JPH02502509A - 送受信装置に使用される初期引き込み装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の名称〕 送受信装置に使用される初期引き込み装置〔技術分野〕 本発明は送受信装置（トランシーバ）に関り、特に自動等化器の最適利得を用い て最適の方法でエコー信号を補正するためのエコーキャンセラ伝送装置に使用さ れる初期引き込み装置に関する。

〔背景技術〕

信号送受信装置として近年双方向ディジタル伝送方法を利用するものが用いられ ている。

第１図はディジタル加入者線伝送に基づくシステム構成を示す、第１図において １は加入者の宅内に設けられた端末装置を示し、２は伝送装置（送信器）を示す 。加入者宅内は加入者線３によって局内の他の伝送装置に接続されており、その 加入者ｖＡ３は双方向金属製ケーブルである。このケーブルは双方向ディジタル 伝送に使用され、１６０　Ｋｂ／Ｓのデータ容量ををする。加入者の宅内用の伝 送装置の構造図が第２Ａ図および第２Ｂ図に示される。一般に伝送装置は、自動 等化器ＥＱＬを伝送線路上の波形歪みを補償するために必要とする。

更に伝送装置には送信信号からエコー漏洩を抑制するためにエコーキャンセラを 持っているものもあり、また持っていないものもある。

第２Ａ図はビンボン伝送方法に基づく伝送装置の構成図であり、その方法はエコ ーキャンセラを用いていない。

ｉ２Ｂ図はエコーキャンセラを用いたエコーキャンセル伝送方法に基づ（伝送装 置の構成図であり、現在のところピンポン伝送システムは日本で用いられ、エコ ーキャンセル伝送システムはヨーロッパと化アメリカで用いられている。ビンボ ン伝送システムは、データの伝送容量は１６０Ｋｂ／ｓであるが双方向伝送が時 分割で行われているので加入者線３上のデータ容量は２倍となり、３２０　Ｋ　 ｂ／ｓである。

送信および受信は送受信スイッチＳＷによって切り替えられる。送信データは符 号化回路（コーグ）ＣＯＤによって符号化され、線路ドライバＤＲＶによって駆 動される。この時、送受信スイッチＳＷは送信場所を選択して信号を加入者ｖＡ ｓ上で送信する。他方、受信信号は加入者線３から送信されてきたものであり、 送受信スイッチＳＷで選択され、その後線路等他罪ＥＱＬに入る。線路等他罪Ｅ ＱＬは、Ｊ７のＡＧＣ（自動利得制御）回路を有して加入者の送信線上の利得損 失を制御し、利得を周波数と自動的に合うように制御する。線路等化器ＥＱＬの 出力は復号化回路（デコーダ）ＤＥＣに加えられて受信データとなる。この場合 、タイミング再生回路ＴＩＭはクロック信号すなわち受信信号からの同期信号を 再生して、そのクロック信号を用いて受信信号をデコードする。このピンポン伝 送方法は伝送線路上で双方向信号を時分割で使用する。従って、送信データが外 に送信される時、それは受信側にリークしない、従ってこのシステムはエコーキ ャンセラを必要としない、他方伝送線路の伝送容量は１６０　Ｋ　ｂ／ｓのデー タ容量の２倍すなわち３２０　Ｋ　ｂ／ｓになる。従って、ハードウェアの量は 少なくてすむが、伝送容量が１６０　Ｋ　ｂ／ｓのときは伝送速度は低くなり、 従ってこれはトレードオフの関係がある。

第２Ｂ図はエコーキャンセラ伝送装置の構成図である。

送信データは符号化回路ＣＯＤによって符号化されて線路ドライバーＤＲＶを介 して加入者線上を送信される。エコーキャンセラ送信システムでは加入者線３上 の送信データの容量が１６０　Ｋｂ／ｓであり、それは双方向時分割多重化を行 わない、従って、送受信信号はアナログ的に多重化される。受信信号は加入者線 ３からハイブリッド回路、ＨＹ　Ｂ、すなわち２線／４線変換回路に入力される 。送信信号が加入者線３上をハイブリッド回路ＨＹＢを介して送信される時、そ の一部がエコー信号としてリークして受信側の自装置上に戻ってくる。従って、 エコー信号をキャンセルするためにエコーキャンセラＥＣが加えられる。エコー キャンセラＥＣは例えばトランスバーサルフィルタ構造を有している。擬像エコ ー（エコーレプリカ）は送信信号に対するインパルス応答として人工的に形成さ れる。トランスバーサルフィルタの係数はエコー信号によって決定され、エコー レプリカを生ずる。

エコーレプリカは受信側にリークするエコー信号から減算されてそれをキャンセ ルする。この受信信号は従って線路等化器ＥＱＬに入力し、ここでは送信線路上 の損失を補償するために必要な利得が自動的に形成される。受信信号は自動的に 利得倍され、タイミング再生回路ＴＩＭは受信信号から同期クロック信号を引き 出す、復号化回路ＤＥＣは同期クロック信号に基づいて受信信号を復号する。こ のエコーキャンセラ伝送方式はエコーキャンセラを必要とするので、ハードウェ ア量が増加する。しかしながら、加入者線の伝送容量はデータ容量１６０　Ｋｂ ／ｓと同じである。従って、時分割多重伝送は必要でない、エコーキャンセラ伝 送方法による伝送装置は線路等化器ＥＱＬとＡＧＣ回路を含み、送信線路上の波 形歪みを補償し、更にエコーキャンセラを含み送信信号の漏洩エコーを抑制する ０通常のデータ伝送を開始する前であって送受信側で同期がとれた初期引き込み 時に、エコーキャンセラ装置の利得と係数が決定される。言い換えれば伝送装置 の初期引き込みはエコーキャンセラによる引き込みとＡＧＣによる引き込みとか らなる。伝送装置の性能は如何に初期引き込みを行うかによる。

第３Ａ図はエコーキャンセラの方法を用いた伝送装置を示す、この伝送装置は上 述の自動等他罪とエコーキャンセラとを有する。すなわち、この伝送装置はエコ ーキャンセラＥＣ，自動等他罪ＥＱＬ、ハイブリッド回路ＨＹＢ、加入者線３及 びＡ／Ｄ変換器からなる。

第３Ａ図に示される装置は自動等化器ＥＱＬの前段でエコーキャンセラを行う。

第３Ｂ図に示された装置は自動等化器の後段でエコーキャンセラを行う。

第３Ｃ図に示された装置は自動等化器ＥＱＬの前段と後段の両方でエコーキャン セラを行う。

第３Ａ図に示されているように、初期引き込みが行われると、パルス信号は自装 置からハイブリッド回路ＨＹＢを介して伝送線路に伝送される。このパルス信号 はエコーキャンセラＥＣの引き込みを行い、送信パルスがノ１イブリッド回路を 介して戻ってくることによって形成されたエコーはＡ／Ｄ変換された後に減算回 路に加えられる。エコーキャンセラＥＣの係数はＥＣからの出力と受信信号に含 まれるエコー信号との間の差が減少するように変化しエコーレプリカを形成する 。エコーがこのようにキャンセルされた後、等他罪ＥＱＬは受信信号を伝送線路 を介して低下した利得分を増幅して平坦化する。もし、エコーキャンセラＥＣと 自動等化器ＥＱＬが全てアナログ回路で作られていたならばこれらの制御は難し くなる。従ってこの構造ではＡ／Ｄ変換器はハイブリッド回路ＨＹＢの出力端に 設けられる。このため、各種のディジタル処理がディジタル的に行われ従ってＡ ／Ｄ変換器はこの１３　ｂｉｔ精度を存しなければならない、従ってディジタル 回路上の負荷は増加する。エコーキャンセラの引き込みが完了した後は、他の装 置から伝送線路を通って同じ回路を介して伝送されてきた信号がハイブリッド回 路ＨＹＢで受信され、これに自動等化器ＥＱＬを線路の等化（すなわち受信信号 の平坦化）のために引き込みを行う、所定時間経過後に自動等他界の引き込みが 完了する。この方法はエコーキャンセラＥＣの引き込みは自動等他界ＥＱＬＯ前 に行われるという規則に従う。

他方、第３Ｂ図に示された装置の引き込みの時には、エコーキャンセラは自動等 化器の後に置かれる。この装置は利得の引き込みが上述の方法と同様に自動等化 器によってまず行われ、その後エコーの引き込みがエコーキャンセラによって行 われるという規則に適する。もしこの規則に従う時には、エコー信号の振幅は自 動等化器の利得によって決定されるので、この種のエコーキャンセラは第３Ａ図 に示した装置よりも良好にエコーキャンセルを行うことができる。しかしながら 、この方法はエコーキャンセラの引き込みを自動等化器の引き込みより前に行う という規則には適用されない。

