JPS6022833A - エコ−・キヤンセラ - Google Patents
エコ−・キヤンセラInfo
- Publication number
- JPS6022833A JPS6022833A JP13021383A JP13021383A JPS6022833A JP S6022833 A JPS6022833 A JP S6022833A JP 13021383 A JP13021383 A JP 13021383A JP 13021383 A JP13021383 A JP 13021383A JP S6022833 A JPS6022833 A JP S6022833A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- gain
- signal
- variable
- amplifier
- variable gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、′或話線を２＠−４線変喚する１９生じる反
響信号を効果的に除去し得るエコー・キャンセラの改良
に関する。
響信号を効果的に除去し得るエコー・キャンセラの改良
に関する。
電話回線には２＠回線（！：４線回線がちり、この両者
が混在していることは周知のとうりである。
が混在していることは周知のとうりである。
両者の接続は通常ハイブリッド回路を用いて行われる。
ところがこのハイブリッド回路キ′・電話回線とは回線
の接続状況やその他の理由によって多少ともインピーダ
ンスの不整合を生じていることが多い。この為、ハイブ
リッド回路において信号の廻り込み、即ち反響信号が生
じ、しばしば通話障害やハウリングの発生を招いている
。第１図は、ハイブリッド回路（１）における反響信号
発生の様子を示している。すなわち図においてハイブリ
ッド回路（１）の左側が４線回線、右側が２線回線であ
り、Ｕは上り信号、Ｄは下り信号、そしてＥが反響信号
である。
の接続状況やその他の理由によって多少ともインピーダ
ンスの不整合を生じていることが多い。この為、ハイブ
リッド回路において信号の廻り込み、即ち反響信号が生
じ、しばしば通話障害やハウリングの発生を招いている
。第１図は、ハイブリッド回路（１）における反響信号
発生の様子を示している。すなわち図においてハイブリ
ッド回路（１）の左側が４線回線、右側が２線回線であ
り、Ｕは上り信号、Ｄは下り信号、そしてＥが反響信号
である。
そこで、上記ハイブリッド回路（１）の反響路特性をイ
ンパルス応答の形で推定し、このインパルス応答に従っ
て擬似反響信号を生成して廻込み信号（反響信号）より
差引くことにより、通話障害やハウリングの発生を防ぐ
エコーキャンセラが種々研究されている。
ンパルス応答の形で推定し、このインパルス応答に従っ
て擬似反響信号を生成して廻込み信号（反響信号）より
差引くことにより、通話障害やハウリングの発生を防ぐ
エコーキャンセラが種々研究されている。
第２図は、従来のエコーキャンセラの一例を示したもの
である。図において、（１）はノ・イブリッド回路、（
２）はＡ／Ｄ変換器、（３）は可変タップ利得トランス
バーサルフィルタ、（４）はＡ／Ｄｉ換！、（５）は減
算器、（６）はＤ／Ａ変換器、（７）は低域ｒ波器。
である。図において、（１）はノ・イブリッド回路、（
２）はＡ／Ｄ変換器、（３）は可変タップ利得トランス
バーサルフィルタ、（４）はＡ／Ｄｉ換！、（５）は減
算器、（６）はＤ／Ａ変換器、（７）は低域ｒ波器。
（８）はタップ利得制御回路である。可変タップ利得ト
ランスバーサルフィルタ（３）のタップ利得は反響路の
インパルス応答に一致すべく、タップ利得制御回路（８
）によって設定される。この結果可変タップ利得トラン
スバーサルフィルタ（３）により、反響信号の推定値が
生成される。これを廻込み信号から減算器（５）におい
て差引くことにより１反響信号の消去がおこなわれる。
ランスバーサルフィルタ（３）のタップ利得は反響路の
インパルス応答に一致すべく、タップ利得制御回路（８
）によって設定される。この結果可変タップ利得トラン
スバーサルフィルタ（３）により、反響信号の推定値が
