JPH03282596A - 楽音信号処理装置 - Google Patents

楽音信号処理装置

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JPH03282596A
JPH03282596A JP2084578A JP8457890A JPH03282596A JP H03282596 A JPH03282596 A JP H03282596A JP 2084578 A JP2084578 A JP 2084578A JP 8457890 A JP8457890 A JP 8457890A JP H03282596 A JPH03282596 A JP H03282596A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野] この発明は、電子楽器等に用いられる楽音信号処理装置
に関し、特に波形メモリから読出された楽音信号波形の
サンプルポイント補間及びフィル夕演算を行うための楽
音信号処理装置に関する。
〔従来の技術〕
第4図は従来の電子楽器における楽音信号処理装置を示
す。
第4図において、ROMから成る波形メモリ1には楽音
信号波形が格納されている。この楽音信号波形はnワー
ド(例えばn=256ワード)のサンプルポイントの楽
音データで形成されたNチャンネル(例えばN=16)
の楽音波形を有している。
この波形メモリ1は鍵盤部2のキーの押鍵に応じて制御
部3から与えられるアドレスnにより例えばN−16チ
ヤンネルの波形が選択的に読出されるように成されてい
る。この場合、後述するサンプルポイント補間を行うた
めに、上記アドレスnは、インクリメント回路4におい
て制御部3から発注されるタイミング信号T+ のタイ
ミングで1つ進められるように成されている。
例えば第3図のタイミングチャートにおいてCK1を基
準クロックとすると、この基準クロックCKIの2周期
毎にCHO,CHI、CH2・・・CH15で示す16
のチャンネルを割当て、各チャンネルにおいて、Toで
示すタイミングでアドレスnがそのままインクリメント
回路4を通って波形メモリ1に与えられ、次のT1のタ
イミングでアドレスn+1が波形メモリ1に与えられる
ように成されている。これによって波形メモリ1より1
チャンネルについてf (n)、f (n+1)の2つ
のサンプルポイントのデータが順次読出される。この読
出されたデータはサンプルポイント補間回路5において
、後述するサンプルポイント補間演算が成されることに
より、加算器57より各チャンネルのサンプルポイント
補間値g(t)を示すデータが順次に時分割で得られる
。この時分割データは乗算器6において所定のエンヘロ
ープ信号で変調された後、チャンネルアキュムレータ7
に加えられ、ここでCHO−CH15の各データが累算
されて一つの楽音信号となる。これによって、例えば8
00 KHzのサンプリングレートの時分割データが、
50に7(zのサンプリングレートに変換される。そし
てこの累算された楽音信号はフィルタ8に加えられる。
このフィルタ8は楽音を変化させるためのもので、上記
累算された楽音信号が通過することにより、各チャンネ
ルの楽音が共通のフィルタ特性に基づいて変化する。こ
のフィルタ8を通過した楽音信号はD/A変換器9に加
えられ、アナログの楽音信号に変換される。このアナロ
グの楽音(3号はアンプ10で増幅されてスピーカ11
に供給される。
次に上記サンプルポイント補間について説明する。
波形メモリ1からは上述したように1チヤンネルについ
て隣接するサンプルポイントf (n)、f (n+1
)のデータが順次読出されてサンプルポイント補間回路
5に加えられる。このサンプルポイント補間回路5は下
記の演算式に基く演算処理を行うことにより、サンプル
ポイント補間値g(1)を算出する。
g(t) = (f(n+1) =f(n) ) 零a
 + f(n)f(n) 本(1−a) + f(n+
1) 本a  −(1)但し 0≦a< 1 nは波形読出しアドレスの整数部 aは波形読出しアドレスの小数部 (補間係数) g(t)は時間tにおけるサンプルポイント補間値 この第4図のサンプルポイント補間回路5において、上
記(1)弐の演算が実行される。
波形メモ1月から読出されたf (n)、f (n+1