第３Ｃ図に示された装置は自動等化器の前段と後段の両方でエコーキャンルを行 うものである。この場合Ａ／Ｄ変換器は自動等化器の後に配置される。従ってＡ ／Ｄ変換器の変換精度は減少する。エコーキャンセルはアナログ処ＥＩによって 等他界ＥＱＬの前段で行われるので約１０　ｂｉｔの精度のＡ／Ｄ変換器があれ ば十分であるからディジタル回路上の負荷を減少でき、かつＬＳＩの製造を容易 とする。

第４図に示された伝送装置はマスク側伝送装置ｌＯとこれと対向するスレーブ側 伝送装置１１からなり、各伝送装置は源発振器１２及び１３を有し、その源発振 器の発振周波数を分周することによって所望の伝送の速度を決定して特表平２− ５０２５０９　（４） いる。

第５図に示されるような伝送装置に内蔵される自動等化器が知られている。入力 信号を受信して十分な利得特性を示すアナログ線路等他界１５のアナログ出力を Ａ／Ｄ変換器１６によってサンプリングしてディジタル信号に変換し、受信信号 のサンプル値Ｘ７を発生する。パワー演算回路１７はＡ／Ｄ変換器１６から出力 されるディジタル・サンプル値Ｘ７のパワー（電力）平均値Ｅ　ｒＸ、”　Ｊを 演算する。

ＡＧＣ回路１８は最適利得を演算する。Ａ／Ｄ変換器１６に加えられるサンプリ ング周波数は、源発振器１２．１３（第４図参照）のクロック周波数ｆ、を分周 することによって得られる。

従って、引き込み後に、ＡＧＣ回路１８が最適な利得を決定する。

第３Ａ図に示された方法はエコーキャンセラＥＣによってキャンセルできない残 留エコーが自動等化器ＥＱＬのフィルタ特性によって増幅され、その結果Ａ／Ｄ 変換器の精度が低い時には受信信号のように見える。従って欠点を回避するため にはＡ／Ｄ変換器の精度を増加する必要がある。

第３Ｂ図及び第３Ｃ図に開示された方法によると自動等化器ＥＱＬの出力のエコ ーキャンセルを行うことができる。

これはエコーの引き込みが等花器ＥＱＬＯ引き込みの後に行われるからである。

しかしながら、この方法では引き込みの順序が前もって決められているので、も しこの引き込み順序に合わない時には、等花器ＥＱＬＯ引き込みがエコーの引き 込みの後に行われるという規則のもとにおいては、最適な引き込みを行うことは できない。

第３Ｃ図においては、エコーキャンセラは等他界ＥＱＬの前と後に設けられてい る。しかしながら、等他罪ＥＱＬＯ後に設けられたエコーキャンセラは、等他界 ＥＱＬの引き込み以前に自分の引き込みを行うことはできない、言い換えれば、 このエコーキャンセラは、等他界の引き込みがエコーキャンセラの引き込みの前 に行われるという規則の下で使用される。

自動等化器のかかる初期引き込みは伝送装置の初期引き込みの開始時に行われ、 多くの場合は受信信号のタイミング（位相）データがまだ得られていない時点に 行われる。

タイミングデータが存在していない時点にＡＧＣの引き込みを行うためには、受 信信号周波数ｆ、（伝送速度）の２倍以上のサンプリング周波数ＮＸｆ、で受信 信号のＡ／Ｄ変換を行う必要がある。

Ａ／Ｄ変換器の内蔵されている自動等化器は高いサンプリング周波数を持ってい てＬＳＩ化されているという大きな問題がある。このために低価格で簡単で高度 に信頼性のある伝送装置の開発を妨げている。伝送速度は近年にみられるように 伝送容量の増大に伴って増加するという傾向にある。これが上記問題を一層困難 にしている。

〔発明の開示〕

従って、本発明はエコーキャンセラが自動等化器より後段に設けられた伝送装置 あるいは通信装置において、その引き込みとは独立に初期引き込みを行うことを 目的とし、そして特にエコーキャンセラの引き込みが等他界ＥＱＬの引き込みよ り前に行われなければならないという規則においても最適な引き込みが行われる ことができるようにすることを目的としている。

本発明はＬＳＩに通した低サンプリング速度を有するＡ／Ｄ変換器が内蔵された 自動等化器に対する初期引き込みを行うものである。

本発明の伝送装置に対する初期引き込み装置は第６図に示されており、第７図に 示したその引き込みシーケンスを参照してこれを説明する。

第６図は本発明の原理図を示す。

同図において２１はエコーキャンセラ、２２は自動等化器、２３は利得補正回路 部、２４は乗算器、２５は減算器である。

本発明によると、先ず利得補正回路２３の出力すなわち利得がユニティゲインす なわち“１”に設定され、自動等化器の利得はエコーキャンセラが等他界の後に 設けられて、エコーキャンセラの引き込みが等他界の前に行われるという規則の もとにおいてもＧ、に設定される。エコーキャンセラの引き込みを行うためにト レーニング信号としてパルスが伝送されて、その戻り受信信号の最適利得Ｇｙが 自動等化器によって得られ、そしてこのＣＦは利得補正回路２３に入力される。

エコーキャンセラ２１はこのトレーニング信号のエコーレプリカ（Ｅ　Ｒ）を出 力する。エコーキャンセラ２１の出力は初期のトレーニングにおいてユニティゲ イン“１”で掛算され、エコーキャンセラ２１はエコーレプリカと漏洩エコーと の間の差すなわち自動等他罪２２の出力が減少するように引き込みを行う、最適 利得Ｇ、は利得補正回路２３によってＧｌで除算される０例えばエコーレプリカ はＧｙ／Ｇ＋で掛算されて、次の（通常時の）エコーキャンセレーションを行う 。

本発明は自動等化器１２の初期利得Ｇ１を固定し、送信トレーニング信号を使っ てエコーキャンセラ２１の引き込みを行う、受信トレーニング信号を使って最適 利得Ｇ、を発生するために自動等化器２２の引き込みを行い、最適利得Ｇ、と初 期利得Ｇｌ　とを比較することによって得られた結果を使って、通信時にエコー キャンセラ２１からのエコーレプリカＥＲの振幅を補正する。従って、たとえエ コーキャンセラが等他罪の後に設けられていても本発明はエコーキャンセラのト レーニングを等他罪のトレーニングの前に行うという規則に適合する。

ＬＳＩに適用する自動等化器に内蔵されたＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数も 各伝送速度であるということが望ましい。

しかしながらそのサンプリング周波数が伝送速度に等しい時、周期Ｔのどの点で サンプリングが行われるかが決定できない、従って、パワーの演算結果はＯに近 いか或いは大きくなる。従って、本発明の自動等化器を用いた初期引き込み装置 によれば、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数は伝送速度或いは通信周波数ｆ、 に対応し、初期引き込みは所定の値±Δだけ周波数ｆｓを変えることによって得 られた周波数ｆ、±Δに設定して行われ、引き込み終了後には、サンプリング（ 伝送）周波数が使用される。

トレーニング信号を伝送路へ送信することによって、エコーキャンセラ２１の引 き込みが行われるが、エコーキャンセラは、等他罪の後に設けられている場合で あっても等他罪の前で引き込みが行われる。この場合、自動等化器２２はエコー キャンセラ２１の前におかれ自動等化器２２の利得は初期利得Ｇ１に固定される 。エコーキャンセラ２１の引き込みが上述したように完成すると自動等化器２２ の引き込みが他の装置から受信されたトレーニング信号を使って行われる。

その後、伝送装置は通常の通信動作状態になり、この時点でエコーキャンセラ２ １によって発生されてエコーキャンセルを行うエコーレプリカＥＲが最適利得Ｇ ｙを初期利得Ｇ１と比較することによって得られた結果すなわちＧＦをＧｌで割 った値によって補正される。上述したようにエコーキャンセラ２１は初期利得Ｇ ＋を使って引き込みを行う、たとえ自動等化器２２がエコーキャンセラ２１の前 に置かれた場合でも、トレーニングはエコーキャンセラ２１におけるキャンセル と次の自動等他罪２２０等化という順序で行う。

トレーニングが従来と同様に自動等化器２２の等化と次にエコーキャンセラのキ ャンセルという順序で行われる場合には、第３Ｂ図に示した装置のように行いエ コーレプリカの初期利得補正を利用する必要はない。

