JPH10164687A - 適応反響補償の方法およびその配置 - Google Patents
適応反響補償の方法およびその配置Info
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- JPH10164687A JPH10164687A JP9314071A JP31407197A JPH10164687A JP H10164687 A JPH10164687 A JP H10164687A JP 9314071 A JP9314071 A JP 9314071A JP 31407197 A JP31407197 A JP 31407197A JP H10164687 A JPH10164687 A JP H10164687A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタルフィルタを使って、受信方向の信
号値と送信方向の信号値の間に不要な結合が生じる伝送
システムでの反響を補償する。 【解決手段】 適切な配置は、フィルタ係数（ｃｉ）
が、ＮＬＭＳアルゴリズムにしたがって連続計算される
第一のディジタルフィルタ（１）を含む。これらのフィ
ルタ係数（ｃｉ）は、重みを付けて記憶され、最適値は
第二のディジタルフィルタ（７）の調整に使われる。第
二のディジタルフィルタ（７）の出力信号（９）は、反
響の影響を受けた信号から減算され、反響のない出力信
号（１０）を生み出し、短時間の外乱であっても自然で
外乱のない伝送品質を大幅に向上させる。
号値と送信方向の信号値の間に不要な結合が生じる伝送
システムでの反響を補償する。 【解決手段】 適切な配置は、フィルタ係数（ｃｉ）
が、ＮＬＭＳアルゴリズムにしたがって連続計算される
第一のディジタルフィルタ（１）を含む。これらのフィ
ルタ係数（ｃｉ）は、重みを付けて記憶され、最適値は
第二のディジタルフィルタ（７）の調整に使われる。第
二のディジタルフィルタ（７）の出力信号（９）は、反
響の影響を受けた信号から減算され、反響のない出力信
号（１０）を生み出し、短時間の外乱であっても自然で
外乱のない伝送品質を大幅に向上させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信方向の信号経
路と送信方向の信号経路の間に不必要な結合が生じる伝
送システムにおける適応反響補償の方法および配置に関
する。このような方法は、例えば、双方向通話中の反響
阻止、長距離回線または２線／４線変換器を介したアナ
ログまたはディジタル信号の伝送、ＤＥＣＴ規格および
ＧＳＭ規格の移動無線網などに技術応用されている。
路と送信方向の信号経路の間に不必要な結合が生じる伝
送システムにおける適応反響補償の方法および配置に関
する。このような方法は、例えば、双方向通話中の反響
阻止、長距離回線または２線／４線変換器を介したアナ
ログまたはディジタル信号の伝送、ＤＥＣＴ規格および
ＧＳＭ規格の移動無線網などに技術応用されている。
【０００２】反響補償の基本的考え方には、実システ
ム、例えば双方向通話中のスピーカ−室−マイクロホン
システムのシミュレーションが含まれる。R. Wehrmann
他、「Signal processing method for improving voice
communication via intercom stations」, The Teleco
mmunications Engineer, Science and Life Publishers
Georg Heidecker GmbH, Erlangen, 48th、1994年10月、
27〜29ページを参照されたい。受話器に到達した信号は
次いで、実システムおよびシミュレーションされたシス
テムを通過する。シミュレーションシステムによって生
成された反響信号は、実反響信号から減算され、その結
果、見逃し誤りを除いて反響は補償される。
ム、例えば双方向通話中のスピーカ−室−マイクロホン
システムのシミュレーションが含まれる。R. Wehrmann
他、「Signal processing method for improving voice
communication via intercom stations」, The Teleco
mmunications Engineer, Science and Life Publishers
Georg Heidecker GmbH, Erlangen, 48th、1994年10月、
27〜29ページを参照されたい。受話器に到達した信号は
次いで、実システムおよびシミュレーションされたシス
テムを通過する。シミュレーションシステムによって生
成された反響信号は、実反響信号から減算され、その結
果、見逃し誤りを除いて反響は補償される。
【０００３】ディジタルフィルタ、特にＦＩＲ（有限イ
ンパルス応答）フィルタが特に適しているとされてい
る。
ンパルス応答）フィルタが特に適しているとされてい
る。
【０００４】図１によれば、ＦＩＲフィルタ１は、チェ
イン接続で切り換えられ、それぞれが入力信号の標本値
ｘ（ｋ−τ）を一つ記憶するｎ個のメモリ１
１、．．．、１ｎと、各メモリ１１、．．．、１ｎの出
力信号を一組のフィルタ係数ｃｉ（１≦ｉ≦ｎ）で増倍
的に重み付けするいくつかの掛算器２１、．．．、２ｎ
と、全ての荷重信号を出力信号４に加算する加算器３を
不可欠に備える。フィルタ係数ｃｉは、それぞれの実反
響に対応する信号をＦＩＲフィルタ１がシミュレーショ
ンし、この信号を被外乱信号から減算して反響を除去す
るように調整されなければならない。一般に、実際的な
操作による限りＦＩＲフィルタでは限られた精度でしか
反響をシミュレーションすることができないため、被外
乱信号から反響を完全に除去することはできず、したが
