“Ｈｉｇｈ”レベルである時間は短くなり
、ＭＯ３ＦＥＴ５２のオン・デユーティも短くなる。

このため、チョッパー回路４の動作モードは第１５図（
ｉ）　、　（ｂ）に示すモードＡになり、インバータ装
置では正常な発振が継続される。

［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例では、第３図の商用入力電圧変動検出回路９の
代わりに、ＭＯ３ＦＥＴ５２の電流Ｉｅ、を検出する電
流検出回路９ａを設けたものである。

その他の構成及び動作については、実施例２と同様であ
る。本実施例では一商用電源１の瞬時停電や瞬時電圧降
下により、ＭＯ３ＦＥＴ５２のオン・デユーティが過大
に長くなり、ＭＯ３ＦＥＴ５２の電流Ｉｃ１が異常に大
きくなったときに、抵抗９０．９３とコンデンサ９４に
より得られる検出電圧が、抵抗９５．９６により得られ
る基準電圧よりも大きくなって、比較回路９７の出力電
圧が”Ｈｉｇｈ”レベルになり、コンデンサ７３の充電
を早くして、ＭＯ３ＦＥＴ５２のオン・デユーティを短
くするように動作するものである。なお、４ａ〜４ｃは
ダイオードである。

［実施例４コ 第７図は本発明の第４実施例の回路図である。

このインバータ装置にあっては、交流電源がら平滑直流
電源を得るためのチョッパー回路と、平滑直流電源から
高周波電力を得るためのインバータ回路とで、一部のス
イッチング素子を共用化している。

以下、その回路構成について説明する。まず、インバー
タ回路は、スイッチング素子たる一対のトランジスタＱ
、、Ｑ、と、トランジスタＱ、に逆並列接続されたダイ
オードＤ２と、直流カット用のコンデンサＣ４と、イン
ダクタＴ２と、コンデンサＣ５が並列接続された放電灯
ｒとて構成され、上側のトランジスタＱ１の両端に、コ
ンデンサＣ４、放電灯ｐ、インダクタＴ２の直列回路を
接続して、共振回路を含む負荷回路が構成されている。

一方、チョッパー回路は、インダクタＬ１と、ダイオー
ドＤ５、上記インバータ回路におけるトランジスタＱ２
とダイオードＤ２、及び平滑用のコンデンサＣ１とで構
成されており、整流回路ＤＢの出力電圧ＶＤＣをインダ
クタＬ１とダイオードＤ１を介してトランジスタＱ２の
両端に印加し、平滑用コンデンサＣ１をインバータ回路
の入力端に接続して、その両端電圧をトランジスタＱ、
、Ｑ２の直列回路に印加しである。チョッパー回路を構
成するスイッチング手段は、インバータ回路のトランジ
スタＱ２を兼用して形成されている。このトランジスタ
Ｑ２はパワーＭＯ５ＦＥＴよりなり、寄生の逆方向ダイ
オードを内蔵している。トランジスタＱ、の両端には、
抵抗Ｒ，，，Ｒ，□の直列回路が並列的に接続され、そ
の両端電圧の立ち下がりを検出すると、駆動回路Ｃから
トランジスタＱ２に一定時間のオン駆動信号が与えられ
る。一方、トランジスタＱのベースには、インダクタＴ
２の２次巻線が抵抗Ｒ１３を介して接続されている。な
お、平滑用コンデンサＣ３を充電するための逆流阻止手
段はインバータ回路のダイオードＤ２を兼用して形成し
である。また、交流電源Ｅと整流回路ＤＢとの間には、
コンデンサＣ，，Ｃ２及びトランスＴ１よりなるノイズ
フィルタが介挿されている。

請求項２記載の発明は上記回路において、トランジスタ
Ｑ２が正常にオン・オフするための条件を定めたもので
あり、トランジスタＱ１がオフしたときに、トランジス
タＱ２の逆方向に電流が流れる（つまり寄生のダイオー
ドが導通ずる）ことを条件とするものである。定常状態
において、上記回路の動作波形図は第８図に示すように
なる。以下、第８図を参照しながら上記回路の動作につ
いて説明する。ただし、以下の動作説明に際して、イン
バータ回路の発振周波数は、コンデンサＣ１゜Ｃ９と放
電灯ｐ及びインダクタＴ２よりなる負荷回路の固有振動
周波数よりも高いものとする。