従って、伝送装置の初期引き込みは、トレーニングの順序に関係なしに行うこと ができる。

本発明の他の特徴によるとサンプリング周波数を所定値Δだけ意識的にシフトし て周波数ｆ、±Δとし、そしてこのサンプリング周波数のクロックが次のステー ジにおけるタイミング再生回路で動作をするので受信信号をスキャンしＡＧＣも 行うことができる。

〔図面の簡単な説明〕

第１図はディジタル加入者線伝送を示すブロック図、第２Ａ図及び第２Ｂ図は信 号の伝送方法を示す図、第３Ａ図乃至第３Ｃ図はエコーキャンセラを用いた従来 の伝送装置を示すブロック図、 第４図は伝送システムの概略図、 第５図は従来の伝送装置のブロック図、第６図は本発明の原理を示すブロック図 、第７図は本発明の動作シーケンスを示す図、第８図は本発明の実施例のブロッ ク図、第９図は第８図に示された本発明の実施例に従う自動利得制御回路のブロ ック図、 第１Ｏ図は線路損失と周波数との間の関係を示す加入者線の特性図、 第１１図はｇ　Ａ　ｃ　ｃ等化器の利得の周波数特性を示す図、 第１２Ａ図はＪ等化器の回路構成図、 第１２Ｂ図及び第１２Ｃ図は第１２Ａ図に示したＪ等化器に使われる増幅器の基 本構成図、 第１３図は線路等他罪の具体的な回路図、第１４図は微調増幅回路図、 第１５図は第１２Ａ図に示した利得設定部のブロック図、第１６図はｒｒＡＧＣ の動作のフローチャート、第１７Ａ図はＪｒ　Ａ　ａ　Ｃのフローチャート、第 １７Ｂ図は第１７Ａ図に示されたＫ　Ａ　ｃ　ｃによって用いられるテーブル、 第１８Ａ図はトランスバーサルエコーキャンセラのブロック図、 第１８Ｂ図はエコーキャンセラの動作を説明するタイミングチャート、 第１９図はテーブル参照型エコーキャンセラのブロック図、 第２０Ａ図乃至第２０Ｃ図は受信信号と送信信号の波形と、エコーレプリカの誤 差の補正とを説明するための概略図、 第２１図はＩＴ　Ａ　ｃ　ｃ等化器による波形の変化を説明する図、 第２２図はハイブリッド回路の回路図、第２３図は伝送装置の初期引き込みを第 ８図におけるスインチの切り替えタイミングに関して説明するためのタイミング チャート、 第２４図は伝送装置の初期引き込みを第８図におけるスイッチの切り替え動作に 関して説明するタイミング図、第２５図は伝送装置の初期引き込みを第８図のス イッチの切り替え動作に関して説明するためのタイミング図、第２６Ａ図及び第 ２６Ｂ図は従来例と本発明のサンプリング動作を説明するタイミングチャート、 第２７図は第２６Ｂ図の実施例の原理図、第２８図乃至第３０図は適当なサンプ リング速度を決定するための実施例のブロック図である。

〔発明を実施するための最良の形態〕

本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。

第８図は通信装置に用いられる初期引き込み装置の実施例を示す、２１はエコー キャンセラ、２６は線路等他界２２、ＡＧＣ回路２７及びＡ／Ｄ変換器２８とか らなる自動等他界、２９はハイブリッド回路、３０はＡＧＣ回路２７の演算動作 によって得られた最適利得ＣＦを切り替えるためのスイッチ、２３は最適利得Ｇ ２と初期利得Ｇ、を得るための利得補正回路、３１は利得補正回路からの出力か 或いは利得“１”どちらか一方を選択するスイッチ、２４はスイッチ３１の動作 に従ってエコーキャンセラ２１で生ずるエコーレプリカＥＲを掛算するための乗 算器、２５は減算器である。

自動等化器２６は受信信号を受信しそれをディジタル信号に変換してディジタル 信号のパワーを計算し、このパワーに基づいてＡＧＣ回路２７の最適利得を計算 して、線路等化器２２の利得を使って受信信号を増幅する。上述のように、Ａ／ Ｄ変換器のピント数が減少するために本発明でハキャンセラは等他界の後に設け られているが、エコーキャンセラの引き込みが等他界の引き込みの前に行ってお く規則のもとでも、最適初期引き込みが行うことができる。

本実施例の動作を説明する。

■まずスイッチ３０をエコーキャンセラ２１の引き込みのために初期利得Ｇ１側 へ接続して、エコーレプリカ（擬似エコー）信号ＥＲを補正するためのスイッチ ３１を非補正側（×１）へ接続する。これにより線路等化器２２の利得はＧ、に 固定される。

■自装置から送信するトレーニング信号によりエコーキャンセラー２１によるエ コーレプリカ信号ＥＲの演算を行い、最適エコーレプリカ信号を発生するタップ 係数（図示せず）をエコーキャンセラ２１内に保持する。これによってエコーキ ャンセラ２１の暫定的な引き込みを終了する。

０次に、スイッチ３０をＡＧＣ回路２７の側に切り替え接続する。従ってＡＧＣ 回路２７は最適利得を得るために動作を行う。

■ＡＧＣ回路２７は所定トレーニング期間中に最適利得ｃｒを決定する。対向し た装置から受信したトレーニング信号によってＡＧＣ回路２３は最適利得Ｇ、を 線路等化器に与え、そしてその時利得ＣＦを保持する。これによってＡＧＣ回路 ２７のトレーニングが完了する。

■ＡＧＣ回路２７に保持された最適利得Ｇ２と、初期利得Ｇ、は利得補正回路２ ３に送られて両者の比ＧＦ／ＧＩが演算される。

■最後にスイッチ３１を利得補正部２３側に切り替え接続してエコーキャンセラ ２１からのエコーレプリカ信号を補正できるように準備する。

■このようにしてトレーニングが終了すると、通信状態に入り、エコーキャンセ ラ２１から出力されるエコーレプリカ信号ＥＲに利得補正部２３から取得される 前記比を乗算部２４で乗算することによって暫定的に引き込みを終了させたエコ ーキャンセラ２１からの出力されるエコーレプリカ信号ＥＲを補正する。

この場合Ｇ１＞Ｇｙとすれば、エコーレプリカ信号ＥＲは小さい方向に補正され る。

尚、スイッチ３０の切り替えはエコーキャンセラ２１が引き込みを終了した時に 、スイッチ３１の切り替えがＡＧＣ回路２７の引き込みを終了した時に、それぞ れ自動的に行うようにすることができる。

第９図は自動等化器２６の構成を示す、２６１は粗調増幅器、２６２は微調増幅 器、２６３はＡ／Ｄ変換器、２Ｇ４はパワー演算部、２６５は利得設定回路であ る。

線路等化器２２は受信信号の加入者線における線路の損失を補償するもので受信 信号の整形すなわち等化（平坦化）を行う、第１０図は加入者線の線路特性を示 す０図示したように周波数が増加すると線路損失はＪに比例して増加する０例え ば１００ＫＨｚで線路損失が５０ｄＢである。従って最高値が１００ＫＨｚの信 号を送ると受信端では５０ｄＢの損失が生じ波形を劣化させる。この劣化を補償 し受信信号の波形整形を行うために１００ＫＨｚ　５０　ｄ　Ｂだけ受信信号を 増幅することが必要である。これは第９図に示された線路等化器において粗調増 幅器２６１及び微調増幅器２６２によって行われる。粗調増幅器２６１は傾斜利 得特性と平坦利得特性とを示し、？ｌＬ調利得増幅器２６２は平坦利得特性を示 す、各増幅器２６１．２６２の利得を決定するために、受信信号のパワーが計算 される。従ってその信号が受信された時、それは増幅器２６１．２６２を介して Ａ／Ｄ変換器２６３に入力され、パワー計算がディジタルパワー演算部２６４に よって行われる。利得設定部２６４はパワー計算に基づいて利得を決定する。す なわち、自動利得制御回路すなわちＡＧＣ回路２７をパワー演算部２６４と利得 設定部２６５を使って自動的に利得を計算制御する。利得設定部２６５はパワー の値とそのパワーに対応する利得を自動的に選択するスイッチの切り替えに使用 される制御信号との関係を表すテーブルを有する。粗調増幅器２６１は利得が周 波数と共に変化する傾斜利得特性と利得が周波数と独立の平坦利得特性とを有す る。まず粗調増幅器２６１は入力信号の制御を行う、それからｍｍ増幅器２６２ は平坦利得特性を有し精密な調整を行う０周波数特性は、すなわち、ＪＴ　Ａ　 Ｇ　Ｃ等化器利得周波数特性はこれらの増幅器２６１゜２６２によって得られも のであって第１０図に示すようになっている０等化利得曲線はｄＢを単位として 表され、第１１図に示すようにプロットされる。第１１図に示された周波数特性 は加入者は第１Ｏ図に示した加入者線路特性、すなわち石に比例して増加する線 路損失が補償されるような形を呈する。すなわちＪＴ　Ａ　Ｇ　Ｃ等化利得周波 数特性は第１１図に示す如くものであって、線路損失の補償のために設けられて いる。第１０図に示すように１００ＫＨｚ信号において５２０ｄＢの損失が生ず る場合、約５０ｄＢの等化利得が第１１図に示すように与えられる。言い換えれ ば、第１Ｏ図の周波数特性は第１１図と逆である。最適周波数特性を選択するた めに、０〜１５までの１６個の等化利得特性に与えられる。最適特性はＡＧＣ回 路の結果から選択される。

