JP2599193B2

JP2599193B2 - 楽音情報表現方法及び楽音情報表現装置

Info

Publication number: JP2599193B2
Application number: JP1016883A
Authority: JP
Inventors: 勉斉藤
Original assignee: Kawai Musical Instrument Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Kawai Musical Instrument Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1989-01-26
Filing date: 1989-01-26
Publication date: 1997-04-09
Anticipated expiration: 2012-04-09
Also published as: US5113740A; JPH0320796A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、楽音情報の表現方式に関する。

［発明の概要］本発明は、被演算情報の値を小さくする演算を行う演
算情報につき、被演算情報と同じ極性をもち、しかも第
２の累乗値（被演算情報の上位値）より大きい値で、上
記演算情報が小さくなるように演算したものとすること
により、被演算情報だけでの演算でオーバフローが生じ
ても上記被演算情報と同じ極性をもつ情報に対し、その
まま桁上げすればよいようにしたものである。

［発明の背景］従来、楽音の情報、例えば楽音の振幅レベルを例にと
ると、楽音波形のレベルを決定し、これにエンベロープ
レベル値を乗算又は加算して楽音の振幅レベルを決定し
ている。この楽音の振幅レベルのとりうるステップ数を
多くして、細かい波形変化を実現できるようにするに
は、楽音波形のデータビット数やエンベロープのデータ
ビット数を多くしなくてはならなくなるが、そうする
と、楽音波形データにエンベロープデータを乗算すると
きのデータビット数が多くなり、大きな乗算回路が必要
になった。

そこで、エンベロープデータを例えば 2^Pa×2^Ma（^Pa＝…、−２、−１、０、１、２、…、０≦Ma＜１） …（１）波形データをサインビットと、 2^Pw×2^Mw（^Pw＝…、−２、−１、０、１、２、…、０≦^Mw＜１） …（２）として構成すると、エンベロープと波形との乗算は、（2^Pa×2^Ma）×（2^Pw×2^Mw）＝2^(Pa+Pw)×2^(Ma+Mw) …
（３）という型で加算により演算可能となる。これは指数の定
義としてよく知られるところである。

ここで上記の方法で楽音データを表現する場合、人間
の聴感や市販されるＤ−Ａ変換器との関係から90dB〜96
dB程度のダイミックレンジが確保されることが望まし
い。

そして第１案として基本的に2^P×2^M（Ｐ＝−16、−1
5、−14、…、−２、−１、０≦Ｍ＜１）の型で表現す
る場合を考えると、となる。このとき90dB程度を表現するのにパワーＰ部は
５ビット必要となる。

そこで第２案として2^-P×2^M（Ｐ＝０、１、２、３、
…、15、０≦Ｍ＜１）の型で表現すると、となりパワーＰ部が４ビットにもかからず90dB程度を表
現できる。しかしこの型でも問題があり、（2^-Pa×2^Ma）×（2^-Pw×2^Mw）＝２−（Pa＋Pw）×２（Ma＋Mw） …（４）という加算において^(Ma+Mw)＞１となった時、Ｍ＝Ma＋Mw−１Ｐ＝−（Pa＋Pw）＋１＝−（Pa＋Pw−１）のように桁上げ演算をしなければならない。つまりマン
ティッサＭ部での桁上げによって、パワーＰ部では＋１
でなく−１しなければならない。従ってこの第２案では
マンティッサＭ部とパワーＰ部演算をそれぞれ独立して
行なわざるを得ない。これらの第１、第２案を考慮し、
第３案として2^P-16×2^M（Ｐ＝０、１、２、…、14、1
5、０≦Ｍ＜１）の型で表現すると、となり、パワーＰ部が４ビットで90dB程度を表現でき
る。