まず、トランジスタＱ２がオンのとき、チョッパー回路
としては、インダクタＬ、、ダイオードＤ１、トランジ
スタＱ２の経路て電流が流れて、インダクタＬ１にエネ
ルギーが蓄積される。また、インバータ回路では、コン
デンサＣ３からコンデンサＣ２、放電灯！及びコンデン
サＣ５、インダクタＴ、の１次巻線、トランジスタＱ２
の経路で共振を流が流れる（第８図（Ｈ）参照）。

次に、トランジスタＱ２がオフしたときには、チョッパ
ー回路に流れている電流をＩｐとすると、インダクタし
、には（１／　２　）Ｌ　ＩＩ　ｐ２のエネルギーが蓄
えられており、これがインダクタＬ１、ダイオードＤ　
１．　Ｄ　２、コンデンサＣ１、整流回路ＤＢの経路で
放出されて、コンデンサＣ３が充電される。

また、インバータ回路では、インダクタＴ２の１次巻線
の残留エネルギーが放出され、インダクタＴ２、ダイオ
ードＤ２、コンデンサＣ１、放電灯ｌ及びコンデンサＣ
５の経路で電流が流れる。その後、インダクタＴ２の２
次巻線の誘起電圧によってトランジスタＱ、がオンして
、今度はコンデンサＣ４からトランジスタＱ１、インダ
クタＴ２の１次巻線、放電灯ｌ及びコンデンサＣ７の経
路で電流が流れようとする。実際は、このトランジスタ
Ｑ１の順方向電流とチョッパー回路からコンデンサＣ３
への充電電流の大きさにより、トランジスタＱ、がオン
するかダイオードＤ２がオンするかが決定される（第８
図（Ｂ）参照）。

次に、トランジスタＱ１がオフすると、チヨ・ｙパー回
路では、インダクタしＩの残留エネルギーによりトラン
ジスタＱ２の逆方向に電流が流れようとする。インバー
タ回路では、インダクタＴ２の１次巻線に残留している
エネルギーによりインダクタＴ２の１次巻線、放電灯ｌ
及びコンデンサＣ５、コンデンサＣ４、コンデンサＣ１
、トランジスタＱ２の寄生ダイオードの経路で電流が流
れようとする。

ここで、この瞬時状態を直流的な電圧で表すと、第９図
の等価回路のようになる。図中、ＤＡはトランジスタＱ
２の順方向のオンを表し、ＤＢはトランジスタＱ２の逆
方向の寄生ダイオードのオンを表している。また、ＥＡ
はチョッパー回路の蓄積エネルギーによる起電力と整流
回路ＤＢの整流出力の合成電圧、ＥＢはインバータ回路
の共振エネルギーによる起電力である。ここで、ダイオ
ードＤＡ、ＤＢのオン電圧を無視すると、Ｅ　Ａ＞　Ｅ
ＢであればダイオードＤＡがオンすることになる。しか
しながら、ダイオードＤＡはトランジスタＱ２が順方向
にオンしないと導通しない、上記の回路では、トランジ
スタＱ２の両端電圧ＶＯＳが立ち下がって始めてトラン
ジスタＱ２がオンするような構成となっているので、実
際はダイオードＤＡはオンしないことになる。したがっ
て、トランジスタＱ１゜Ｑ２が交互にオンオフするイン
バータ動作をしなくなり、異常発振が起きる。故に、条
件としては、ＥＢ＞ＥＡであれば良い。このときの動作
波形は、第８図（Ａ）〜（Ｉ）に示すようになる。

上記の条件を別な形式で表現すれば、第８図（Ｆ）に示
すインバータ回路の共振エネルギーによる帰還電流ＩＤ
と、第８図（Ｊ）に示すチヨ・ンノ（−回路の蓄積エネ
ルギーによる電流ＩＬとの関係が、Ｉ　ｏ＞　１．てあ
れば良く、この条件が満足される場合には、上記インバ
ータ回路は正常に動作することがてきる。

［実施例５］ 第１０図は本発明の第５実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。インバータ回路
は、ハーフブリッジ構成であり、パワーＭＯ３ＦＥＴよ
りなるトランジスタＱ、、Ｑ２の直列回路と、コンデン
サＣｓ　、　Ｃ＝の直列回路が並列的に接続されており
、トランジスタＱ　３．　Ｑ　２の接続点とコンデンサ
Ｃ，，Ｃ，の接続点の間には、インダクタＬ２とコンデ
ンサＣ７及び放電灯βを含むＬＣ直列共振回路が負荷回
路として接続されている。

