JPH03276465A - パルス性ノイズ補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 の 本発明はビデオテープレコーダ（以下ｒＶＴＲＪという
）において再生オーディオ信号に含まれるパルス性ノイ
ズを除去するパルス性ノイズ補正回路に関するものであ
る。

炙米工圧皿 オーディオ信号を映像信号と共に同一のトラック（映像
トラック）に記録し再生するハイファイ型ＶＴＲでは、
オーディオ信号も２つの回転ヘツドにより１トラック分
ずつ交互に再生される。そのため、記録信号（ＦＭ）か
ら所定のオーディオ信号に戻した状態ではヘッドの切り
換わり目において第８＠（ｂ）に示すようにパルス性ノ
イズ（以下「スイッチングノイズ」ともいう）（２４）
がオーディオ信号（Ｓ）に加わることが知られている。

なお、同図において、（ａ）はヘッドスイッチングパル
ス（２５）を示している。このように、オーディオ信号
中に含まれたスイッチングノイズ（２４）を除去する回
路として、従来から前値ホールド補正回路や微分ホール
ド補正回路が知られている。前者は第９図に示すように
復調したオーディオ信号が与えられるバッファ（１）の
出力側にスイッチ（２）を設けると共に、このスイッチ
（２）の後方にコンデンサ（Ｃ１）を設け、スイッチ（
２）を第８図（Ｃ）に示すスイッチングパルス（２５）
の変遷に同期したホールドパルス（２６）によって該パ
ルス（２６）の期間、ＯＦＦ状態とすることにより、ス
イッチングノイズ（２４）の直前のオーディオ信号のレ
ベルをコンデンサ（ｃｌ）に保持させるものである。な
お、第９図において、（３）は増幅器である。

一方、微分ホールド補正回路は第１０図に示すように第
９図の前値ホールド回路において、更に増幅器（３）の
出力を適切な条件のもとに定められた抵抗（Ｒ２）とコ
ンデンサ（Ｃ２）より成る信号帰還路（４）によってコ
ンデンサ（Ｃ１）側に帰還する構成を設け、前記コンデ
ンサ（Ｃ５）を単に前値ホールドだけでなく、これに帰
還された信号によっても充電又は放電するようにしたも
のである。

第１１図はスイッチングノイズ（２４）が前値ホールド
補正回路ではＡＢ、　　微分ホールド補正回路ではＡＢ
’　のように補正されることを示している。

しかしながら、前値ホールド補正回路による補正は第１
２図の（イ）や（ロ）に示すようにオーディオ信号（Ｓ
）の波形にスイッチングノイズ（２４）よりは小さいも
ののホールド歪（２７）が残る形となる。

このホールド歪（２７）は周波数の低いときにはオーデ
ィオ信号（Ｓ）の波形自体が大きく傾斜角が比較的緩や
かであるので、相対的に小さくなり、聴感上それ程、目
立たないが、周波数が高いところではオーディオ信号の
波形が狭く傾斜角が急峻になるので、ホールド歪が相対
的に大きくなってノイズ音として目立つことになる。

一方、微分ホールド補正回路による補正は、般に前値ホ
ールド補正回路による補正より補正効果が高く、特に高
周波数領域で良好であるが、オーディオ信号のＳ／Ｎが
悪いときには良くない。

Ｓ／Ｎが悪いと第１３図（ｂ）に示すようにオーディオ
信号波形（Ｓ）のピーク部分ではノイズ（２８）のピー
ク（Ｐ２）を超える誤り補正（エラー）が発生すること
があり、聴感上ノイズが目立って音質劣化が顕著となる
。この原因となるノイズはローパスフィルタ（ＬＰＦ）
にて、成る程度取り除くことは可能であるが、同時に群
遅延によりパルス幅が広がり補正幅を広げなくてはなら
なくなるため過度のフィルタリングはかえって逆効果と
なる。この点、前値ホールド補正では第１３図（ａ）に
示すように最大でもノイズ（２８）のピーク値（Ｐｌ）
で補正されるだけである。