なおかつ（2^(Pa-16)×2^Ma）×（2^(Pw-16)×2^Mw）＝2^{(Pa-16+Pw-16)}×2^(Ma+Mw) ＝2^{(Pa+Pw-16-16)}×2^(Ma+Mw) …（５）となるため、Ma＋Mw＞１となった時、Ｍ＝Ma＋Mw−１Ｐ＝（Pa＋Pw−16−16）＋１＝（Pa＋Pw−16＋１）−16 のように単純な＋１による桁上げができる。つまりマン
ティッサＭ部の桁上がりをパワーＰ部への＋１加算によ
って行えるためマンティッサＭ部とパワーＰ部とを連絡
してひとまとめのデータとして一度に演算できる。

ここで（）内の−16はPa＋Pwが加算によって行なわれ
た時のオーバーフロービットに対応する。

［課題を解決するための手段］上記目的を達成するために本発明においては、被演算
情報と同じ極性をもち、しかも第２の累乗値（被演算情
報の上位値）より大きい値で、上記演算情報が小さくな
るように演算したものを上記演算情報としたものであ
る。

［作用］これにより、被演算情報における演算でオーバフロー
が生じて桁上げがあっても、この桁上げを演算情報の中
の被演算情報と同じ特性をもつ情報に対してそのまま行
うことができ、通常のオーバフロー処理と同じ簡単な処
理を行うことができる。

これを、上述の「2^P×2^M」の例でいくと、「2^P」の
「Ｐ」のとる値が「16」以下であれば「2^P」を
「2^P-16」という形にして、「Ｐ」の極性と「Ｍ」の極
性と同じものにし、「Ｍ」から「Ｐ」へそのまま桁上げ
できるようにすることになる。ここで「2^P-16」が演算
情報に相当し、「2^M」が被演算情報に相当する。なお、
「2^P-16」の「16」は「16」以上の値でもよい。また次
述する実施例では「Ｍ」を「M/1024」としている。

［実施例］以下、本発明を具体化した一実施例を図面を参照して
説明する。

第2A図及び第2B図は、本発明の実施例の全体回路を示
すもので、キーボード１の各操作鍵及び音色スイッチ２
の各操作スイッチは、CPU3によって走査され、操作鍵に
応じた音高で、操作音色スイッチに応じた音色の楽音
が、複数チャンネル分の楽音生成系のなかの空チャンネ
ルに割り当てられる。このチャンネルの割り当て内容
は、アサイメントメモリ回路４に記憶される。

キーボード１からの操作鍵を示すデータは、CPU3のプ
ログラム処理によっていったんキーコードに変換された
後、さらにCPU3のプログラム処理によって周波数ナンバ
FNに変換されてアサイメントメモリ回路４に記憶され
る。これらの変換処理はデコーダによって行ってもよい
し、キーボード１からの操作鍵を示すデータから直接周
波数ナンバFNに変換してもよい。

また、音色スイッチ２の操作スイッチを示すデータに
より、ROM6内に記憶されている音色係数データがCPU3に
よって読み出され、アサイメントメモリ回路４に記憶さ
れる。この音色係数データは、後述する楽音波形メモリ
８に複数種類記憶されている楽音波形の１つを選択する
とともに、やはり後述するエンベロープジェネレータ９
で複数種類生成されるエンベロープ波形の１つを選択す
るためのデータである。

上記キーボード１の各鍵には、押鍵によって時間的に
ずれてオンする構成する複数のスイッチが設けられてお
り、この複数の各スイッチのオンタイミングのずれに応
じたベロシティデータがタッチセンス回路５で作成さ
れ、CPU3のプログラム処理によって、第３図（４）に示
すように、ベロシティデータが大きいほど音量的に強調
されるタッチデータTOに変換されてアサイメントメモリ
回路４の対応するチャンネルエリアに記憶される。この
タッチデータTOへの変換処理は変換テーブルによって行
ってもよい。また、タッチデータTOは押鍵速度を示すデ
ータではなく、キーボード１の各鍵に設けた圧力センサ
によって検出される押鍵圧力を示すデータでもよい。

上記キーボード１の操作鍵を示すデータ又はキーコー
ドに基づき、CPU3のプログラム処理によって、第３図
（５）に示すように、中音域付近が音量的に強調される
キースケーリングデータKSに変換されてアサイメントメ
モリ回路４の対応するチャンネルエリアに記憶される。