ここて、コンデンサＣ１，Ｃ６の容量は、コンデンサＣ
７の容量に比べて十分に大きく、コンデンサＣｓ　、　
Ｃｓは共振には寄与しない。

インバータ回路のトランジスタＱ、、Ｑ、の制御極には
、トランジスタＱ、、Ｑ２を交互にオンオフさせるよう
な駆動信号がそれぞれ駆動回路Ａ、Ｂから供給されてい
る。交流電源Ｅには、コンデンサＣ，，Ｃ２とトランス
Ｔ１よりなるノイズフィルタを介して全波整流回路ＤＢ
の交流入力端が接続され、全波整流口ｉＤＢの直流出力
端には、トランジスタＱ１とダイオードＤ１を介してイ
ンダクタＬが接続されている。インダクタＬ１の両端に
は、ダイオードＤ、とトランジスタＱ２の逆方向寄生ダ
イオードを介して平滑用コンデンサＣ１が接続されてい
る。前記インバータ回路におけるトランジスタＱ、、Ｑ
、の直列回路には、全波整流回路ＤＢと平滑用コンデン
サＣ１の直列回路が接続されると共に、電流帰還用の高
周波バイパスコンデンサＣ１が並列接続されている。

本実施例におけるチョッパー回路は、トランジスタＱ、
とダイオードＤ３、トランジスタＱ２の逆方向寄生ダイ
オード、コンデンサＣ１及びインダクタし、で構成され
ている。トランジスタＱ、がオンであるときには、全波
整流回路ＤＢからトランジスタＱ、、インダクタＬ１、
ダイオードＤ、を介して１を流が流れて、インダクタＬ
、にエネルギーが蓄積される。そして、トランジスタＱ
１がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーがダ
イオードＤ５、コンデンサＣ１、トランジスタＱ２の逆
方向寄生ダイオードを介して放出され、コンデンサＣ３
が充電される。これにより、交流電源Ｅをスイッチング
して、コンデンサＣ１に平滑な直流電圧を得ることがで
きる。

次に、トランジスタＱ、の駆動回路Ａの構成について説
明する。駆動回路Ａは低圧直流電源Ｅ。

を備えており、その電圧は単安定マルチバイブレータＩ
Ｃ＋（例えば日本電気（株）製のμＰＤ４５３８）の電
源端子ｖＤＤ、ｖｓｓに印加されている。また、単安定
マルチバイブレータＩ　Ｃ＋の時定数設定端子Ｔ　＋　
、　Ｔ　２には、コンデンサＣ１ｌが接続されている。

このコンデンサＣ，は、抵抗Ｒ３を介して充電される。

したがって、単安定マルチバイブレータＩＣから出力さ
れるワンショットパルスのパルス幅は、抵抗Ｒコとコン
デンサＣ８の時定数により決定される。また、トランジ
スタＱ、の両端電圧は、抵抗Ｒ９，Ｒ１により検出され
ており、その検出電圧は単安定マルチバイブレータＩＣ
，の立ち下がりトリガ一端子Ｂに入力されている。また
、羊安定マルチバイブレータＩＣ，から出力される出力
パルスは、否定回路ＩＣ，と抵抗Ｒ１を介してトランジ
スタＱ１のゲートに供給されている。

本実施例では、インバータ回路の発振周波数が負荷回路
の固有振動周波数よりも高くなるように設定される。ま
た、チョッパー回路の蓄積エネルギーによる起電力は、
インバータ回路の共振エネルギーによる起電力を上回ら
ないように回路定数を設定される。この条件により、ト
ランジスタＱ２がオフすると、まず、トランジスタＱ、
の逆方向寄生ダイオードに電流が流れる。したがって、
トランジスタＱ、の両端電圧が“”Ｌｏｌｌ″レベルに
立ち下がる。この立ち下がり信号をトリガーとして、単
安定マルチバイブレータＩＣ，がワンショットパルスを
発生し、このフンショットパルスの長さによりトランジ
スタＱ、のオン区間が設定される。