第１２Ａ図はπ等化器の回路図を示す、２６１１は傾斜利得増幅器であり、２６ １２は粗調制御のための平坦利得増幅器であり、２６２１は微調制御のための平 坦利得増幅器であり、２６６はローパスフィルタ、２６５は利得決定部（デコー ダ）である、傾斜利得増幅器２６１１はキャパシタ２６８と並列のスイッチ２６ ９がオフしたときに受信信号を受信する正相増幅器である。増幅器２６１１はキ ャパシタ２６８の影響のためバイパスフィルタとなる。

第１２Ｂ図は傾斜利得増幅器２６１１を構成する高域通過フィルタ部である。２ ６１３はプラス−マイナス端子に入力された入力信号が同一の電圧値を持つよう に理想的に制御される差分増幅器、差分増幅器２６１３の入力インピーダンスは 不定である。入力がｖＩで出力ｖｏのとき、マイナス端子の電圧が以下の如く与 えられる。

Ｖ、Ｘ　（Ｒ２＋１／ＳＣ）／　（Ｒ１＋Ｒ２＋１／５Ｃ）Ｖｏ　”　（Ｒ１＋ Ｒ２＋　１／５Ｃ）ｘｖ、／　（Ｒ２＋１／ＳＣ）　　　　　・・・・（２）す なわちラプラス変数Ｓは周波数に対応し、周波数が増加する時、出力ｖ０は（Ｒ １＋Ｒ２）　Ｘ　Ｖ＋　／Ｒ２となる。

周波数がＯの時、すなわち直流が流れる時Ｖ、−Ｖ、であり、その回路はユニテ ィゲイン増幅器となる。（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２は＋１より大きいため、伝送動作 の矛す得は１から（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２へと変化するので正の傾斜利得を与える 。第１１図に示されるように利得特性を示す傾斜の選択は利得設定部２６５によ って制御され、第１２Ａ図のフィードバック抵抗Ｒ１Ｏ値を変えることによって 行われる。もしこの周波数特性が０傾斜であるならば、すなわち平坦であるなら ばキャパシタ２６８と並行に接続されたスイッチ２６９はオンし、傾斜利得増幅 器２６１１が正相増幅器として動作させる。

粗調平坦利得増幅器２６１２は粗調利得を供給する増幅器である。この増幅器は 逆相型であり、入力信号が利得値（フィードバック抵抗／入力抵抗）によって乗 算され、反転後出力される。粗調利得コードの利得制御は利得設定部２６５で行 われる。この場合、乗算数の変化は粗調制御によって決定され、その利得は３ｄ Ｂステツプで変化する。

微調増幅器２６２１の平坦特性は構造的には粗調増幅器２６１２と同じである。

利得は０．２ｄＢのステップで変化して、微調整利得特性を与える。

第１２Ｃ図は平坦利得増幅器の原理図である。差分増幅器２６１４が理想的であ る場合に、抵抗Ｒ１を流れる電流は抵抗Ｒ２を流れる電流と同じであり、マイナ ス端子の電圧とプラス端子の電圧と同じであるので、マイナス端子においてはイ マジナリ０となる。しかして、抵抗Ｒ１を流れる電流は入力電圧Ｖ、に対してＶ ｓ／Ｒ１となる。これはＲ２を流れる電流、すなわちマイナスｖ０をＲ２で割っ て得られる電流と等しい、従って、出力ｖ０は以下のように表される。

Ｖｏ　”　　　（Ｒ２／Ｒ１）Ｖ＋　　　　　　　　　　・・・・（３）入力側 抵抗Ｒ１，フィードバック抵抗Ｒ２は利得設定部２６５で選択される。従って、 平坦利得を得ることが可能となる。

第１３図はπ等化器と利得設定回路の回路図である。

同図において２６１１は粗調傾斜利得増幅器であり、２６１２は粗調平坦利得増 幅器である。ＳＷＯ〜ＳＷＩ　Ｏはスイッチを示し、そのオンとオフの位置は利 得設定部によって制御される。スイッチＳＷ４は粗調傾斜利得設定増幅器２６１ １の傾斜が与えられるべきかどうかの制御をし、スイッチＳＷＯからスイッチＳ Ｗ３は第１２Ｂ図に示されたフィードバック抵抗を選択する。もし、スイッチＳ ＷＯがオンの時、スイッチＳＷＩ、ＳＷ２．ＳＷ３がオフとなる。

従って、３個の抵抗が直列に接続されて、大きなフィードバック抵抗を与える。

スイッチＳＷＩだけがオンした時には、フィードバンク抵抗は２個の直列抵抗の 値からなる。

他方、粗調平坦利得増幅器はスイッチＳＷ５．ＳＷ６゜ＳＷ７を有し、第１２Ｃ 図において入力側抵抗Ｒ１の値を選択し、スイッチＳＷ８．ＳＷ９．５ＷＩＯは フィードバック抵抗Ｒ２を選択する。

スイッチＳＷ５がオンし、そしてＳＷ６．ＳＷ７がオフした時、左側上の２つの 抵抗が直列に仮想接地に接続される。スイッチ５ＷＩＯがオンし、ＳＷ９．ＳＷ ８がオフした時、フィードバック抵抗は出力端マイナス端末、すなわち、仮想接 地に接続されるが、右側の３つの抵抗が直列に接続されるようになる。これらの スイッチはコードによって選択される。粗調利得コードが８であるならば、スイ ッチＳＷＩ、ＳＷ４．ＳＷ６．ＳＷ９はオンされ、他のスイッチはオフされる。

第１４図は微調平坦利得増幅器２６２１の回路図であり、利得設定部を含む実施 例である。その構造は粗調平均利得調整増幅器のものと同一である。同図は第１ ２Ｃ図と同様であり、入力側抵抗Ｒ１とフィードバック抵抗Ｒ２はスイッチによ って選択される。スイッチ５ＷＩＩから５Ｗ１６は入力側抵抗を決定し、スイッ チ５Ｗ１７からＳＷ２２は出力側抵抗を決定する。もし、例えばｉ調利得コード が８であるならば、スイッチＳＷＩ　２．ＳＷｌ　Ｂはオンとなり、他のスイッ チはオフとなる。従って、入力側抵抗は直列に接続された５つの固定抵抗からな り、フィードバック抵抗は直列に接続された２つの抵抗からなる。

第１５図は利得設定部とパワー演算部２６４のブロック図である。粗調増幅器と 微調増幅器からの出力はＡ／ＤＲ換されパワー演算部２６４の入力信号のパワー を計算する。

パワーの値は粗調増幅器と微調増幅器の利得を設定し、これにより粗調利得設定 デコーダ２６１５と微調利得設定デコーダ２６２２　（共にＲＯＭからなる）を 提供する。粗調利得コードの数ば工６、すなわち０〜１５である。微調利得コー ドの数は３２、すなわち０〜３１である。パワー演算部２６４の出力は、パワー 演算の結果を得るための粗調利得コードの１つを選択し、３２個の微調利得コー ドの１つを選択するためにＲＯＭに格納された粗調利得コードを利用したスイッ チ制御を行うための制御信号を使用する。

例えば、粗調利得コードが８であり、粗調増幅器に対応したスイッチＳＷＩ、Ｓ Ｗ４．ＳＷ６．ＳＷ９がオンし、他のスイッチがオフした時、これらのスイッチ ング動作はＲＯＭによって制御される。１つのスイッチがオンの時、それは°１ ”とみなされ、これがオフの時、“Ｏ″とみなされる。ＲＯＭは０／１スイッチ 制御信号を第１３図に示した粗調傾斜利得増幅器へ送りスイッチのオン、オフ制 御を行う、同様に微調利得設定デコーダは微調利得コードに対応するスイッチン グパターンを出力する０例えば、粗調利得コードが８の場合にはスイッチＳＷＩ 　２とＳＷＩ＆はオンされて、スソチＳＷＩ　２と５Ｗ１８に対応した制御信号 は“ｌ”となり、他のスイッチは１０”になる、これらの信号は第１４図に示さ れた微調平坦利得増幅器に対するスイッチ制御信号を形成する。