生成される。これを廻込み信号から減算器（５）におい
て差引くことにより１反響信号の消去がおこなわれる。
タップ利得節」御回路（８）で用いられる、タップ利得
の修正アルゴリズムには最急降下法、学習同定法、など
がある。この詳細については。
の修正アルゴリズムには最急降下法、学習同定法、など
がある。この詳細については。
５ｏｎｄ ｉ 、 ＭＭ、 ｉ″Ａｎ ａｄａｐｔｉｖ
ｅ ｅｃｈｏ ｃａｎｃｅｌｌｅｒ”、 Ｂ 、Ｓ。
ｅ ｅｃｈｏ ｃａｎｃｅｌｌｅｒ”、 Ｂ 、Ｓ。
Ｔ、Ｊ、、４６，３．Ｐ、４９７ （１９６７）板金、
西用、二〇学習同定法を用いたエコーキャンセラのエコ
ー打消し特性につ いて“、信学論囚、Ｊ６０−Ａ。
西用、二〇学習同定法を用いたエコーキャンセラのエコ
ー打消し特性につ いて“、信学論囚、Ｊ６０−Ａ。
１１（昭５２）
等に記載されている。
一方第３図に示す構成のエコーキャンセラを従来よ（用
いられている。（９）はサンプルホールド回路（８／Ｉ
（） 、 （１０）はＤ／Ａ変換器、（１１）はＡ／１
）変換器、（１２）は低域ｆ波器である。第２図、車３
図ともエコーキャンセラの動作原理は同じであるが、第
２図では反響信号の打消しをデジタルでおこなっている
のに対し、第３図ではアナログでおこなっているのが異
なる。
いられている。（９）はサンプルホールド回路（８／Ｉ
（） 、 （１０）はＤ／Ａ変換器、（１１）はＡ／１
）変換器、（１２）は低域ｆ波器である。第２図、車３
図ともエコーキャンセラの動作原理は同じであるが、第
２図では反響信号の打消しをデジタルでおこなっている
のに対し、第３図ではアナログでおこなっているのが異
なる。
しかしながら、このような従来のエコーキャンセラにお
いては次の点が問題点として残されている。すなわちノ
・イブリッド回路（１）からの出力信号ｙ （ｔ）のレ
ベルは、回線の接続状況により大幅に変動する。ｙ （
ｔ）のレベルが小さい場合には、第２図のＡ／Ｄ変換器
（４）、第３図のＡ／Ｄ変換器（１１）は入力レンジの
一部しか利用されないことになる。
いては次の点が問題点として残されている。すなわちノ
・イブリッド回路（１）からの出力信号ｙ （ｔ）のレ
ベルは、回線の接続状況により大幅に変動する。ｙ （
ｔ）のレベルが小さい場合には、第２図のＡ／Ｄ変換器
（４）、第３図のＡ／Ｄ変換器（１１）は入力レンジの
一部しか利用されないことになる。
さらに、可変タップ利イ’４ ｌ・ランスノ（−サルフ
ィルタ（３）、タップ利得制御回路（８）の演算精度も
生かせない。これにより、相対的な量子化雑音が増加し
。
ィルタ（３）、タップ利得制御回路（８）の演算精度も
生かせない。これにより、相対的な量子化雑音が増加し
。
ＳＮ比が劣化する。一方、ｙ（ｔ）のレベルが大きい場
合には、第２図のＡ／Ｄ変換器（４）、第３図の〜勺変
換器（１１）が飽和し、エコーキャンセラが誤動作する
可能性がある。
合には、第２図のＡ／Ｄ変換器（４）、第３図の〜勺変
換器（１１）が飽和し、エコーキャンセラが誤動作する
可能性がある。
この問題を解決するために、第４図のように、Ａ Ｇ
Ｃ（１，３）を挿入することも考えられる。この場合Ａ
ＧＣの利得は毎時側変動するのでＡＧＣを含む反響路の
インパルス応答も常時変動することになる。第４図の構
成ではこのインパルス応答の変動をエコーキャンセラの
追従能力でまかなわなければならない。しかしエコーキ
ャンセラは準定常的な反響路特性には追従することがで
きるがこのような速い動きには追従できない。この結果
エコーキャンセラの消去性能が大幅に劣化するという問
題点があった。
Ｃ（１，３）を挿入することも考えられる。この場合Ａ
ＧＣの利得は毎時側変動するのでＡＧＣを含む反響路の
インパルス応答も常時変動することになる。第４図の構
成ではこのインパルス応答の変動をエコーキャンセラの
追従能力でまかなわなければならない。しかしエコーキ
ャンセラは準定常的な反響路特性には追従することがで
きるがこのような速い動きには追従できない。この結果
エコーキャンセラの消去性能が大幅に劣化するという問
題点があった。
この発明は上述した従来のエコーキャンセラの欠点に鑑