ROM6には、CPU3が各種処理を行うためのプログラムや
音色係数データ等の各種データ等が記憶され、RAM7に
は、各種中間処理データが記憶される。

上記アサイメントメモリ回路４の各チャンネルエリア
にプリセットされたデータは、各チャンネルタイミング
ごとに読み出されるが、このうち周波数ナンバFNはアド
レスコントローラ10にセットされて、各チャンネルタイ
ミングごとに順次累算され、この累算周波数ナンバデー
タのうち上位の整数データFIは、加算器AD1を介して楽
音波形メモリ８に与えられ、楽音波形データＷが各ステ
ップ順に繰り返し読み出されていく。なお、アサイメン
トメモリ回路４に記憶されている音色係数データのう
ち、楽音波形を選択するデータは、上述の累算周波数ナ
ンバデータの上位係数データFIのさらに上位のデータと
して与えられる。

上記加算器AD1の他方の入力端子には「00…０」が入
力され、加算器AD1のCin端子には、クロック信号φ入力
されており、アドレスコントローラ10からの累算周波数
ナンバデータの上位整数データFIがクロック信号φのタ
イミングで＋１されたり、されなかったりする。このク
ロック信号φの一周期は、１つのチャンネル処理時間に
ほぼ一致しており、従って１つのチャンネル処理時間内
に本来の読出ステップの楽音波形データWnと１つ先の読
出ステップの楽音波形データWn₊₁とが読み出される。こ
れは、次述する楽音波形データＷの各ステップ間の補間
処理を行うためである。

上記アドレスコントローラ10からの累算周波数ナンバ
データのうち下位の小数データFFは、イクスクルシブオ
アゲート群11を介して補間データデコーダ12に与えら
れ、補間データＲが読み出される。この補間データＲ
は、第３図（２）に示すように、小数データFFが「00…
０」のとき「11…１（OdB）」で、「11…１」のとき「0
0…０（−96dB≒−∞dB）」となっており、小数データF
Fが大きくなって、楽音波形データWnの読出ステップが
次のステップに近づくに従って、重みづけが「１」から
「０」に近づいていくことになる。

上記イクスクルシブオアゲート群11の各ゲートには、
上述のクロック信号φが与えられて、上述の小数データ
FFがそのまま補間データデコーダ12に与えられたり、反
転されて「１−FF（FFは小数データ）」の形で補間デー
タデコーダ12に与えられ、クロック信号φがハイレベル
となる後半のタイミング、すなわち上述の１つ先のステ
ップの楽音波形データWn₊₁の読出タイミングでは、小数
データFFが増加するに従って、逆に重みづけが「０」か
ら「１」に近づいていくことになる。従って、１つのチ
ャンネルタイミング内に読み出される隣合う２つのステ
ップの楽音波形データWn、Wn₊₁は、小数データFFの増加
に従って重みづけが１つのステップの楽音波形データWn
から次のステップの楽音波形データWn₊₁へとスムーズに
変化していく。これが楽音波形データＷの各ステップ間
の補間処理であり、数式で示すと次のようになる。

Wn×Ｒ＋Wn₊₁× …（７）ここで、WnとWn₊₁は隣合うステップの楽音波形データ
であり、Ｒは小数データFFにより補間データデコーダ12
の先頭番地から最終番地に向かって読み出される補間デ
ータであり、は反転小数データ「１−FF」により補間
データデコーダ12の最終番地から先頭番地に向って逆に
読み出される補間データである。なお、上記補間式
（７）の＋の加算は後述する累算器13で、全チャンネル
分の楽音データの累算の中で行われる。この補間処理は
CPU3のプログラム処理により行ってもよい。