)のデータのうちf (n)はラッチ回路51により上
記T。のタイミングでランチされ、次のf (n+1)
はラッチ回路52によりT、のタイミングでランチされ
る。一方、制御部3で発生される上記補間係数に相当す
るアドレス小数部aはラッチ回路53によりT1のタイ
ミングでチャンネル毎にランチされる。この小数部aは
反転回路54で反転されて(1−a)となり、この(1
a)は乗算器55でランチ回路51の出力f(n)と乗
算される。これと共に上記小数部aは乗算器56でラッ
チ回路52の出力f (n+1)と乗算される。従って
、乗算器55より上記(1)弐のf (n) * (1
−a)が得られ、乗算器56より上記(1)式のf (
n+1)*aが得られる。これらの乗算器55.56の
出力が加算器57で加算されることにより、サンプルポ
イント補間値g(t)が得られる。
なお、この発明に関する公知技術として、例えば特公平
1−23796号公報に開示されるものがある。
〔発明が解決しようとする課題〕
上述した従来の楽音信号処理装置においては、音色を変
化させるためのフィルタ8はチャンネルアキュムレータ
フの後段に配されている。このチャンネルアキュムレー
タ7の出力は各チャンネルのサンプルポイント補間値g
 (t)の時分割データをエンベロープ信号で変調した
信号を累算して一つの楽音信号としたものである。従っ
て、上記フィルタ8は全てのチャンネルのデータに対し
て共通のフィルタ係数によるフィルタ処理を行うことに
なる。このため鍵盤部2の押鍵された複数のキーの音が
全て同じように変化することになる。
このように従来の装置では、各チャンネルに対して各々
単独にフィルタ係数を設定して各チャンネルの楽音毎に
音色を変化させることができず、このため、押鍵された
全てのキーのアフタータッチ情報をフィルタ係数に利用
することはできるが、個々のキーのキーベロシティやキ
ースケーリング等の情報をフィルタ係数に利用すること
はできなかった。
この問題を解決するために、例えば、それぞれフィルタ
係数の異るフィルタをチャンネル数だけ用意し、サンプ
ルポイント補間回路5から得られる上記時分割データか
ら得られる各チャンネルのデータを対応するフィルタに
加えるように成す回路構成が考えられる。しかしながら
この方法は、フィルタの演算式をそのまま実行するよう
な構成を有するフィルタをチャンネル数だけ設ける必要
がある。このため回路構成が非常に複雑になり、コスト
アップを招く等、簡単な電子楽器の場合現実的ではない
この発明は上記の問題を解決するためのもので、簡単な
構成により、各チャンネルの楽音毎にフィルタをかける
ことのできる楽音信号処理装置を提供することを目的と
している。
〔課題を解決するための手段] この発明は、フィルタの演算式として、前述したサンプ
ルポイント補間のための演算式と類領した演算式を用い
ることにより、共通の演算回路を用いてチャンネル毎に
サンプリングポイント補間演算とフィルタ演算とを交互
に時分割で行うようにしたものである。
〔作用〕
上記フィルタの演算式に与えられるフィルタ係数を、チ
ャンネル毎に変更すること番こより、各チャンネルのデ
ータに対して異るフィルタ係数によるフィルタ処理が成
されたデータを、上記共通の演算回路から時分割で取り
出すことができる。
[実施例〕 先ず、この発明を原理的に説明する。
この発明においては、フィルタの演算式として下記の式
(2)を用いるようにしている。
G(t)   =  (g(t)   −c(t−1)
   )   零  b  +  G(t−1)G(t
−1)  本 (1−b)  +  g(t)  零 
b   ・・・(2)但し o<b≦1 G(t−1)は前回のフィルタ演算後のサンプルポイン
ト補間値 (前回のフィルタ出力) g(t)は今回のフィルタ演算前のサンプルポイント補
間値 すはフィルタ係数 C(t)はフィルタ出力 上記(2)式は、前述したサンプルポイント補間の演算
式(1)の形と類イ以している。
第2図は上記(2)弐を実行するためのフィルタ回路を
示す。尚、この第2図においては、第4図のサンプル補
間回路5の対応する機能を有する部分には同一符号が付
されている。
第2図において、フィルタ出力G(t)はCHO〜CH
15の順に得られ、これらは16段のシフトレジスタ1