みてなされたもので、その目的とするところはエコーキ
ャンセラのシステム構成に適合した可変利得増幅器とそ
の利得制御回路を設けＡ／Ｄ変換器のダイナミックレン
ジを有効に利用し、このＡ／Ｄ変換器で発生する量子化
雑音を低下させ、以って性能の良いエコーキャンセラを
提供することにある。
みてなされたもので、その目的とするところはエコーキ
ャンセラのシステム構成に適合した可変利得増幅器とそ
の利得制御回路を設けＡ／Ｄ変換器のダイナミックレン
ジを有効に利用し、このＡ／Ｄ変換器で発生する量子化
雑音を低下させ、以って性能の良いエコーキャンセラを
提供することにある。
本発明はトランスバーサルフィルタの出力および２＠−
４線変換装置から出力される４線側信号をそれぞれ第１
および第２の可変利得増幅器ｌこよって増幅し、その出
力を互いに減算して残差信号更にこの残差信号を第３の
可変利得増幅器で増幅し、この信号に応じてトランスバ
ーサルフィルタのタップ利得ｆ １１７１Ｊ Ｉａする
よ゛うにしたものであり、特に前記第１乃至第３の可変
利得増幅器の利得は２線−４線変換器の４線側信号の大
きさに応じて前記第２の可変利得増幅器の利得をＧとし
たとき第１の可変利得増幅器の利得がＧ／Ｇ、 （Ｇｏ
は定数）、第３の可変利得増幅器の利得がＧｏ ／Ｇと
なるように利得制御回路により制御されるようにしたも
のである。
４線変換装置から出力される４線側信号をそれぞれ第１
および第２の可変利得増幅器ｌこよって増幅し、その出
力を互いに減算して残差信号更にこの残差信号を第３の
可変利得増幅器で増幅し、この信号に応じてトランスバ
ーサルフィルタのタップ利得ｆ １１７１Ｊ Ｉａする
よ゛うにしたものであり、特に前記第１乃至第３の可変
利得増幅器の利得は２線−４線変換器の４線側信号の大
きさに応じて前記第２の可変利得増幅器の利得をＧとし
たとき第１の可変利得増幅器の利得がＧ／Ｇ、 （Ｇｏ
は定数）、第３の可変利得増幅器の利得がＧｏ ／Ｇと
なるように利得制御回路により制御されるようにしたも
のである。
本発明によれば、可変利得増幅器により、常時入力信号
のレベルを最適に制御できる。また、可変利得増幅器に
よって可変利得増幅器の利得変動に起因する反響路変動
を吸収することができる。
のレベルを最適に制御できる。また、可変利得増幅器に
よって可変利得増幅器の利得変動に起因する反響路変動
を吸収することができる。
したがって１本発明によれば、エコーキャンセラの追従
能力に負担をかけることな（、入力信号のレベルを最適
に制御することができ、これによりＡ／Ｄ変換器のダイ
ナミックレンジの利用率がられる効果は大きい。
能力に負担をかけることな（、入力信号のレベルを最適
に制御することができ、これによりＡ／Ｄ変換器のダイ
ナミックレンジの利用率がられる効果は大きい。
第５図は本発明の一実施例を示すものである。
図中（１）はハイブリッド回路、（３）は可変タップ利
得トランスバーサルフィルタ、（５）は減算器、（８）
はタップ利得制御回路であってこれらは従来のエコーキ
ャンセラと同一である。
得トランスバーサルフィルタ、（５）は減算器、（８）
はタップ利得制御回路であってこれらは従来のエコーキ
ャンセラと同一である。
本発明は、これに可変利得増幅器（１４） 、 （１５
） 、 （１６）とそれに与えるべき利得を決定する利
得刊１ｍ回路（１７）とを付加し、利得制御回路（１７
）は、２線−４線変換袈置から出力される４線側信号を
得て利得を決定するものであって、可変利得増幅Ｄ （
１４）に与える利得をＧとすれば、可変利得増幅’４
（１５）に与える利得はＧ／Ｇｏ （Ｇｏは前もって決
定ばれた定数）、可変利得増幅器（１６）に与える利得
はＧ。
） 、 （１６）とそれに与えるべき利得を決定する利
得刊１ｍ回路（１７）とを付加し、利得制御回路（１７
）は、２線−４線変換袈置から出力される４線側信号を
得て利得を決定するものであって、可変利得増幅Ｄ （
１４）に与える利得をＧとすれば、可変利得増幅’４
（１５）に与える利得はＧ／Ｇｏ （Ｇｏは前もって決
定ばれた定数）、可変利得増幅器（１６）に与える利得
はＧ。
／Ｇであることを特徴とする。なお、エコーキャンセラ
自体の構成は第１図のようなデジタル減算形、或いは第