上記アサイメントメモリ回路４より各チャンネルタイ
ミングごとに読み出されるデータのうち、エンベロープ
についての音色係数データはエンベロープジェネレータ
９へ送られ、対応するエンベロープ波形の各ステップの
レベルデータが生成され出力される。このエンベロープ
ジェネレータ９から上記アサイメントメモリ回路４に対
しては、エンベロープの各フェーズデータが送られ、次
のフェーズについてのエンベロープの音色係数データを
出力するように働きかける。エンベロープジェネレータ
９は、時分割処理により上述の複数チャンネル分のエン
ベロープデータENを出力できるようになっている。これ
まで述べてきた楽音波形データＷ、補間データＲ
（）、エンベロープデータENは、いずれも上位４ビッ
トのパワーデータＰと下位10ビットのマンティッサデー
タＭとから構成される。

また、上記アサイメントメモリ回路４より各チャンネ
ルタイミングごとに読み出されるデータのうち、タッチ
データTOとキースケーリングデータKSとは、夫々タッチ
データレジスタ14、キースケーリングレジスタ15にプリ
セットされる。このタッチデータレジスタ14、キースケ
ーリングレジスタ15は上述のチャンネル数と同じ数の複
数のレジスタ群よりなり、各チャンネルに割り当てられ
た楽音に応じたタッチデータTO、キースケーリングデー
タKSが出力されるようになっている。

このタッチデータTO、キースケーリングデータKSは８
ビットCPUで演算することを考慮して、上位３ビットの
パワーデータＰと下位５ビットのマンティッサデータＭ
とから構成される。４ビットのパワーデータとを３ビッ
トのパワーデータとの演算をする場合は、３ビットのパ
ワーデータの上位に１ビットの「１」を付加し、10ビッ
トのマンティッサデータと５ビットのマンティッサデー
タとの演算をする場合は５ビットのマンティッサの下位
に５ビットの「１」または「０」を付加する。これらす
べてのデータＷ、Ｒ（）、EN、TO、KSは、次述する加
算器AD2、AD3、AD4、AD5で加算され、マンティッサ変換
テーブル16、バレルシフタ17でリニアな値「2^P-16×２
^M/1024」に変換されて楽音として出力される。このうち
「2^P-16」が演算情報、「２^M/1024」が被演算情報に相
当し、「２^M/1024」が「2^P-16」によって、バレルシフ
タ17でシフトダウンされて小さくされる。

上述の各データＷ、Ｒ（）、EN、TO、KSは、楽音波
形データＷとエンベロープデータENとの関係でもわかる
ように、すべて互いに乗算すべきデータであるが、
「２」の指数値の形のデータにするこにより、例えば、
「2^a×2^b」の乗算を「2^a+b」のようにして加算に置き換
えたもので、この加算後、マンティッサ変換テーブル1
6、バレルシフタ17でリニアな値に変換している。

この様子を示したのが、第１図であり、各データを加
算して、マンティッサデータＭで桁上げがあれば、「2
^P-19×２^M/1024」に示すように、マンティッサデータＭ
とパワーデータＰとはプラス、マイナスの極性が同じで
あるから、そのまま普通のオーバーフロー処理と同じ桁
上げを行えばよく、簡単な処理で済むことになる。

これら楽音波形データＷ、補間データＲ（）、エン
ベロープデータEN、タッチデータTO、キースケーリング
データKSは、パワー、マンティッサＰ、Ｍが「11…１」
すなわちパワーＰ＝15、マンティッサＭ＝1023のとき、
「2^P-16×２^M/1024」＝「2^15-16×２^1023/1024」でほぼ
「2⁰＝１」となり、パワー、マンティッサＰ、Ｍが「00
…０」すなわちパワーＰ＝Ｏ、マンティッサＭ＝０のと
き、上式は「2^0-16×２^0/1024」＝「2^-16≒０」とな
る。第３図に示す各データの縦軸は、この「2⁰」から
「2^-16」に対応した0dB〜−96dB（≒−∞dB）となって
おり、このときパワー、マンティッカＰ、Ｍは、０〜1
5、０〜1023の値をとる。ここでパワーデータＰは、単
独ではプラス値であるが、「２」の指数値すなわち「2
^P-16」の「Ｐ−16」となる段階ではマイナス値となる。