3に順次格納される。このシフトレジスタ13は第3図
のT3のタイミングで読出される。従って、読出された
フィルタ出力G(t)は上記(2)式の前回のフィルタ
出力G(t−1)となる。また、今回のサンプルポイン
ト補間値g (t)はラッチ回路52により第3図のT
2タイミングでラッチされる。
一方、上記フィルタ係数すはラッチ回路53にまりT2
のタイミングでチャンネル毎にランチされる。このフィ
ルタ係数すは反転回路54で反転されて(1−b)とな
り、この(1−b)は乗算器55でラッチ回路51の出
力G(t−1)と乗算される。これと共にフィルタ係数
すは乗算器56でラッチ回路52の出力g (t)と乗
算される。
従って、乗算器55より上記(2)式のG(t−1)*
 (1−b)が得られ、乗算器56より上記(1)式(
7)g (t) *bが得られる。これらの乗算器55
.56の出力が加算器57で加算されることにより、フ
ィルタ出力c (Bが得られる。従って、フィルタ係数
すをチャンネル毎に定めることにより、各チャンネルの
楽音毎にフィルタをかけることができるようになる。
上述したように、第2図のフィルタと第4図のサンプル
ポイント補間回路5とは略同−構成を有している。従っ
て、上記同一構成部分を用いて、フィルタ演算とサンプ
ルポイント補間演算とを時分割で行うようにすることが
できる。
第1図は上述した原理に基くこの発明の実施例を示すも
ので、第2図及び第4図と対応する部分には同一符号が
付されている。
この実施例においては、第4図のフィルタ8が省略され
ると共に、第2図及び第4図のランチ回路51.52.
53、反転回路54、乗算器55.56及び加算器57
をフィルタ回路及びサンプル補間回路として共通に時分
割で用いるようにしている。従って、加算器57からは
サンプルポイント補間値g (t)とフィルタ出力G(
t)とが交互に出力される。この時分割処理を行うため
に2人力セレクタ14.15.16が設けられている。
セレクタ14.15のA入力には波形メモリ1から読出
されたデータf (n)、f (n+1)が加えられ、
セレクタ140B入力にはシフトレジスタ13からの前
回のフィルタ出力G(t−1)が加えられ、またセレク
タ15のB入力には、加算器57から出力されるサンプ
ルポイント補間値g(1)が加えられるように成されて
いる。またセレクタ16のA入力には制御部3から補間
係数aが加えられ、B入力には制御部3からチャンネル
順に発生されるフィルタ係数bo、b+ 、bz・・・
b15が加えられるように成されている。これらのセレ
クタ14.15.16は、第3図のクロ2.りCK2の
前半で、サンプルポイント補間演算を行うために、A入
力側の上記f (n)、f (n+1)及びaを通すよ
うに成されている。またクロックCK2の後半で、フィ
ルタ演算を行うために、B入力側の上記c (t−1)
、g (t)及びb(bo〜b15)を通すように成さ
れている。
上記サンプルポイント補間演算時には、ランチ回路51
はToのタイミングで上記f (n)をラッチして乗算
器55に加え、ラッチ回路52はTのタイミングで上記
f (n+1)をラッチして乗算器56に加える。さら
にラッチ回路53はT1のタイミングでアドレス小数部
(補間係数)aをラッチして反転回路54に加える。こ
れによって第4図で述べた上記(1)式によるサンプル
ポイント補間演算が行われて、加算器57より、サンプ
ルポイント補間値g (t)が得られる。
上記フィルタ演算時には、ランチ回路51はT2のタイ
ミングで上記G(t−1)をランチして乗算器55に加
え、ラッチ回路52はT2のタイミングで上記g (t
)をラッチして乗算器56に加える。さらCニランチ回
路53はT2のタイミングでフィルタ係数すをラッチし
て反転回路54に加える。これによって第2図で述べた
上記(2)式によるフィルタ演算が行われて、加算器5
7より、フィルタ出力G (t)が得られる。
上記加算器57の出力G(t)はランチ回路17により
第3図のT3のタイミングでラッチされる。従って、こ
のランチ回路17の出力G (t)は、各チャンネルの
サンプルポイント補間値g(1)に対して各チャンネル
毎に定められたフィルタ係数す。−b15に応じてそれ
ぞれフィルり処理が成されたデータのチャンネル順の時
分割データとなる。