第１６図は利得を設定するための自動利得制御回路のフローチャートである。Ｇ Ｃは粗調利得コードであり、ＯＦは微調利得コードであり、Ｐｃは目標パワーで ある。自動利得制御フローが開始されると初期値はＧＣ＝８．ＧＦ−１５にセン トされ、パワー計算は第１６図の式■に従って開始される。パワーは１周期の間 にＡ／Ｄ変換器からの信号出力の２乗平均によって得られる。パワー演算Ｐと目 標パワーＰｃとの比も得られる。この比率は３分割された値をデシベルで表わさ れる。この値の整数部分は８から減算され式■に従ってＧＣを与える。粗調利得 コードが次に出力される。同様のパワー計算が第１６図の式■に従って微調利得 コードを与えるために行われる。微調利得コードが発生されるとパワー計算の結 果が目標パワーＰｃにより分割されてデシベル変換される。この値は０．２で割 られて結果の整数部分は１５から引かれる。こうしてＡＧＣは完成する。

、、／７”　Ａ　ａ　ｃの初期利得を例えばＱＣ−８，ＣＦ−１５に設定するた めに、パワー計算が行われる。得られたパワーＰと目標パワーＰｃＯ差はデシベ ルで計算され３ｄＢステフプで変化する粗調増幅コードで変換され、あるいは０ ．２ｄＢステツプで変化する微調増幅コードで変換される。０式及び０式の計算 はいわゆるＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｓｉｇｎａ　Ｉ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ）によって行われるがリアルタイムで処理することは難しい、従って次の対策が 考えられている。

例えば粗調増幅コードを得るためには次の値は以下の式に従ってテーブルに含ま れるべきである。

Ｐａ　（Ｉ　）　＝Ｐ　ｃ　−１６ｔｓ＋−＋、ｓ）ここで、ｌ−−７から８と する。

第１７Ａ図及び第１７Ｂ図はそれぞれコードＧＣを得るためのフローチャートと 上記式から引かれたテーブルを示す０例えば、パワー計算Ｐは１６　Ｐ／ｐ　ｃ から一１８ｄＢへ目標パワーＰｃに対して変化し、その時分離点はｒ−−６とな る。もし、その条件がＹＥＳであればＧｃ＝１４がセットされる。歪みなし波形 の計算パワーは目標パワーとしてセットされる。＆！路損失によって歪みを生じ ない波形のパワーが計算されて目標パワーと比較され、そして利得訂正がおこな われてエラーが生じる。しかしながら、本発明によると最適石等化特性がＪ特性 を有する粗調増幅器によって構成され、波形パワーが再びそのもとの波形が回復 するような状態を得るように計算され、その結果として微調増幅器の利得を設定 し、誤差を最小に抑制する。

上述したように、本発明によれば、第８図の構成に示すように、すなわちエコー キャンセラが等化器の後に設けられた場合において、そしてエコーキャンセラの トレーニングがＡＧＣのトレーニングよりも先行する場合に、スイッチ３０は初 期利得側Ｇ、にスイッチされ、そしてエコーレプリカＥＲを訂正するスイッチ３ １は非訂正側すなわち×１側に切り替えられる。従って、線路等化器利得はＧｌ にセットされる。自装置から送られてきたトレーニング信号は演算を行いエコー レプリカがエコーキャンセラ２１によって得られるようにする。エコーキャンセ ラ２１は最適エコーレプリカを発生するために、タップ係数（後述する）を有す る。従って、エコーキャンセラ２１が暫定的トレーニングを完成する０次にスイ ッチ３０はＡＧＣ回路２７側に切り替えられて最適利得を得るためにＡＧＣ動作 を行わさせる。ＡＧＣ回路は対向装置から送られてきたトレーニング信号によっ て、所定トレーニング期間内に適当な最適利得Ｇ、を得るように演算を行い、こ れによって線路等化器に対して最適利得を与えそれを維持する。そしてＡＧＣ回 路のトレーニングが完了する。最適利得Ｇ、と初期利得側Ｇｌを利用して利得補 正回路はＧＦ／Ｇｌ比を計算する各エコーキャンセラ内の乗算部はエコーレプリ カを利得補正回路から得られた比率によって乗算し、その結果タップ係数の補正 によってエコーのキャンセルを行うことができる。すなわち、タップ係数は最適 利得に対応して記憶される。全てのタップ係数は訂正され、スイッチ３１がその ノーマル位置ヘスイッチし、初期引き込みは完了する。かくして、このシステム は通信状態になる。

次に、タップ係数がエコーキャンセラ内の最適利得に従って書き直される場合を 説明する。

第１８Ａ図はエコーキャンセラＥＣの構成図であり、すなわちトランスバーサル タイプのエコーキャンセラを示す。

ブロックＴは入力信号、すなわち送信されてきた信号を遅延するための遅延回路 である。遅延回路の出力は乗算器の入力の１つに加わる０乗算器の他の入力は、 タップ係数制御回路３５によって与えられる。全ての乗算器の出力は加算回路に 与えられるので、従ってトランスバーサルフィルタを形成する。遅延回路の出力 はタップ係数制御回路に入力される。トランスバーサルフィルタの出力は減算器 の１つの入力へエコーレプリカ信号として入力される。送信された信号はハイブ リッド回路を介して加入者線に転送されて、ハイブリッド回路を介して自装置に おけるエコー信号として減算器の他の入力に加えられる。エコーレプリカをその 信号から引算することの結果として誤差信号となる残留信号として出力される。

この誤差信号はタップ係数制御回路３５にフィードバックされて、Ｃ１からＣｎ への最適値が決定される。この値はタップ係数である。すなわち、インパルスが トレーニングプロセスを経て送信信号に加えられると、エコー信号が減算器に加 えられる。タップ係数が適当な値に決定している時、トランスバーサルフィルタ の出力は入力のエコー信号ではない、従って、誤差信号が０ではな（、タップ係 数制御回路が誤差が減少する方向にタップ係数を変化させる。

誤差信号の２乗はエネルギー関数と考えられ、タップ係数はエネルギー関数が最 低になるように選択される。繰返し処理が行われ、トレーニングパルスのエコー 信号と同様なエコーレプリカがトランスバーサルフィルタから出力される。その 結果、残留エコーの誤差信号はＯとなる。すなわち、送られた信号は装置に加え られ、そしてトランスバーサルフィルタの出力がエコー信号と同じになるように 制御される。この結果、タップ係数は擬像゛インパルス応答を決定する。

第１８Ｂ図はエコーキャンセルのプロセスを説明する概念図である。

エコーキャンセラ２１の出力は記号ＥＤで表されるエコーレプリカであり、送信 パルスはＳＰとして表される。ハイブリッド回路から漏れたパルスを送信するた めのエコー信号がＥＡであり、エコー信号をディジタル化した信号がＥＤである 。残留エコー信号、すなわちＥＲ−ＥＤがＲＥである。これらの波形は第１８Ｂ 図に示される通りである。

送信パルスは極めて狭い幅のパルスであって、問題となるインパルス信号として 与えられ、次にエコー信号ＥＡがハイブリッド回路から緩やかに傾斜している波 形信号として出力される。その出力はＡ／Ｄ変換がかけられる。このＡ／Ｄ変換 回路はサンプリングクロックでサンプリングされて、そのサンプリングクロック の立ち上がり点で量子化される。量子化出力はＥＤとなり出力される。他方、送 信パルスＳＰは、エコーキャンセラを制御して、その出力がエコー信号ＥＤと等 しくなるようにし、その結果エコーレプリカＥＲを出力する。エコーキャンセラ は適当な係数を選択する時、エコーＥＤと殆ど同じ波形がＥＲとして第１８Ｂ図 に示すように出力される。しかしながら、エコーレプリカＥＲは完全なエコー信 号ＥＤとは等しくないので、減算器の出力、すなわち残留エコーがＲＥとして表 され、これはＥＤ−ＥＲに等しいのである。エコーレプリカＥＲの信号はエコー 信号ＥＤと等しく、残留エコーＲＥは第１８Ｂ図に示すように殆ど０である。

第１９図はテーブル参照型ディジタルエコーキャンセラの構造図である。３７は シフトレジスタを示し、３８はＲＡＭを示す、送信信号に対応する送信パターン はシフトレジスタ３７ヘビツトシリアルに０１パターンとして加えられ、送信パ ターンはメモリのアドレスとして加えられる。