上記加算器AD5より出力される、楽音波形データＷ、
補間データＲ（）、エンベロープデータEN、タッチデ
ータTO、キースケーリングデータKSの全加算データは、
アンドゲート群18を介して上記マンティッサ変換テーブ
ル16、バレルシフタ17に出力されるが、このアンドゲー
ト群18の各ゲートには、上記加算器AD2、AD3、AD4、AD
5、の各Cout端子からの全キャリアウト信号がアンドゲ
ートANを介した出力が開閉信号として与えられており、
各データＷ、Ｒ（）、EN、TO、KSの各加算でキャリア
ウト信号が１つも出なければ、アンドゲート群18は閉成
されて、各データＷ、Ｒ（）、EN、TO、KSの加算は無
効とされる。

これは、各データＷ、Ｒ（）、EN、TO、KSの全加算
値の上位データであるパワーデータＰが「16」未満にな
らないようにしたものである。この理由は次の通りであ
る。すなわち後述するバレルシフタ17でのシフトダウン
は、第４図に示すように、パワーデータＰが「1111（1
5）」「1110（14）」「1101（13）」……「0000
（０）」となるに従って、１ビット、２ビット、３ビッ
ト……16ビットのシフトダウンとなるとともに、16ビッ
トを越えたシフトダウンは無理となっているからであ
る。

これは例えば第５図に示すように、パワーデータＰ
「1111（15）」と「1111（15）」との加算結果は「1111
0（30）」で、最上位のキャリアウト分の「１」を無視
して、「1110（14）」となり、この加算結果のパワーデ
ータＰについてのシフトダウン量「Ｐ−16」は「−２」
で、２ビットであり、またパワーデータＰ「1001
（９）」と「0111（７）」との加算結果は「10000（1
6）」で、最上位のキャリアウト分の「１」を無視し
て、「0000（０）」となり、この加算結果のパワーデー
タＰについてのシフトダウン量「Ｐ−16」は「−16」
で、16ビットであるが、パワーデータＰ「1001（９）」
と「0101（５）」との加算結果は「01110（14）」で、
この加算結果のパワーデータＰについてのシフトダウン
量「Ｐ−16」は「−２」で、上述の「1111（15）」と
「1111（15）」との加算結果におけるシフトダウン量と
同じになってしまうという不合理が生じてしまうからで
ある。この場合の加算結果「01110（14）」は、実際に
は最上位のキャリアウト分のデータ無視で「11110（−
２）」と考えられ、シフトダウン量「Ｐ−16」は「−1
8」で、バレルシフタ17でのシフトダウン量の限界を越
えていると見ることができる。

しかしながら、バレルシフタ17のシフトダウン量が16
ビットを越えて可能なら、無効とされるデータの範囲は
変わってくる。例えばバレルシフタ17のシフトダウン量
が32ビットまで可能なら、無効とされるデータの範囲は
「32」未満で、加算結果データの６ビット目が「１」の
とき有効とされる。またバレルシフタ17のシフトダウン
量が24ビットまで可能なら、無効とされるデータの範囲
は「24」未満で、加算結果データの５ビット目と４ビッ
ト目とが「１」のとき有効とされる。この場合この５ビ
ット目と４ビット目の出力をアンドゲートを介して上記
アンドゲート群18の各ゲートに開成信号として与えるこ
とになる。

なお、アンドゲート群18は加算器AD5に対してだけで
なく、加算器AD2、AD3、AD4に対してそれぞれ設け、各
加算器AD2、AD3、AD4からのキャリアウト信号を各アン
ドゲート群の開成信号として与えるようにしてもよい。

上記加算器AD5からの各データＷ、Ｒ（）、EN、T
O、KSをすべて加算したデータは、マンティッサデータ
Ｍのみマンティッサ変換テーブル16へ送られて、「２
^M/1024」の形ではなく「１＋M₁/1024」の形のマンティ
ッサ累乗値データMtに変換され、さらにパワーデータＰ
はバレルシフタ17へ送られて、上記マンティッサ累乗値
データMtがシフトダウンされる。