上記の問題を解決するため、本件出願人は、オーディオ
信号を前値ホールド補正用コンデンサに微分帰還する信
号帰還路に可変抵抗または可変増幅器を挿入することに
より、オーディオ信号のレベル及び／又は周波数に応じ
て帰還量を制御するようにした構成のパルス性ノイズ補
正回路を特願平１−１７６３２６号で提案している。ま
た、本件出願人は、オーディオ信号のレベル及び／又は
周波数に応じて帰還量を制御するため、高域周波数にお
いて相対レベルが上がるように重みづけを与えられたノ
イズリダクションデコード回路のレベル検出器の出力に
応じた制御信号で前記可変抵抗の抵抗値又は前記可変増
幅器の利得を変えるようにした構成のパルス性ノイズ補
正回路を特願平１−１７９８３５号で提案している。こ
れらのパルス性ノイズ補正回路によると、オーディオ信
号のレベル及び／又は周波数に応じて微分ボールド補正
状態と前値ボールド補正状態の間で連続的に変化する（
ホールド期間の補正波形の傾斜が変化する）ので、オー
ディオ信号の状態に応じた適切なホールド補正が可能と
なる。

が　　しよ　と　る しかし、テープのＣ／Ｎが悪い場合などでＳ／Ｎが不十
分な状態になると、このような対策のみでは十分に聴感
ノイズを抑えられないことがある。

例えば、オーディオ信号のレベルが大きいにもかかわら
ずノイズ成分を多く含んでいる場合において前記対策を
行なうと、ホールド期間の補正波形の傾斜が大きくなり
微分ホールド補正に近い補正が行なわれるため、第１３
図（ｂ）に示すようにオーディオ信号波形（Ｓ）のビー
ブ部分ではノイズ（２８）のビーブ（Ｒ２）を超える誤
り補正（エラー）が発生することがある。この場合、聴
感ノイズが目立って音質劣化が顕著となり、微分ホール
ド補正は逆効果となる。

本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、オ
ーディオ信号の周波数、レベル、及びＳ／Ｎに拘らず常
に良好なホールド補正が実現できるパルス性ノイズ補正
回路を提供することを目的とする。

゛　るための 上記目的を達成するため本発明では、ビデオテープレコ
ーダにおける記録媒体のトラックから読みだされたＦＭ
信号をＦＭ復調器で復調して得られたオーディオ信号に
含まれるヘッド切り換えに基づくパルス性ノイズを除去
するために、前値ホールド補正用のコンデンサと該コン
デンサにオーディオ信号を微分帰還する微分ホールド補
正用の信号帰還路とを備えるパルス性ノイズ補正回路に
おいて、 前記ＦＭ復調器から出力されるオーディオ信号に含まれ
るオーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 該検出手段により検出されたノイズのレベルとホールド
期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つように前
記信号帰還路の帰還量を制御すると共に、前記オーディ
オ信号の周波数及びレベルとホールド期間の補正波形の
傾斜とが正の相関関係を持つように、高域周波数におい
て相対レベルが上がるように重みづけを与えられたノイ
ズリダクションデコード回路のレベル検出器の出力に応
じた制御信号で前記信号帰還路の帰還量を制御する制御
手段と、 を有する構成としている。

−１ このような構成によると、ＦＭ復調器から出力されるオ
ーディオ信号に含まれるオーディオ帯域外ノイズが検出
され、検出されたノイズのレベルと、信号の周波数及び
レベルの情報を担ったノイズリダクションデコード回路
のレベル検出器の出力とに応じて信号帰還路の帰還量が
変化する。その結果、オーディオ信号の周波数が高くレ
ベルが高＜Ｓ／Ｎが良い程帰還量は大きくなり、オーデ
ィオ信号の周波数が低くレベルが低くＳ／Ｎが悪い程帰
還量は小さくなる。

遺ＪＬ例− 以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ説明する。

第１図は、本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路を
説明するための回路構成図である。本実施例のパルス性
ノイズ補正回路（３０）は、図に示すように、増幅器（
３１）と、その増幅器（３１）の入力側に接続されたス
イッチ（ＳＷ）と、増幅器（３１）の入力側とグランド
間に接続された前値ホールド補正用のコンデンサ（Ｃ０
）と、増幅器（３１）の出力をコンデンサ（Ｃ＋）に微
分帰還するため可変抵抗（３２）とコンデンサ（Ｃ２）
を直列接続してなる信号帰還路（３６）と、ＦＭ復調器
（１０）から出力されるオーディオ信号（Ｓ）に含まれ
るオーディオ帯域外ノイズを検出するノイズ検出回路と
から構成されている。そしてノイズ検出回路は、バンド
パスフィルタ（３３）と、増幅器（３４）及びノイズ検
波器（３５）と、電圧・電流変換器（４３）、　　トラ
ンジスタ（ＴＳ）　（ＴＳ）（Ｔ？）、　　抵抗（Ｒ，
４）（Ｒ４６）（Ｒ４６１及び平滑用コンデンサ（Ｃ４
）からなるインタフェース回路と、から構成されている
。