２図のようなアナログ減算形のいずれでもよいのは言う
までもない。
自体の構成は第１図のようなデジタル減算形、或いは第
２図のようなアナログ減算形のいずれでもよいのは言う
までもない。
次にこの装置の動作を説明する。ハイブリッド回路（１
）の反響′路応答の、１時間ごとのサンプル値をＣ（ｉ
Ｔ）（ｉは整数値）とする。また、可変利得増幅器（１
りの１時刻における利得をＧ （ｔ）とする。すると可
変利得増幅器（１４）を含む反響路応答はＧ（ｔ）、Ｃ
（ｉＴ）となり、可変利得増幅器（１４）の利得が変動
すＩｚば反響路応答も変動してしまう。
）の反響′路応答の、１時間ごとのサンプル値をＣ（ｉ
Ｔ）（ｉは整数値）とする。また、可変利得増幅器（１
りの１時刻における利得をＧ （ｔ）とする。すると可
変利得増幅器（１４）を含む反響路応答はＧ（ｔ）、Ｃ
（ｉＴ）となり、可変利得増幅器（１４）の利得が変動
すＩｚば反響路応答も変動してしまう。
そこで１本発明では、可変利得増幅器（１５）を設け、
その利得をＧ （ｔ）／ Ｇｏ に設定している。する
と可変タップ利得トランスバーサルフィルタ（３）に与
えるべきタップ利得は Ｇ。
その利得をＧ （ｔ）／ Ｇｏ に設定している。する
と可変タップ利得トランスバーサルフィルタ（３）に与
えるべきタップ利得は Ｇ。
となり、可変利得増幅器（１４）の利得変動によるタッ
プ利得の変動を抑えることができる。同様に、利得制御
回路（８）に与える残差信号も、可変利得増幅器、（１
６）を用いることにより、可変利得増幅器（１４）の影
響をなくすこ吉ができる。
プ利得の変動を抑えることができる。同様に、利得制御
回路（８）に与える残差信号も、可変利得増幅器、（１
６）を用いることにより、可変利得増幅器（１４）の影
響をなくすこ吉ができる。
なお、 Ｇｏはタップ利得レジスタのビット精度を有効
に利用するために設けた利得であって、その決定の方法
はついては後述する。
に利用するために設けた利得であって、その決定の方法
はついては後述する。
第６図は、本発明に用いる可変利得増１陥器（１４）
。
。
（１５） 、 （１６）の一実施例を示したものである
。（］８）はラダー抵抗、（１９）はスイッチ群、（２
０）は増幅器である。この可変利得増幅器の構成は一般
的であるから、詳細な説明は省略する。簡単に言えば、
スイッチ群（１９）によって増幅器（２０）に流れ込む
也流を制御し、それを増幅器（２０）によって直流−６
Ｌ圧変換するというのが基本原理である。なお、スイッ
チ群（１９）の切り換えは利得１４ＪＩＪ−回路（１７
）からの信号によっておこなわれる。エコー、キャンセ
ラの構成を第２図のようなデジタル減算形きした場合は
、可変利得増幅器（１５） （＋６）は単なる乗算器で
良い。
。（］８）はラダー抵抗、（１９）はスイッチ群、（２
０）は増幅器である。この可変利得増幅器の構成は一般
的であるから、詳細な説明は省略する。簡単に言えば、
スイッチ群（１９）によって増幅器（２０）に流れ込む
也流を制御し、それを増幅器（２０）によって直流−６
Ｌ圧変換するというのが基本原理である。なお、スイッ
チ群（１９）の切り換えは利得１４ＪＩＪ−回路（１７
）からの信号によっておこなわれる。エコー、キャンセ
ラの構成を第２図のようなデジタル減算形きした場合は
、可変利得増幅器（１５） （＋６）は単なる乗算器で
良い。
第７図は利得制御回路（１７）の実施例であって、（１
７１）はピーク値検出回路、（１７２）はＡ／Ｄ変換器
、（１７３）〜（１７６）はＩ１０ボート、（１７７）
はバス、（１７８）はマイクロプロセッサである。反響
信号を含んだ下り信号ｙ （ｔｌのレベルは、ビータ値
検出回路（１７１）によってまずピーク１直検出され、
このピーク値はＡ／Ｄ変換器（１７２）、工／′５ホー
ド（１７３）ヲ介してマイクロプロセッサ（１７８）に
読み込まれる。マイクロプロセッサ（１７８）は検出さ
れた信号レベルとプログラムで与えられた基準レベルと
を比較し、可変利得増幅器（１４）に与えるべき利得を
計算する。利得計算のアルゴリズムは槌々考えられるが
、単純には （但し、Ｖｄは検出された信号レベル、ｖｏは基準レベ