トランジスタＱ２の駆動回路Ｂの構成及び動作について
は、トランジスタＱ、の駆動回路Ａと同様であるので、
重複する説明は省略する。

［発明の効果コ 請求項１記載の発明にあっては、エネルギー蓄積用のイ
ンダクタを備えるチョッパー回路と、共振回路を含む負
荷回路を備えるインバータ回路とでスイッチング素子を
一部共用化したインバータ装置において、非共用側のス
イッチング素子がオフされたときには、共用側のスイッ
チング素子に逆方向電流が流れるように、各スイッチン
グ素子のオン・オフを制御するようにしたものであるか
ら、共用側のスイッチング素子がオンされる瞬間にはチ
ョッパー回路のインダクタのエネルギーは放出し尽くさ
れており、したがって、この共用側のスイッチング素子
に過大な電流が流れることはなく、スイッチング損失に
よるストレスが加わることは防止できるという効果があ
る。

請求項２記載の発明にあっては、エネルギー蓄積用のイ
ンダクタを備えるチョッパー回路と、共振回路を含む負
荷回路を備えるインバータ回路とでスイッチング素子を
一部共用化し、この共用化されたスイッチング素子は非
共用側のスイッチング素子のオフ時に、自己の両端電圧
が立ち下がることを検出してから一定時間は自己にオン
駆動信号を与える駆動回路により制御されているような
インバータ装置において、非共用側のスイッチング素子
がオフされたときには共用側のスイッチング素子に逆方
向電流が流れるように回路定数を設定したものであるか
ら、異常発振に陥ることはなく、スイッチング素子等に
ストレスが加わることは防止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の第１実施例の回路図、第３図は本発明の第２実施例
の回路図、第４図は同上の起動時の動作波形図、第５図
は同上の発振動作時の動作波形図、第６図は本発明の第
３実施例の回路図、第７図は本発明の第４実施例の回路
図、第８図は同上の動作波形図、第９図は同上の動作説
明のための等価回路図、第１０図は本発明の第５実施例
の回路図、第１１図は従来例の回路図、第１２図は同上
の高周波的な動作波形図、第１３図は同上の低周波的な
動作波形図、第１４図は従来の一般的な昇圧形チョッパ
ー回路の基本回路図、第１５図及び第１６図は同上の動
作波形図である。 Ｑ５．Ｑ２はトランジスタ、Ｄ　＋　、　Ｄ　２はダイ
オード、Ｌ、、Ｌ２はインダクタ、Ｅは交流電源、ＤＢ
はダイオードブリッジ、Ｃ１は平滑用コンデンサ、ｌは
放電灯負荷、Ｋは制御駆動回路である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）逆方向電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ
   ング素子の直列回路を平滑電源の両端に並列的に接続し
   、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオンオフす
   ることにより共振回路を含む負荷回路に高周波電力を供
   給するインバータ回路と、インバータ回路における一方
   のスイッチング素子のオン時に当該スイッチング素子を
   介して交流電源からエネルギー蓄積用のインダクタに電
   流を流してインダクタにエネルギーを蓄積し、上記一方
   のスイッチング素子のオフ時に他方のスイッチング素子
   の逆方向電流通電経路を介して上記平滑電源にインダク
   タの蓄積エネルギーを放出するチョッパー回路とを備え
   、インバータ回路の発振周波数は共振回路の固有振動周
   波数よりも高く設定されているインバータ装置において
   、上記他方のスイッチング素子のオフ時に上記一方のス
   イッチング素子に逆方向電流が流れるように上記各スイ
   ッチング素子をオン・オフ制御する制御駆動回路を備え
   ることを特徴とするインバータ装置。
2. （２）逆方向電流を阻止しない第１及び第２のスイッチ
   ング素子の直列回路を平滑電源の両端に並列的に接続し
   、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオンオフす
   ることにより共振回路を含む負荷回路に高周波電力を供
   給するインバータ回路と、インバータ回路における一方
   のスイッチング素子のオン時に当該スイッチング素子を
   介して交流電源からエネルギー蓄積用のインダクタに電
   流を流してインダクタにエネルギーを蓄積し、上記一方
   のスイッチング素子のオフ時に他方のスイッチング素子
   の逆方向電流通電経路を介して上記平滑電源にインダク
   タの蓄積エネルギーを放出するチョッパー回路と、上記
   一方のスイッチング素子の両端電圧の立ち下がり検出後
   の一定時間は上記一方のスイッチング素子をオン駆動す
   る駆動回路とを備え、インバータ回路の発振周波数は共
   振回路の固有振動周波数よりも高く設定されているイン
   バータ装置において、上記他方のスイッチング素子のオ
   フ時に上記一方のスイッチング素子に逆方向電流が流れ
   るように回路定数を設定したことを特徴とするインバー
   タ装置。