第１図において、ＦＭ復調器（１０）から出力されるオ
ーディオ信号（Ｓ）はローパスフィルタ（２１）を通過
し増幅器（２２）で増幅された後、パルス性ノイズ補正
回路（３０）に入力される。そして、パルス性ノイズ補
正回路（３０）に入力された信号はスイッチ（ＳＫ）を
介して増幅器（３１）に入力される。このスイッチ（Ｓ
Ｗ）は第８図（Ｃ）に示すホールドパルス（２６）で制
御され、ホールドパルス（２６）がハイレベルとなる期
間（ホールド期間）はＯＦＦ状態となり、ホールドパル
ス（２６）がロウレベルとなる期間ではＯＮ状態となる
。そしてホールド期間において、前値ホールド補正用コ
ンデンサ（Ｃ５）と、可変抵抗（３２）及びコンデンサ
（Ｃ２）からなる信号帰還路（３６）との働きによって
ホールド補正を行なっている。ここで、増幅器（３１）
の利得をＡＶとすると、Ｃ＋　／　Ｃ２＝　Ａｖｌ なる条件を満足するようにコンデンサの容量Ｃ０及びＣ
２が選ばれているものとする。このとき、ホールド期間
中に信号帰還路（３６）を流れる電流は一定値となるた
めホールド補正は直線補間となり、補間直線の傾斜（ホ
ールド期間の補正波形の傾斜）は可変抵抗（３２）によ
って変化させることができる。

すなわち、可変抵抗（３２）の抵抗値Ｒ２をＲｏ。≦Ｒ
２＜ω の範囲で変化させたとき、信号帰還路（３６）のカット
オフ周波数ｆｃは、Ｃ＋　／　Ｃ２＝　ＡＶ−１なる関
係を考慮すると、概ね ０＜ｆｃ＝１７（２πＣ２Ｒ２）≦１／（２πＣ２Ｒ１
１ｏ）となる。このため、抵抗値Ｒ２を大きくしていく
と高周波成分から順次帰還量が減少してホールド期間の
補正波形の傾斜は小さくなり、第７図のＡＢ゛からＡＢ
のように変化する。

本実施例では、可変抵抗（３２）の抵抗値Ｒ２はトラン
ジスタ（Ｔ３）のコレクタ電流（Ｉ、）によって制御さ
れ、コレクタ電流（工、）の値はノイズリダクションデ
コード回路（６）の（１点の電圧（レベル検出された平
滑出力電圧）　（Ｖｗ）とノイズ検波器（３５）の出力
電圧（ＶＮ）とによって定まる。以下、これらの電圧（
Ｖｌｌ）（ＶＮ）と可変抵抗（３２）の抵抗値Ｒ２との
関係について説明する。

第１図のノイズリダクションデコード回路（６）はハイ
ファイオーディオ型のＶＴＲに従来から設けられている
周知の回路であって、前記増幅器（３１）の出力をデイ
エンファシスするデイエンファシス回路（９ａ）及び音
声帯域外をカットするカットオフ周波数２０ＫＨｚのロ
ーパスフィルタ（９ｂ）を通して与えられたオーディオ
信号を受は入れるバッファ（１３）と、そのオーディオ
信号の高域成分のゲインをチップするウェイティング回
路（１４）と、ウェイティング回路（１４）の出力信号
のレベルを検出するレベル検出器（ｌｌａ）及び平滑回
路（ｌｌｂ）と、レベル検出された出力電圧を電流に変
換する電圧・電流変換器（１２）及びその出力部のドラ
イブ用のトランジスタ（Ｔ２）と、前記バッファ（１３
）からの信号を増幅すると共にトランジスタ（Ｔ２）の
出力電流でゲインが変わる電流可変増幅器（６１）と、
ノイズリダクションエンファシス回路（６２）とから成
っている。