ル） により利得を決定すれば良い。こうして利得が決定する
と、工／７５ボート（１７４）を介して可変利得増幅器
（１４）に利得が与えられる。さらにＧ、＝ − ＧＯ ＧＯ Ｇ！ −− （ＧＯは前もって決定された定数） が計算され、それぞれＩ１０ポート（１７５）（１７６
）を介して可変利得増幅器（１５） （ｉｆｉ）に利得
が与えられる。
７１）はピーク値検出回路、（１７２）はＡ／Ｄ変換器
、（１７３）〜（１７６）はＩ１０ボート、（１７７）
はバス、（１７８）はマイクロプロセッサである。反響
信号を含んだ下り信号ｙ （ｔｌのレベルは、ビータ値
検出回路（１７１）によってまずピーク１直検出され、
このピーク値はＡ／Ｄ変換器（１７２）、工／′５ホー
ド（１７３）ヲ介してマイクロプロセッサ（１７８）に
読み込まれる。マイクロプロセッサ（１７８）は検出さ
れた信号レベルとプログラムで与えられた基準レベルと
を比較し、可変利得増幅器（１４）に与えるべき利得を
計算する。利得計算のアルゴリズムは槌々考えられるが
、単純には （但し、Ｖｄは検出された信号レベル、ｖｏは基準レベ
ル） により利得を決定すれば良い。こうして利得が決定する
と、工／７５ボート（１７４）を介して可変利得増幅器
（１４）に利得が与えられる。さらにＧ、＝ − ＧＯ ＧＯ Ｇ！ −− （ＧＯは前もって決定された定数） が計算され、それぞれＩ１０ポート（１７５）（１７６
）を介して可変利得増幅器（１５） （ｉｆｉ）に利得
が与えられる。
以後、定期的に以上の手順が繰り返される。
なお、定数Ｇｇ は１例えば「回線接続時、最初に得ら
れたＧの値をＧ。とじて選ぶ」などの方法により決定可
能である。この他種々の方法が考えられるが、Ｇｏ の
イ直がエコーキャンセラの特１生を左右することはほと
んどないので、最も簡単な上述の方法で充分である。
れたＧの値をＧ。とじて選ぶ」などの方法により決定可
能である。この他種々の方法が考えられるが、Ｇｏ の
イ直がエコーキャンセラの特１生を左右することはほと
んどないので、最も簡単な上述の方法で充分である。
第１図は、ハイブリッド回路における反響信号発生の様
子を示す図、第２図４′ｉエコーキヤンセラの従来例を
示す図、第３図はエコーキャンセラの他の従来例を示す
図、第４図は、エコーキャンセラに従来のＡＧＣをその
まま組み合わせた構成を示す図、第５図は本発明に係わ
るエコーキャンセラの構成図、第６図は可変利得増幅器
の構成げりを示す１図、ｍ７図は利得制御回路の構成例
を示す因である。 ｌ・・・ハイブリッド回路、２・・・Ａ／Ｄ変＠器、３
・・・可変タップ利得！・ランスバーサルフィルタ、４
・・・Ａ／Ｄ変換器、５・・・減算器、６・・・Ｄ／Ａ
変換器。 ７・・・低域ｒ波器、８・・・タップ利得制御回路、９
・・・サンプル参ホールド回路、１０・・・Ｄ／Ａ変換
器、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、１２・・・低域Ｐ波器、
１３・・・ＡＧＣ１１４・・・可変利得増幅器、１５・
・・可変利得増幅器、１６・・・可変利得増幅器、１７
・・・利得制御回路、１８・・・ラダー抵抗、１９・・
・スイッチ群、２０・・・増幅器、１７１・・・ピーク
値検出回路、１７２・・・Ａ／Ｄ変換器、１７３・・・
Ｉ１０ボート、１７４・・・Ｉ／６ポート、 １７５・
・・Ｉ１０ボート、 １７６・・・Ｉ１０ボー）、１７
７・・・バス、１７８ ・・・マイクロプロセッサ。 代理人弁理士 則 近 憲 佑（ほか１名）第１図 第３図 第４図 第５図 第７図
子を示す図、第２図４′ｉエコーキヤンセラの従来例を
示す図、第３図はエコーキャンセラの他の従来例を示す
図、第４図は、エコーキャンセラに従来のＡＧＣをその
まま組み合わせた構成を示す図、第５図は本発明に係わ
るエコーキャンセラの構成図、第６図は可変利得増幅器
の構成げりを示す１図、ｍ７図は利得制御回路の構成例
を示す因である。 ｌ・・・ハイブリッド回路、２・・・Ａ／Ｄ変＠器、３
・・・可変タップ利得！・ランスバーサルフィルタ、４
・・・Ａ／Ｄ変換器、５・・・減算器、６・・・Ｄ／Ａ
変換器。 ７・・・低域ｒ波器、８・・・タップ利得制御回路、９