マンティッサ変換テーブル16での変換は、次のように
行われる。まず、２^M/1024＝１＋M₁/1024 ＝Mt/1024 …（８）ここで、第１図のマンティッサデータが「1100110011
（819）」の例でいけば、 M₁＝（２^819/1024−１）×1024 ＝759 …（９）となり、変換マンティッサデータM₁の値は「1011110111
（759）」となる。よって、マンティッサ累乗値データM
tは、10ビットの変換マンティッサデータM₁の最上位に
「１」を入れて、「11011110111（1024＋759）」として
11ビットで出力される。

この場合、マンティッサ累乗値データMtを「1024」で
割る、すなわち10ビットシフトダウンする必要がある
が、最上位の「１」の次に小数点があると考えて処理す
れば良く、シフトダウンしなくても実質上問題がないか
らである。

またここで、「２^M/1024」ではなく「１＋M₁/1024」
に変換するのは、マンティッサデータＭを「２」の指数
値として「２」の累算値で表わしたものは、第６図の曲
線に示すようなイクスポーネンシャルな特性をもつ値と
なるが、「１＋M₁/1024」とすれば、第６図の直線で示
すようにリニアな特性をもつ値とすることができて、リ
ニアな特性をもつＤ−Ａ変換器19、サウンドシステム20
（アンプ、スピーカ）等にあわせことができるからであ
る。むろん直接「２^M/1024」の形に変換してもよい。

マンティッサ変換テーブル16からのマンティッサ累乗
値データMtは、バレルシフタ17に送られ上記パワーデー
タＰに応じた値でシフトダウンされる。第７図はバレル
シフタ17の具体的な回路構成を示すものである。セレク
タ21のAB両入力側は12ビット、セレクタ22のAB両入力側
は14ビット、セレクタ23のAB両入力側は18ビット、セレ
クタ24のAB両入力側は26ビットとなり、セレクタ24の出
力26ビットのうち、上位11ビットのみが出力されて、最
上位に「０（２値論理レベルのローレベル状態）」が付
加されて、12ビット数で出力される。この最上位に
「０」が付加されることにより、最終出力データが強制
的に下位に１ビットシフトダウンされると同時に「２」
の補数表示がされたことになる。上記セレクタ21のＡ側
最下位ビットとＢ側最上位ビット、セレクタ22のＡ側下
位２ビットとＢ側上位２ビット、セレクタ23のＡ側下位
４ビットとＢ側上位４ビット、セレクタ24のＡ側下位８
ビットとＢ側上位８ビットには夫々データ「０」が入力
されている。

セレクタ21のセレクト端子B/Aに「０」が入力される
と、Ｂ側が選択されマンティッサ累乗値データMtが１ビ
ット下位にシフトされて出力され、「１（２値論理レベ
ルのハイレベル状態）」が入力されると、Ａ側が選択さ
れてマンティッサ累乗値データMtがそのままシフトされ
ずに出力される。セレクタ22のセレクト端子B/Aに
「０」が入力されると、Ｂ側が選択されマンティッサ累
乗値データMtが２ビット下位にシフトされて出力され、
「１」が入力されると、Ａ側が選択されてマンティッサ
累乗値データMtがそのままシフトされずに出力される。
セレクタ23のセレクト端子B/Aに「０」が入力される
と、Ｂ側が選択されマンティッサ累乗値データMtが４ビ
ット下位にシフトされて出力され、「１」が入力される
と、Ａ側が選択されてマンティッサ累乗値データMtがそ
のままシフトされずに出力される。セレクタ24のセレク
タ端子B/Aに「０」が入力されると、Ｂ側が選択されマ
ンティッサ累乗値データMtが８ビット下位にシフトされ
て出力され、「１」が入力されると、Ａ側が選択されて
マンティッサ累乗値データMtがそのままシフトされずに
出力される。