そして、その出力は増幅器（６３）を通して出力端子（
６４）へ導出される。このノイズリダクション回路（６
）の（Ｗ）点の出力電圧（レベル検出された平滑出力電
圧）（Ｖｌｌ）は一定レベルのデイエンファシス回路（
９ａ）の入力に対し第１４図のような周波数特性を呈す
る。・本実施例は、このレベル検出器（ｌｌａ）の平滑
出力電圧（Ｖｌ、Ｉ）を利用して可変抵抗（３２）の抵
抗値Ｒ２を可変するため、電圧・電流変換器（１２）出
力部のドライブトランジスタ（Ｔ２）とベースを共通に
接続したトランジスタ（Ｔ３）を電圧・電流変換器出力
に追加し、このトランジスタ（Ｔ３）のコレクタ電流（
１１）を可変抵抗（３２）に与えている。

この場合、前記（Ｗ）点の電圧（Ｖｗ　）は第１４図の
如くオーディオ信号の高域成分に重みづけされており、
低域部分では相対的に殆ど生じない。しかも、オーディ
オ信号のレベルに比例した出力電圧が得られる。この電
圧（Ｖ、）は電流に変換されると、オーディオ信号の低
域部分の電流は殆ど小さく高域部分はオーディオ信号の
レベルに応じて、その電流値の大小が異なってくる。こ
の電流をトランジスタ（Ｔ３）を介して可変抵抗（３２
）に与えることによって後述するように可変抵抗（３２
）の抵抗値Ｒ２を低域部分では大きく、高域部分ではオ
ーディオ信号のレベルに応じて小さくする。ただし、ノ
イズ検出回路の出力電流（Ｉｓ）は一定とする。

一方、ノイズ検出回路では、ＦＭ復調器（１０）から出
力される復調されたオーディオ信号（Ｓ）が、まずバン
ドパスフィルタ（３３）に通され、再生信号のＣ／Ｎ等
、信号状態に応じたオーディオ帯域外ノイズ（例えば、
１００ＫＨｚ〜４００ＫＨｚ程度のノイズ）が取り出さ
れる。そして、このオーディオ帯域外ノイズは増幅器（
３４）を通過後ノイズ検波器（３５）に入力され、その
ノイズレベルに応じた直流電圧（ＶＮ）が取り出される
。本実施例は、この直流電圧（ＶＳ）を利用して可変抵
抗（３２）の抵抗値Ｒ２を可変するため、電圧・電流変
換器（４３）出力部のドライブトランジスタ（Ｔ５）の
コレクタにトランジスタ＜’ｒｅ）（Ｔ７）及び抵抗（
Ｒｔ４）（Ｒ４６）からなるカレントミラー回路を接続
し、出力電流（ＩＮ）を取り出している。そして、この
出力電流（ＩＮ）を前記トランジスタ（Ｔ３）のエミッ
タ抵抗（Ｒ１）に流し込んでいる。この出力電流（ＩＮ
）は、ノイズレベル〔ノイズ検波器（３５）の出力電圧
（Ｖｓ））の高低に応じた電流であり、ノイズリダクシ
ョンデコード回路（６）の前記出力電圧（ＶＷ）が一定
の場合、電ｍ（ＩＮ）が増大するとトランジスタ（Ｔ３
）のコレクタ電流（工、）は減少し、電流（ＩＮ）が減
少するとコレクタ電流（Ｉ、）は増大する。これにより
、後述するように、ノイズ検波器（３５）の出力電圧（
ＶＮ）すなわちノイズレベルが高くなるとコレクタ電流
（工、）が減少して抵抗値Ｒ２が大きくなり、ノイズレ
ベルが低くなると抵抗値Ｒ２が小さくなる。