エコーレプリカ信号はメモリから読み出され、減算器３９の１つへ加えられる。

減算器３９の他の入力は７％イブリッド回路を介して送信パターンによって形成 されたエコー信号を受は取る。減算器の出力は残留エコーである。送信ノイター ンに対応するエコーレプリカ信号がメモリに蓄えられて、送信パルスとこの送信 パルスに対応するエコーレプリカ信号との関係がメモリに蓄えられてエコーキャ ンセル動作を行う、最適なエコーレプリカ信号を生ずるためにメモリの内容はデ ータｐａを介して動的に変える。

第２０Ａ図、第２０Ｂ図及び第２１図は波形整形を使ってエコーレプリカと最適 利得を訂正するための方法を示す図である。第２１図は波形がｆｉＡＧＣによっ て如何に作られるかを示す概念図である。第２１図は送受信波形及びＧ　Ｘ／　 ＣＦを使ってエコーレプリカが如何に整形されるかを示す概念図である。

第２０Ａ図はエコーキャンセラのトレーニングを示し、送信パルスが装置から送 信線路へと送信されるときエコーはハイブリッド回路から自装置へ、すなわち受 信路に送信される。本発明に従うと、エコーキャンセラが入力の変換時にビット 数を減らすために自動利得等化器の後に設けられていたとしても、エコーキャン セラにおけるエコーのトレーニングが自動等化器のトレーニングの前に行われる 。

受信信号に関する等化器の利得はＧ、に設定され、エコー信号はこの初期利得に よって増幅される。他方、エコーキャンセラは、エコーキャンセラがエコー信号 を０１倍することによりエコーレプリカ信号を生ずるようにトレーニングされる 。エコーキャンセラによって得られたエコーレプリカ信号は実際のエコーの擬似 信号であり、そのゲインＧ１は最適Ｇｌではない、従って、エコーレプリカはエ コーと同じ波形を持っていないので、それらの間の差すなわち残留エコーが０で ない。

第２０Ｂ図及び第２０Ｃ図に示すようにエコーとエコーレプリカの間の差は減算 によって表されるのではな（和によって表される。送信パルスの引き込み信号が 対向装置から受信された時、受信信号は損失の５特性に従って減算する。ＡＧＣ をトレーニングする間、受信信号のパワーが計算され、パワー計算に基づいて最 適利得Ｇ、をもとの送信パルスを再生するように選択する。すなわち、ＡＧＣを トレーニングすると・、歪みのある受信信号が増幅され、これによって、波形の 点ではもとの送信パルスの再生を行うことができる。

第２１図に示すようにＪＴＡＧＣ等化器によって形成された波形は、送信路が送 信路のパルス幅Ｔよりずっと長いならば、送信パルスのパルス幅Ｔよりもより長 いパルスを受信することになるので、大きな波形歪みを持つ波形信号を生ずる。

この波形信号は３ｄＢステツプの精度でもとの送信パルスを与えるように粗調増 幅器によって再生される。

これは粗調制御であるので、粗パルスが再生される０次に、微調増幅器を使って パルスが更に０．２ｄＢステツプの精度まで補正され、それによって送信パルス と同じパルスを再生する。送信パルスの長さは非常に短いので、受信信号のパル ス幅Ｔは送信パルスのパルス幅Ｔと同様となり、より歪みの少ない受信信号を生 ずることができる。第２１Ｂ図において受信信号は送信パルスをＯＦ倍で乗算す ることによって得られ、その結果もとのパルスを再生する。この場合、最適Ｇｙ がＡＧＣによって決定される。エコーが０１倍されるとき、もとの送信信号に対 応する値を持つエコーレプリカ信号が得られる。Ｇ１については、エコーレプリ カ信号がＧ　ｒ　／　Ｇ　を倍されてここでは受信信号がエコーをＧｒ倍するこ とによって得られる。実際のエコーと訂正されたエコーレプリカ信号との差はほ ぼ０である。上述したように、エコーキャンセラが等他界の後に設けられた場合 であってもエコーキャンセラはエコーをトレーニングすることができる。

第２２図はハイブリッド回路の実施例の回路図である。

送信信号の電圧は２．．２．で分割され、ハイブリッド変圧器ＨＹＢを介して伝 送路へ送信される。この場合装置内における基準電圧が接地され、送信パルスの 基ｊ１！電圧は変圧器の２次側の一端子である。変圧器の１次側の差電圧は、接 地からフローティングであるので送信路へと送信される。

２、とＺｌで分割された送信信号の電圧は差分増幅器３９のマイナス端子に加え る。従って、信号を送信する時、Ｚｌを送信路からみて得られたインピーダンス ２．に等しく決定する時、送信信号に基づく差信号は０となる。しかし、Ｚｌは 一般的にＺ、とは等しくできない、そのなめエコー信号が受信側にリークする。

受信信号は変圧器入力を介して差分増幅器のプラス側への電圧に変換される。こ の場合、差分増幅器３９のマイナス端子はＯボルトである。受信されたパルスの 入力電圧に対応する電圧は差分増幅器の出力として表われる。

第２３図は本発明に従う伝送装置の初期引き込みのタイミング図である。

エコーキャンセラーが等他界の後に設けられた場合であってもエコーのトレーニ ングは等他界のトレーニングの前に行うことができる。第８図においてスイッチ ３０．３１のオン期間はそれぞれ１．とｔ２でありタイマによって決定される。

エコーキャンセラが送信パルスによって生ずるエコーをキャンセルするためにエ コーレプリカ信号を形成するには時間がかかるので、これがエコーキャンセラの トレーニング時間と呼ばれるものである。

第２３図に示すようにエコーキャンセラのトレーニングはその開始後１．以内に 完了する。それが完了した時、ＡＧＣのトレーニングが開始される。従って、１ ．＋１ｔの合計時間が送信パルスが他の装置から受信される前に経過してしまい 、受信信号のパワーが、最適利得を得るために計算される。ＡＧＣの引き込みは 開始した後１ｔで完了する０本発明に従うとスイッチ３０．３１はエコーキャン セラとＡＧＣとでトレーニングを計２回行うようにＭ御される。

第８図のスイッチ３０がＧ＋側に倒された時スイッチ３１は固定値“１”側に倒 されて、エコーキャンセラーのトレーニングが利得Ｇ＋について行われる。エコ ーキャンセラのエコーレプリカの乗算率にはスイッチ３１によって１に設定され る。ＡＣＣＩ−レーニングの始めから終わりまで、スイッチ３０はＧＦ側に倒さ れてスイッチ３１はＧ　ｒ　／　Ｇ　Ｉを選択するように制御される。すなわち 、等他界の利得ＣＦ補正部２３によって計算され、スイッチ３１はその出力によ ってエコーレプリカの増幅率を与えるようにオンされる。

第２４図は第１３図に示した５等他罪の初期引き込み方法を示すタイミングチャ ートである。ｔ３はＡＧＣ引き込みの始めから終わりまでの時間である。粗調パ ワー演算から所要時間ｔ、でまず行われる。これが完了した時に粗調利得設定デ コーダの出力が決定されて粗調利得コードが設定される。それから微調パワー演 算が所要時間１Ｓで行われる。ａｕｇパワー演算は合計時間ｔ、後に終わり、第 １５図の微調利得設定デコーダは微調利得コードを設定する。

すなわち、時間ｔ３ｍｌ、＋ｔ、はＡＧＣの始めから終わりまでの時間に対応し 、その引き込み時間は周波数シフトサンプリングによって決定される。ＡＧＣ） レーニングが完了した後で、その装置は通常のスイッチ状態に戻る。従って、通 常の周波数サンプリングが行われる。

第２５図はＡＧＣとエコーキャンセラの引き込み期間におけるスイッチ３０．３ １のスイッチングのためのタイミングチャートの第２の実施例である。ｔ、はエ コーキャンセラ引き込みの始めから終わりまでの時間である。この場合において スイッチ３０はＧ、側に倒され、スイッチ３１は固定値１側に倒される０等化器 の利得はＧ、に固定され、エコーレプリカの利得は１である。エコーキャンセラ の引き込みが完了した時、ＡＧＣ引き込みが開始し、スイッチ３０はＧＦ側に倒 されてスイッチ３１はＧ　ｒ　／　Ｇ　ｒが出力される側へ倒される。ＡＧＣ） レーニングは時間ｔ７後に完了し、その後最適Ｇ、が得られる。このＧ、はＧ　 Ｆ　／　Ｇ　ｒを計算するために用いられる。残留エコーを補正するために、エ コーキャンセラ引き込みがＡＧＣ引き込みが完了した後にエコーキャンセラ内で 再び開始され、タップ係数の補正を開始する。タップ係数の補正と初期引き込み の補正は時間ｔ、後に完了する。この点でスイッチ３１は利得“１′側へ倒され て装置を通信状態へと導入する６本発明によるとエコーキャンセラが等他界の後 にある場合も、伝送装置の初期引き込みをトレーニングの順序によらずに行うこ とができる。