・・・サンプル参ホールド回路、１０・・・Ｄ／Ａ変換
器、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、１２・・・低域Ｐ波器、
１３・・・ＡＧＣ１１４・・・可変利得増幅器、１５・
・・可変利得増幅器、１６・・・可変利得増幅器、１７
・・・利得制御回路、１８・・・ラダー抵抗、１９・・
・スイッチ群、２０・・・増幅器、１７１・・・ピーク
値検出回路、１７２・・・Ａ／Ｄ変換器、１７３・・・
Ｉ１０ボート、１７４・・・Ｉ／６ポート、 １７５・
・・Ｉ１０ボート、 １７６・・・Ｉ１０ボー）、１７
７・・・バス、１７８ ・・・マイクロプロセッサ。 代理人弁理士 則 近 憲 佑（ほか１名）第１図 第３図 第４図 第５図 第７図
Claims (1)
- 電話回線を２線−４線変換する除虫じる反響信号を打消
す装置であって、２＠−４線変換装置に入力さイする４
線側信号を得て第１の信号を生成するための可変タップ
利得トランスバーザルフィルタと、前記第１の信号を増
幅し擬似反響信号を生成するための第１の可変利得増幅
器と、帥記２線−４線変換装置から出力される４線側信
号を増幅して第２の信号２を得るための第２の可変利得
増幅器と、前記第２の信号から前記擬似反響信号を差し
引（ための減算器と゛、この減算器により得られた残差
信号を増幅して第３の信号を得るための第３の可変利得
増幅器と、この第３の信号の電力が減少するように前記
可変タップ利得トランスバーサルフィルタに与えるタッ
プ利得を修正するタップ利得制御回路と、前記２泉−４
線変換装置から出力される４線信号を得て前記第１乃至
第３の可変利得増幅器の利得を決定する利得制御回路と
を備え、前記利得制御回路は、前記第２の可変利イｒ＞
増幅器に与える利得をＧとしたとき前記第１の可変利得
増幅器に与える利得がＧ／Ｇｏ （Ｇｏは前もって決゛
泡された定数）、前記第３可変利得増幅器に与える利得
がＧｏ／Ｇとなるよう制御することを特徴とするエコー
・キャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13021383A JPS6022833A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | エコ−・キヤンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13021383A JPS6022833A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | エコ−・キヤンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022833A true JPS6022833A (ja) | 1985-02-05 |
Family
ID=15028790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13021383A Pending JPS6022833A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | エコ−・キヤンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022833A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02502509A (ja) * | 1988-06-17 | 1990-08-09 | 富士通株式会社 | 送受信装置に使用される初期引き込み装置 |
-
1983
- 1983-07-19 JP JP13021383A patent/JPS6022833A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02502509A (ja) * | 1988-06-17 | 1990-08-09 | 富士通株式会社 | 送受信装置に使用される初期引き込み装置 |
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