可変抵抗（３２）はＩＣ（半導体集積回路）で構成でき
るが、その−例を説明する。まず、第４図に示す可変増
幅回路は入力電圧Ｖ＋−，Ｖｌ−とじ、定電流源（１３
）　（１４）の定電流をそれぞれＩｓ、　Ｉ＝、　　ｌ
’ランジスタ（Ｑ＋　）　（Ｑ？）のエミッタ抵抗を共
にＲεとすると、出力電流ｉｌｌは ｉ＠＝（１／Ｒε）（Ｉ−／Ｉａ）（Ｖｌ−ｖ＋−）　
　”””■どなる。ここで、入力端（１６）と出力端（
１７）を例えば第２図のように直接接続すると、この回
路は第５図（イ）に示すように表わすことができ、更に
同図（ロ）の如くバッファ部分（１８）と可変抵抗部分
（１９）となる。可変抵抗部分（１９）の抵抗値をＲ２
とすると、 Ｒ２＝　（Ｌ−ｖ＋−）／　ｉｓ　　　　　　　・・”
・・■であり、これに０式のｉ＠を代入すると、Ｒ２＝
Ｒｐ（Ｉｓ／Ｉｒ）　　　　　　　　　・・・・・・■
となる。すなわちｒｓ／ニーの比を変えることによりＲ
２を可変できるのである。

ところで、電流（工、）は、前述のようにノイズリダク
ションデコード回路（６）の０１）点の電圧（レベル検
出された平滑出力電圧）　（Ｖｗ）とノイズ検波器（３
５）の出力電圧（ＶＮ）とによって定まる。したがって
、可変抵抗（３２）の抵抗値Ｒ２はこれらの電圧（Ｖ、
）（Ｖ、ｔ）に応じて変化し、オーディオ信号の周波数
が高くレベルが高＜Ｓ／Ｎが良いほど抵抗値Ｒ２は小さ
くなり、オーディオ信号の周波数が低くレベルが低く　
Ｓ／Ｎが悪いほど抵抗値Ｒ２は大きくなる。

よって、オーディオ信号が低周波・低レベルの場合には
ホールド期間の補正波形の傾斜が小さくなって前値ホー
ルド補正に近づくため、Ｓ／Ｎが悪い状態であっても微
分ボールド補正で生じるような誤り補正は抑えられる。

これに対し、オーディオ信号が高周波・高レベルの場合
には、Ｓ／Ｎが良い状態ではホールド期間の補正波形の
傾斜が大きくなって微分ホールド補正に近い良好な補正
が行なわれる。そして、オーディオ信号が高周波・高レ
ベルであってもＳ／Ｎが悪い状態では、ノイズ検出回路
の出力電流（Ｉｎ）の働きによりホールド期間の補正波
形の傾斜は大きくならないため、微分ホールド補正で生
じるような誤り補正が抑えられる。

次に、信号帰還路（３６）において可変抵抗（３２）の
代わりに可変増幅器を用いた実施例について第３図に基
いて説明する。

第３図の実施例が第１図の実施例と異なっているのは、
可変増幅器（３９）の利得Ａｖ２を制御することによっ
て帰還量を制御するように構成されでいる点であり、他
の構成は第１図と同一である。可変増幅器（３９）とし
ては第４図の回路を使用することができる。すなわち、
第４図において出力端（１７）とグランド間に負荷抵抗
（Ｒａ　）を接続すると、この回路は第６図のように表
わすことができ、その利得Ａｖ２は Ａ、２　＝　Ｖ１１／　（ｖ＋、−Ｖｌ　−）　　　　
　　−−−−−−■である。ここで、ＶＩＩはＲ＋１ｉ
ｇであるから０式を用いると、 Ａｖ２＝　（Ｒ＋＋／Ｒｐ）（１，／Ｉｓ）　　　　　
　　−・・・■となり、Ｒθ／Ｒεを一定とすれば、Ｉ
＝／Ｉｓを可変することによりＡｖ２を変えることがで
きる。なお、第１図、第３図の実施例において可変抵抗
（３２）又は可変増幅器（３９）とトランジスタ（Ｔ３
）のコレクタとの間に電流制限回路を設けて電流工、を ０　＜Ｉ、＜Ｉ、、、。

に制限するのが好ましい。ここでＬｍ。８は増幅器（３
１）（３９）の利得をＡｖ＠　Ａｖ２としたときＡ、Ａ
ｖ２　＝　１＋　ＣＩ　／Ｃ２ を満たす電流値である。これにより帰還量の最大値を制
限し微分傾斜が過度にならないようにする。