エコーキャンセラの引き込みがＡＧＣの引き込みの前に行われる規則のもとでも 最適の引き込みを行うことができる。たとえエコーキャンセラトレーニングが自 動等他界のトレーニングに後に行われる場合でも伝送装置の初期引き込みが実現 できる。

第８図に示される本発明の実施例においてはＡ／Ｄ変換器２８が線路等他界２２ の後に配設されるが、しかしこれは線路等化器２２の前に配置されてもよく、こ れによって線路等化器２１がディジタル処理を行うことができる。

更に、エコーレプリカ信号の補正は十分でない場合には、エコーキャンセラはエ コーを抑制して通信中に適応動作を維持することができる。

伝送装置のトレーニングが自動等化器とその次にエコーキャンセラの順序で従来 例のように行われる場合にはスイッチ３０．３１は第８図に図示されるように位 置に設定されてもよい。

上述したように、現在の伝送装置の初期引き込み方法に従い、自動等化器はまず 初期利得に固定されてエコーキャンセラの引き込みを行い、その後自動等他界の 最適利得が得られる。最適利得と初期利得の比が通信中にエコーレプリカ信号を 補正するために用いられる。従って、エコーキャンセラが自動等化器の後に設け られたとしても、初期引き込みを引き込みの順序に独立に実現される。したがっ て、この伝送装置の設計は、よりフレキシブルになりその費用は減少を制限する 。

上述したように伝送装置は伝送路を通過する信号の劣化を補償するための自動等 化器を有し、この自動等化器は、演算を行うために受信信号をＡ／Ｄ変換する方 法を用いる。

通常のデータ伝送の開始以前に送受信信号間に相互同期を実現するために、ＡＧ Ｃとエコーキャンセラの引き込みが初期引き込みとして行われる。Ａ／Ｄ変換器 が内蔵された自動等化器の初期引き込みにおいては、そのＡ／Ｄ変換器をサンプ リングするためのサンプリング速度を如何に決定するかの問題がある。

Ａ／Ｄ変換器のサンプリングの周波数は伝送速度辷対応する。初期引き込みはサ ンプリング周波数から所定量だけシフトした周波数で行われる。適当な周波数が トレーニングが完了した後で決定される。この新しい方法について後述する。

第２６Ａ図及び第２６Ｂ図はそれぞれ従来例のサンプリング方法の動作と本発明 のサンプリング方法を示す。一般的にいって自動等化器の引き込みは伝送装置の 初期引き込み期間に行われる。正しい受信信号が再生された時、クロック信号の タイミング情報がＰＬＬによって達成できる。

従って、初期引き込みの時点ではタイミングすなわち受信信号の位相情報は得る ことはできない、従って、第２６Ａ図に示すように、タイミング情報がない期間 ＡＧＣ引き込みを行うためには受信された受信信号がＮＸｆ、のサンプリング周 波数でＡ／Ｄ変換されなければならない、受信信号速度すなわち伝送路速度ｆ、 の２倍の周波数以上である。

すなわち、４０は受信信号であり、Ｔは周期でありＴの逆数は伝送路速度であっ てすなわち周波数ｆ６である。Ａ／Ｄ変換を行うためのサンプリング周波数は第 ２６Ａ図の下方に矢印で示された位置にサンプルとして示されている。

この期間はＴ／Ｎである。従うて、高速サンプリング周波数を存するＡ／Ｄ変換 器を内蔵した自動等化器が集積化して設けられた時、伝送装置の経済性と小型化 と高信顛性を達成することは難しい、近年観察されているように、伝送路速度が 伝送容量の増加に伴って増加している。これが大きな問題を生ずる。従って、現 在の本実施例の目的はサンプリング速度が低いＡ／Ｄ変換器に内蔵された自動利 得制御装置を提供するものである。

サンプリング方法を提供するために、伝送路速度ｆ、から所定量だけシフトされ た周波数がサンプリング周波数として用いられ、その後サンプリング速度は伝送 速度へすなわちボーレイトへ設定される。

第２７図は本実施例のＡ／Ｄ変換器４１の概念図であり、第２６Ｂ図は本発明の サンプリングの動作図である。

サンプリング周波数の初期引き込み時においては、第２７図に示された自動等化 器の初期引き込み方法は、初期引き込みに対すサンプリング周波数がボーレイト ｆ８に関しｆ８＋Δで決定され引き込み完了した時点でサンプリング周波数ｆ１ に戻される。受信信号のタイミング情報を得られる前の伝送装置内におけるＡ／ Ｄ変換器４１のサンプリング位相は、受信信号位相に対しマスタースレーブ源発 振器間の周波数誤差（通常約Ｏ〜数千ｐｐｍ）によって決まる速度で自走する。

第２６Ｂ図に示すように、本発明はサンプリング周波数を伝送路速度ｆ８から所 定量±Δだけシフトされた値にセットしこれによってｆ、±Δのサンプリング周 波数を与える。第２６Ｂ図におけるアナログ波形は線路等化器の出力である。も しサンプリング周波数がｆ、−Δに設定された場合は、サンプリング位置は伝送 路の周期Ｔに関して周期１’＋ｔであるように決定される。この場合、サンプリ ング周波数ｆ、すなわち周期Ｔをもつ場合よりもより安定なパワーを得ることが できる。もしこのシフトサンプリングが、周期Ｔをｔだけシフトすることによっ て行われるならば、すなわちサンプリング周波数がｆ、−Δとして決定されるな らば、初期サンプリング点は、線路等化器からの出力アナログ波形上にマークに よって示されたボーレイトサンプリング点と同じとなる。しかしながら、次のサ ンプリング点がＴｉｔ時間後に生じ、２（Ｔ＋ｔ）時間後にその次が、及び３（ Ｔ＋ｔ）時間後にさらにその次が起こる。従って、最初の点はサンプリング周波 数の周期Ｔからｔシフトされ、第２の点は２ｔだけシフトされ、第３の点は３【 だけシフトされる。これは等他界からの出力信号の波形が長期間観察された時に は走査されるということを意味している。従って、パワー演算はほぼ正確に行う ことができる・すなわち、正しいパワー演算結果が得られ、その引き込みが行わ れる。その引き込みが完成した後では、サンプリング周波数は伝送路速度ｒ、に 切り替えられてＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数がそれが伝送速度近くに到達 するまで減少される。

第２８図に示された自動等他界の初期引き込みシステムに従うと、本実施例は第 ８図と同様にアナログ線路等他界４２、Ａ／Ｄ変換器４３、パワー演算回路４４ 、ＡＧＣ回路４５および分周器４６からなる０発振周波数ｆ１の源発振器４７と 初期引き込みに対する発振周波数ｆｍＺＯ源発振器４８が設けられて、それらは スイッチ４９によって制御される。その後分周器４６の分周率は発振周波数ｆ１ から伝送路速度ｆ１へと変化するような値として決定される。

この場合において発振周波数ｆａｔは周波数ｆ８−Δ（ｆ。

＋Δも用いる）へ分周される。所定値±Δは例えばｆ、の２０％の値が用いられ る。この場合においてｆ、　＝−０，８ｆ。

であって、第２６Ｂ図に示されたｔの周期は０．２Ｔである。

第２８図に示される実施例の動作を以下に説明する。

スイッチ４９はまず第２８図に示された位置にスイッチされて発振周波数ｆ、２ が分周器４６によって分周されて０゜８ｆ、のサンプリング周波数がＡ／Ｄ変換 器４３に与えられる。

Ａ／Ｄ変換器４３は線路等他界４２によって等化される受信信号のサンプリング を行う、従って、ランダムサンプリング値Ｘ、が得られる。パワー演算部４４は サンプリング値Ｘゎに基づいて平均パワーＥ　（Ｘ、、”　）を得る。この演算 によって得られる結果はＡＧＣ回路４５にフィードバックされてこの回路はその 受信信号を走査して最適利得を与える。

最適利得が与えられた時、ＡＧＣ回路４５は信号をトレーニングの完了を示すス イッチ４９へ送信しそれを源発振器４７の側へとスイッチする。

従って、伝送路速度ｆ、に等しいサンプリング周波数が周波数分周器４６からＡ ／Ｄ変換器４３へ与えられる。その後、サンプリングは伝送路速度に従って行わ れ、てそのシステムが通信中であるときに自動等化動作を行うようになされる。