各セレクタ21、22、23、24のセレクト端子B/Aには、
上述のパワーデータＰの各ビットデータが与えられ、パ
ワーデータＰの値に応じてマンティッサ累乗値データMt
が下位にシフトされる。これにより、第４図に示すよう
に、「2^P-16」に応じたシフトダウンが行われ、マンテ
ィッサ累乗値データMtがパワーデータＰによってより小
さい値にダウンされることになる。

この場合、「パワーデータＰ−16」は「−１」から
「−16」までの値をとるので、「2^P-16」は「2^-1」から
「2^-16」までの値をとり、マンティッサデータＭは
「０」から「1023」までの値をとるので、マンティッサ
累乗値データMt「１＋M₁/1024」は、「2⁰＝１」からほ
ぼ「2¹＝２」までの値をとり、この結果、両者の合成値
は最終的な楽音データ「2^P-16」×「１＋M₁/1024」は、
ほぼ「2^-1」×「2¹」＝「１（0dB）」から「2^-16」×
「2⁰」＝「2^-16（−96dB）≒０（−∞dB）」までの値を
とる。

このシフトダウンにより、楽音データのビット数の増
大が抑えられることになる。

上記バレルシフタ17からの楽音データは、イクスクル
シブオアゲート群25を介し、加算器AD6を介して出力さ
れる。イクスクルシブオアゲート群25の各ゲートには、
上述の累算周波数ナンバデータの上位整数データFIの最
上位ビットであるサインビットデータが与えられてお
り、楽音データがプラス、マイナス反転される。さら
に、上記加算器AD6の他方の端子には「00…０」が入力
され、Cin端子に上記サインビットデータが入力され
て、楽音データがイクスクルシブオアゲート群25で反転
される時のみ＋１され、結局、イクスクルシブオアゲー
ト群25、加算器AD6で、サインビットデータが「１」の
とき楽音データは、「２」の補数値に反転されることに
なる。

このイクスクルシブオアゲート群25、加算器AD6を経
た楽音データは、累算器13で全チャンネル分の楽音デー
タが累算合成され、Ｄ−Ａ変換器19、サウンドシステム
20を介して出力される。この累算器13の累算周期は、上
述のクロック信号φの周期の1/2ので、補間データＲ
（）に基づいて重みづけのされた楽音波形データWn、
Wn₊₁の補間加算も行われる。

本発明は上記実施例に限定されず、本発明の趣旨を逸
脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、上述の楽
音波形データＷ、補間データＲ（）、エンベロープデ
ータEN、タッチデータTO、キースケーリングデータKS
は、「２」の累乗値で表わされるデータであったが、
「２^1/2」、「２^1/4」…、「2²」、「2⁴」…等の累乗値
や、「２」以外の整数、その他の数の累乗値で表わさる
ものでもよいし、「2^P-16」の「16」は「16」以下の値
でもよく、このような表現方式は、上述の楽音波形デー
タＷ、補間データＲ（）、エンベロープデータEN、タ
ッチデータTO、キースケーリングデータKSのほか、時間
変化する複数の楽音についての重み付け情報や混合レベ
ル情報、楽音の振幅レベル情報のほか変調割合情報、音
高変化情報、高調波成分含有率情報等でも適応可能であ
る。