ただし、第１図の実施例ではＡＶ２＝１である。

第３図に示した可変利得構成では、増幅器（３１）の利
得ＡＶの場合、増幅器（３９）の利得ＡＶ２を（ＣＩ　
／Ｃ２＋　１　）／　Ａ。

からＯまで変化させることにより帰還率が変化し、カッ
トオフ周波数１／（２πＣ２Ｒ２）以下でホールド補正
される信号波形の傾斜は、第７図のＡＢ’からＡＢのよ
うに変化する。すなわち、第１図の可変抵抗構成では抵
抗値を高めることにより、信号周波数の高域成分より順
次、微分ホールド補正状態から前値ホールド補正状態へ
連続的に変化させていたのに対し、第３図の可変利得構
成では利得を下げていくことにより、信号周波数全帯域
同時に微分ホールド補正状態から前値ホールド補正状態
へ連続的に変化させることができる。これにより、可変
利得構成の場合も可変抵抗構成と同様の効果を得ること
ができる。

産ＡｌＢ１１ 以上の通り本発明によれば、オーディオ信号が低周波・
低レベルの場合にはホールド期間の補正波形の傾斜が小
さくなって前値ホールド補正に近づくため、Ｓ／Ｎが悪
い状態であっても微分ホールド補正で生じるような誤り
補正が抑えられる。

これに対し、オーディオ信号が高周波・高レベルの場合
には、Ｓ／Ｎが良い状態ではホールド期間の補正波形の
傾斜が大きくなって微分ホールド補正に近い良好な補正
が行なわれる。そして、オーディオ信号が高周波・高レ
ベルであってもＳ／Ｎが悪い状態では、ホールド期間の
補正波形の傾斜は大きくならないため、微分ホールド補
正で生じるような誤り補正が抑えられる。すなわち、オ
ーディオ信号の周波数、レベル、及びＳ／Ｎに応じた適
切なホールド補正が行なわれ、聴感ノイズの少ない良好
な音質が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路の回
路構成図であり、第２図はその一部の具体例を示す回路
図である。第３図は本発明の他の実施例の回路構成図で
ある。第４図は第１図、第３図の実施例に使用する回路
例を示す図であり、第５図及び第６図はその簡略図であ
る。第７ｒＭは本発明実施例の動作説明図である。第８
図は一般的なスイッチングノイズ処理について説明する
ための図である。第９図は従来の前値ホールド補正回路
を示す図であり、第１０図は従来の微分ホールド補正回
路を示す図である。第１１図は第９図及び第１０図の回
路による補正を説明するための図である。第１２図は第
９図の説明図である。第１３図は第９図及び第１０図を
説明するための図である。第１４図は第１図の（Ｗ）点
の周波数特性を示す図である。 （６）・・・ノイズリダクションデコード回路。 （ｌｌａ）・・・レベル検出器。 （１（１）・・・ＦＭ復調器。 （２４）・・・スイッチングノイズ。 （２５）・・・ヘッドスイッチングパルス。 （３０）・−・パルス性ノイズ補正回路。 （３２）・・・可変抵抗。 （３３）・・・バンドパスフィルタ。 （３４）・・・増幅器。 （３５）・・・ノイズ検波器。 （３６）・・・信号帰還路。 （３９）・・・可変増幅器。 （Ｃ１）・・・前値ホールド補正用コンデンサ。 （Ｓ）・・・オーディオ信号。 （ＳＷ）・・・スイッチ。 （Ｔ３）・・・ドライブ用トランジスタ（制御手段）。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ビデオテープレコーダにおける記録媒体のトラッ
   クから読みだされたＦＭ信号をＦＭ復調器で復調して得
   られたオーディオ信号に含まれるヘッド切り換えに基づ
   くパルス性ノイズを除去するために、前値ホールド補正
   用のコンデンサと該コンデンサにオーディオ信号を微分
   帰還する微分ホールド補正用の信号帰還路とを備えるパ
   ルス性ノイズ補正回路において、 前記ＦＭ復調器から出力されるオーディオ信号に含まれ
   るオーディオ帯域外ノイズを検出する検出手段と、 該検出手段により検出されたノイズのレベルとホールド
   期間の補正波形の傾斜とが負の相関関係を持つように前
   記信号帰還路の帰還量を制御すると共に、前記オーディ
   オ信号の周波数及びレベルとホールド期間の補正波形の
   傾斜とが正の相関関係を持つように、高域周波数におい
   て相対レベルが上がるように重みづけを与えられたノイ
   ズリダクションデコード回路のレベル検出器の出力に応
   じた制御信号で前記信号帰還路の帰還量を制御する制御
   手段と、 を有することを特徴とするパルス性ノイズ補正回路。