本発明はディジタル加入者線（ケーブル）等に通用される。引き込みが完了した 後はアナログ波形は再生される必要はなく、サンプリングは伝送路速度で行われ る。

第２８図に示される実施例ではアナログ信号領域において線路等化器４２を実現 する。しかし、それはＡ／Ｄ変換器４３の後に設けてもよい、それから受信信号 がディジタル信号に変換された後に等化動作が行われてもよい。

第２８図および第２９図に示す実施例では２つの発振器を用いるが、但し、その 発振器５０が第３０図に示す実施例におけるように使われてもよい、源発振器５ ０の発振周波数が分周器５１と５２に与えられ、それらはそれぞれ１／ｆ−＋及 び２／ｆ、ｚの分周比を有する０分周器５１．５２はサンプリング周波数ｆ、と ｆ、−Δを生じ、スイッチ５３はＡＧＣ回路４５からの引き込み完了信号に従っ て変化する。Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数の切り替え動作を行うこ とも可能である。

上述したように本発明のサンプリング方法は伝送速度をトレーニング時に所定期 間だけシフトさせ、伝送装置に内蔵されたＡ／Ｄ変換器のサンプリングを行うも のである。

サンプリングが完了した時、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数がボーレットに 切り替えられ、すなわち伝送路速度に切り替えられる。従って、本発明はＡ／Ｄ 変換器の動作速度に対する要求を満たしそしてそれが簡単にＬＳＩの中に組み込 まれることができるので、装置のコストを下げることができる。

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Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. １．エコーキャンセラと自動等化器からなる伝送装置の引き込みを行う初期引き 込み装置であって、自動等化器の利得を初期利得に設定する手段と、送信トレー ニング信号を送信し前記エコーキャンセラをトレーニングして前記送信トレーニ ング信号に従ってエコーレプリカを生ずる手段と、 前記自動等化器を受信トレーニング信号に従って応答するようにトレーニングし 適当な利得を生ずる手段と、前記適当な利得と前記初期利得とを比較して前記エ コーキャンセラからの前記エコーレプリカ信号を補正する手段からなることを特 徴とする初期引き込み装置。
2. ２．前記エコーキャンセラは前記自動等化器の後に設けられたことを特徴とする 請求項１記載の初期引き込み装置。
3. ３．エコーキャンセラと自動等化器からなりエコーキャンセラが前記等化器の後 ろに設けられた伝送装置をトレーニングする初期引き込み装置であって、自動等 化器の利得を初期利得に該初期利得が固定されるように設定する手段と、 送信トレーニング信号を送信し前記エコーキャンセラをトレーニングして前記送 信トレーニング信号に従ってエコーレプリカ信号を発生する手段と、 最適利得を生ずるために受信トレーニング信号に従って応答するように前記自動 等化器をトレーニングする手段と、前記最適利得を前記初期利得で除算し前記エ コーレプリカ信号を前記除算によって得られた結果で乗算して伝送中に前記エコ ーレプリカ信号を補正する手段とからなることを特徴とする初期引き込み装置。
4. ４．前記エコーキャンセラの前記固定利得は１であることを特徴とする請求項３ 記載の初期引き込み装置。
5. ５．伝送線を介して送信信号を送信し他局からの信号を受信するハイプリッド回 路手段と、 パルスが他の装置に送信された時、前記ハイプリッド回路の受信信号線上の漏洩 信号あるいは他の装置からの信号を受信し、受信信号のパワーから受信信号の利 得を得、最適利得を得るために受信信号の利得を等化する自動等化手段と、 前記自動等化器手段の後に設けられるとともに、残留エコー信号を最小にするた めに前記装置が送信パルスを受信した後にエコーレプリカ信号を出力するエコー キャンセル手段と、 前記最適利得を用いて、前記エコーキャンセル手段からのエコーレプリカ信号出 力の利得を補正する利得補正手段と、 前記利得補正が前記エコーレプリカ信号に加えられた後のエコーレプリカ信号と 前記自動等化手段の出力信号の差を得てエコー残留信号を形成する減算手段とか らなることを特徴とする初期引き込み装置。
6. ６．前記利得補正手段は前記利得の補正前に初期利得を１に設定する手段と、 最適利得と前記初期利得の間の関係を得る手段と、前記最適利得と前記初期利得 との間の関係を前記エコーキャンセル手段の出力に与える手段とからなることを 特徴とする請求項５記載の伝送装置の初期引き込み装置。
7. ７．前記関係は前記最適利得を前記初期利得で割ることにより得られることを特 徴とする請求項６記載の伝送装置の初期引き込み装置。
8. ８．前記自動等化手段は前記ハイプリッド回路からの入力を受信し、可変利得に より該入力を乗算する線路等化手段と、前記線路等化手段に接続されたＡ／Ｄ変 換器と前記Ａ／Ｄ変換器手段に接続され前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号のパワーを 演算し、この演算された値に基づいて前記線路等化手段の前記可変利得を制御す る自動利得制御手段と、前記初期利得または前記最適利得を選択するスイッチン グ手段とからなることを特徴とする請求項５記載の伝送装置の動作装置。
9. ９．前記エコーキャンセル手段はトランスパーサルフィルタからなることを特徴 とする請求項５記載の装置。
10. １０．前記線路等化器は伝送線路の線路損失を補償するため利得を生ずる粗調増 幅器と微調増幅器とからなることを特徴とする請求項８記載の伝送装置を動作す る初期引き込み装置。
11. １１．前記自動利得制御回路はパワー演算手段とパワー演算の結果に従って前記 線路等化手段の利得を設定するためにスイッチング素子の接続状態を選択して制 御信号を出力する利得設定手段とからなることを特徴とする請求項８記載の伝送 装置の初期引き込み装置。
12. １２．前記エコーキャンセル手段は送信信号のパターンを設定するシフトレジス タ手段と、前記シフトレジスタ手段により得られたパターンによって指示された アドレスに従ってエコーレプリカ信号を出力するメモリ手段とからなりテーブル 参照型エコーキャンセラを形成することを特徴とする請求項５記載の伝送装置を 動作する初期引き込み装置。
13. １３．前記利得設定手段はパワー計算結果に基づいて前記粗調増幅器の利得を設 定するために粗調制御コードを発生する第１のデコーダと、 パワー計算の結果から前記微調増幅器の利得を設定するために微調制御コードを 発生する第２のデコーダとからなることを特徴とする請求項１１記載の伝送装置 を動作するための初期引き込み装置。
14. １４．前記第１および第２のデコーダはＲＯＭからなることを特徴とする請求項 １３記載の伝送装置の初期引き込み装置。
15. １５．前記利得制御手段の利得は目標パワーと入力信号のパワー演算によって得 られたパワーとの差を表わすデシベル値を与えるテーブルより得られることを特 徴とする請求項８記載の伝送装置の初期引き込み装置。
16. １６．Ａ／Ｄ変換器を内蔵する自動等化器を有する初期引き込み装置において、 伝送速度に対応した周波数ｆｓから所定量シフトさせることによって得られたサ ンプリング周波数（ｆｓ±Δ）を使用して前記Ａ／Ｄ変換器の初期引き込みを行 う手段と、前記初期トレーニング動作が完了した時にサンプリング周波数として 周波数ｆｓを設定する手段とからなることを特徴とする初期引き込み装置。
17. １７．前記周波数ｆｓは伝送ポーレイトに等しいことを特徴とする請求項１６記 載の初期引き込み装置。
18. １８．第１の周波数或いは第２の周波数を選択する手段と、前記選択手段によっ て決定された周波数を割算する手段と、前記周波数手段からの出力信号に基づい てＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を生ずる手段とを設けたことを特徴とする 請求項１６記載の自動等化器の初期引き込み装置。
19. １９．前記線路等化手段は前記Ａ／Ｄ変換器の出力に接続された等化器であり、 受信信号が前記Ａ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された後にディジタ ル形で線路等化動作を行う請求項１６記載の自動等化器の初期引き込み装置。
20. ２０．Ａ／Ｄ変換器を含む自動等化器の初期引き込み装置であって、Ａ／Ｄ変換 器のサンプリング周波数は伝送速度（ｆｓ）に対応し、初期引き込みは前記サン プリング周波数から所定値だけシフトされた周波数（ｆｓ±Δ）を設定すること によって行われ、前記初期引き込みが完了した時には前記サンプリング周波数が サンプリング周波数として設定される初期引き込み装置。