この時分割データはチャンネルアキュムレータフに加え
られて、第3図の(t−1)、(1)で示す期間毎に累
算された後、D/A変換器9でアナログの楽音信号とな
り、さらにアンプ10で増巾された後、スピーカ11に
加えられる。
従って、鍵盤部2のキーの押鍵に応じてフィルタ係数b
0〜b15を変更することにより、各チャンネルの楽音
毎に音色を変更することができる。
その場合、例えばフィルタ係数bO〜b15は個々のキ
ーのキーベロシティ(押鍵速度)やキースケーリングに
応して変えることができる。
〔発明の効果] この発明によれば、従来のサンプルポイント補間の演算
式と類似するフィルタの演算式を用いることにより、サ
ンプルポイント補間回路とフィルり回路とを共通の演算
回路で構成し、この演算回路において、サンプルポイン
ト補間演算とフィルタ演算とを時分割で行うようにした
ので、簡単な回路構成により、波形メモリから読出され
た複数チャンネルの楽音データに対してチャンネル毎に
フィルタ係数を設定することができ、これによって、各
チャンネルの楽音毎に音を変えることができる。従って
、キーへロシティやキースケーリング等の情報に応じて
フィルタ係数を選ぶことにより、各キーのタッチに応じ
て音を変えることができるようになる等、フィルタの自
由度が従来に比べて格段に大きくなる等の効果を得るこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
第1図はこの発明の実施例を示すブロック図、第2図は
この発明に用いられるフィルタ演算式に基づくフィルタ
回路の実施例を示すブロック図、第3図はこの発明の実
施例及び従来例の動作説明に用いるタイミングチャート
、第4図は従来の楽音処理装置を示すブロック図である
。 なお、図面に用いた符号において、 1  ・・・・・・・・・ 2  ・・・・・・・・・ 3  ・・・・・・・・・ 5  ・・・・・・・・・ 14.15. 51.52. 54  ・・・・・・ 55.56 57  ・・・・−・ b  ・・・・・・・・・ である。 波形メモリ 鍵盤部 制御部 サンプルポイント補間回路 16 ・・・ セレクタ 53 ・・・ ラッチ回路 反転回路 ・・・ 乗算器 加算器 フィルタ係数

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. (1)複数のサンプルポイントの楽音データで形成され
    る楽音信号波形が格納された波形メモリから読出された
    楽音データに対して所定の演算式に基づくサンプルポイ
    ント補間演算を行うサンプルポイント補間回路と、この
    サンプルポイント補間回路から得られるサンプルポイン
    ト補間値と前回のフィルタ出力値との差に所定のフィル
    タ係数を乗算した値に上記前回のフィルタ出力値を加算
    する演算式に基づくフィルタ演算を行うフィルタ回路と
    を共通の回路で構成する演算回路を設け、上記演算回路
    において、上記サンプルポイント補間演算と上記フィル
    タ演算とを時分割で行うようにしたことを特徴とする楽
    音信号処理装置。
  2. (2)上記サンプルポイント補間演算が、 g(t)=f(n)*(1−a)+f(n+1)*a(
    f(n)、f(n+1)は隣接アドレスポイントの楽音
    データ、nはアドレス整数部、aは0≦a<1のアドレ
    ス小数部(補間係数)、g(t)は補間値)の演算式に
    基づき、 上記フィルタ演算が、 G(t)=G(t−1)*(1−b)+g(t)*b(
    G(t−1)は前回のフィルタ出力、g(t)は今回の
    フィルタ演算前のサンプルポイント補間値、bはフィル
    タ係数(0<b≦1))の演算式に基づくことを特徴と
    する請求項1記載の楽音信号処理装置。
  3. (3)上記波形メモリが複数の夫々異なる楽音信号波形
    を格納する複数チャンネルのメモリ領域を有し、各チャ
    ンネルの波形が時分割で読出されると共に、上記フィル
    タ係数が各チャンネルの時分割読出しデータごとに異な
    る値に設定されることを特徴とする請求項1記載の楽音
    信号処理装置。
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