［発明の効果］以上詳述したように本発明によれば、被演算情報と同
じ極性をもち、しかも第２の累乗値（被演算情報の上位
値）より大きい値で、上記演算情報が小さくなるように
演算したものを上記演算情報としたから、被演算情報に
おける演算でオーバフローが生じて桁上げがあっても、
この桁上げを演算情報の中の被演算情報と同じ特性をも
つ情報に対してそのまま行うことができ、通常のオーバ
フロー処理と同じ簡単な処理を行うことができる等の効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】第１図乃至第７図は本発明の実施例を示すもので、第１
図は本発明の楽音情報の処理手順を示す図であり、第２
図は全体回路図であり、第３図は各楽音情報の内容を示
す図であり、第４図はパワーデータＰとシフトダウンの
内容を示す図であり、第５図はパワーデータＰの加算を
有効、無効とする例を示す図であり、第６図はマンティ
ッサ変換テーブル16の変換内容を示す図であり、第７図
はバレルシフタ17の回路図である。３……CPU、４……アサイメントメモリ回路、AD1〜AD6
……加算器、16……マンティッサ変換テーブル、17……
バレルシフタ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】楽音の諸量を被演算情報と演算情報との演
算の形式で表現する楽音情報表現方法において、上記演算は被演算情報の値を小さくする演算であり、上記被演算情報は第１の特定の数値の累乗値（以下これ
を第１の累乗値という）で表わされ、上記演算情報は同じく第１の特定の数値の累乗値（以下
これを第２の累乗値という）で表わされ、上記第２の累乗値の極性を上記第１の累乗値の極性に一
致させるように、第２の累乗値に第２の特定の数値が演
算され、この第２の特定の数値は、上記第２の累乗値よ
り大きい値であって、上記演算情報が小さくなるように
演算され、上記第１の累乗値から上記第２の累乗値への桁上げを極
性を変えないでできるようにしたことを特徴とする楽音
情報表現方法。
【請求項２】楽音の諸量を被演算情報と演算情報との演
算の形式で表現する楽音情報表現装置において、上記演算は被演算情報の値を小さくする演算であり、上記被演算情報は第１の特定の数値の累乗値（以下これ
を第１の累乗値という）で表わされ、上記演算情報は同じく第１の特定の数値の累乗値（以下
これを第２の累乗値という）で表わされ、上記第２の累乗値の極性を上記第１の累乗値の極性に一
致させるように、第２の累乗値に第２の特定の数値が演
算され、この第２の特定の数値は、上記第２の累乗値よ
り大きい値であって、上記演算情報が小さくなるように
演算され、上記第１の累乗値から上記第２の累乗値への桁上げを極
性を変えないでできるようにしたことを特徴とする楽音
情報表現装置。
【請求項３】上記被演算情報と演算情報との演算の形式
は減算又は除算であることを特徴とする請求項１記載の
楽音情報表現方法。
【請求項４】上記被演算情報と演算情報との演算の形式
は減算又は除算であることを特徴とする請求項２記載の
楽音情報表現装置。
【請求項５】上記第１の特定の数値は「２」の累乗値で
あり、上記第２の累乗値は上記被演算情報の上位値であ
り、上記第１の累乗値及び第２の累乗値を複数加算する
場合において、この加算結果値にキャリ信号が出るとき
のみ、この加算を有効とすることを特徴とする請求項１
記載の楽音情報表現方法。
【請求項６】上記第１の特定の数値は「２」の累乗値で
あり、上記第２の累乗値は上記被演算情報の上位値であ
り、上記第１の累乗値及び第２の累乗値を複数加算する
場合において、この加算結果値にキャリ信号が出るとき
のみ、この加算を有効とすることを特徴とする請求項２
記載の楽音情報表現装置。
【請求項７】上記第１の累乗値及び第２の累乗値を複数
加算する場合において、各累乗値のビット数に差がある
とき、第２の累乗値についてはビット数の少ない方の累
乗値の上位に「１」を不足分だけ付加し、第１の累乗値
についてはビット数の少ない方と指数値の下位に「１」
又は「０」を不足分だけ付加して、各累乗値のビット数
を一致させることを特徴とする請求項５記載の楽音情報
表現方法。
【請求項８】上記第１の累乗値及び第２の累乗値を複数
加算する場合において、各累乗値のビット数に差がある
とき、第２の累乗値についてはビット数の少ない方の累
乗値の上位に「１」を不足分だけ付加し、第１の累乗値
についてはビット数の少ない方と指数値の下位に「１」
又は「０」を不足分だけ付加して、各累乗値のビット数
を一致させることを特徴とする請求項６記載の楽音情報
表現装置。