って、完全な反響補償は達成することは不可能で、反響
の減衰のみが可能である。
イン接続で切り換えられ、それぞれが入力信号の標本値
ｘ（ｋ−τ）を一つ記憶するｎ個のメモリ１
１、．．．、１ｎと、各メモリ１１、．．．、１ｎの出
力信号を一組のフィルタ係数ｃｉ（１≦ｉ≦ｎ）で増倍
的に重み付けするいくつかの掛算器２１、．．．、２ｎ
と、全ての荷重信号を出力信号４に加算する加算器３を
不可欠に備える。フィルタ係数ｃｉは、それぞれの実反
響に対応する信号をＦＩＲフィルタ１がシミュレーショ
ンし、この信号を被外乱信号から減算して反響を除去す
るように調整されなければならない。一般に、実際的な
操作による限りＦＩＲフィルタでは限られた精度でしか
反響をシミュレーションすることができないため、被外
乱信号から反響を完全に除去することはできず、したが
って、完全な反響補償は達成することは不可能で、反響
の減衰のみが可能である。
【０００５】この場合、フィルタ係数ｃｉの調整の正確
さが、反響減衰の達成可能性に重大な影響をおよぼす。
これは、正確な測定手段があれば達成することができ
る。このようなプロセスは、実反響のそれぞれの変化に
対して新しい測定を実行しなければならず、フィルタ係
数ｃｉの新しい調整が必要となるという不利益がある。
さが、反響減衰の達成可能性に重大な影響をおよぼす。
これは、正確な測定手段があれば達成することができ
る。このようなプロセスは、実反響のそれぞれの変化に
対して新しい測定を実行しなければならず、フィルタ係
数ｃｉの新しい調整が必要となるという不利益がある。
【０００６】ＮＬＭＳ（正規化最小平均自乗）アルゴリ
ズムに基づいたフィルタ係数ｃｉの自動調整による連続
測定の実施が知られている。これについては、R. Wehrm
ann他著、Signal processing method for improving vo
ice communication via intercom stations, The Telec
ommunications Engineer, Science and Life Publisher
s Georg Heidecker GmbH, Erlangen, 48th、1994年10
月、8〜10ページを参照されたい。時刻ｋにおけるフィ
ルタ係数ｃｉ（ｋ）は、時刻（ｋ−１）におけるフィル
タ係数から数式１で計算される。
ズムに基づいたフィルタ係数ｃｉの自動調整による連続
測定の実施が知られている。これについては、R. Wehrm
ann他著、Signal processing method for improving vo
ice communication via intercom stations, The Telec
ommunications Engineer, Science and Life Publisher
s Georg Heidecker GmbH, Erlangen, 48th、1994年10
月、8〜10ページを参照されたい。時刻ｋにおけるフィ
ルタ係数ｃｉ（ｋ）は、時刻（ｋ−１）におけるフィル
タ係数から数式１で計算される。
【０００７】
【数１】
【０００８】上式で、 ｃｉ（ｋ）＝時刻ｋにおけるｉ番目のフィルタ係数 α＝ステップ幅、０＜α≦２ ｙ（ｋ）＝時刻ｋにおける、減衰された反響を含んだマ
イクロホン信号の標本値 τ＝励振後、反響が起きるまでの最小遅延、スピーカか
らマイクロホンまでの最短の信号転送時間に対応する。
イクロホン信号の標本値 τ＝励振後、反響が起きるまでの最小遅延、スピーカか
らマイクロホンまでの最短の信号転送時間に対応する。
【０００９】ｎ＝フィルタの長さ ｘ（ｋ−τ−ｉ）＝スピーカ信号の標本値 Σｘ（．）＝フィルタ中の信号エネルギー 反響以外の外乱信号がなければフィルタ係数ｃは、ＮＬ
ＭＳアルゴリズムによって迅速かつ十分な精度で調整さ
れる。調整速度は本質的に、ステップ幅αによって決定
される。ステップ幅αが小さければ調整速度は小さい。
調整速度は、ステップ幅αが大きくなるにつれて増加
し、α＝２のとき最大値をとる。反響が、均一な広帯域
出力密度スペクトルを有する場合は、ＮＬＭＳアルゴリ
ズムによって良好な収束特性が得られる。
ＭＳアルゴリズムによって迅速かつ十分な精度で調整さ
れる。調整速度は本質的に、ステップ幅αによって決定
される。ステップ幅αが小さければ調整速度は小さい。
調整速度は、ステップ幅αが大きくなるにつれて増加
し、α＝２のとき最大値をとる。反響が、均一な広帯域
出力密度スペクトルを有する場合は、ＮＬＭＳアルゴリ
ズムによって良好な収束特性が得られる。
【００１０】例えば、正弦波信号などによる不適当な励
振が生じ、例えばその場所にいる話し手が話すときなど
外乱信号が存在する場合には、フィルタ係数ｃｉは、Ｎ
ＬＭＳアルゴリズムによって誤調整される。ステップ幅
αが大きいほど、これは速く発生する。フィルタ係数ｃ
ｉのこのような誤調整を防ぐため、ＮＬＭＳアルゴリズ
ムのフィルタ係数ｃｉ決定に適した信号状態が使用でき
るように、ステップ幅αの大きさをその時点の信号状態
の関数として制御することが知られている。ＤＥ ４４
３０ １８９を参照されたい。
振が生じ、例えばその場所にいる話し手が話すときなど
外乱信号が存在する場合には、フィルタ係数ｃｉは、Ｎ
ＬＭＳアルゴリズムによって誤調整される。ステップ幅
αが大きいほど、これは速く発生する。フィルタ係数ｃ
ｉのこのような誤調整を防ぐため、ＮＬＭＳアルゴリズ
ムのフィルタ係数ｃｉ決定に適した信号状態が使用でき
るように、ステップ幅αの大きさをその時点の信号状態
の関数として制御することが知られている。ＤＥ ４４
３０ １８９を参照されたい。
【００１１】フィルタ係数ｃｉの誤調整を招く信号状態
は、ステップ幅αの適応制御をおこなっても依然として
発生する。マイクロホンの出力での反響（図１の信号ｍ
ｓ（ｔ））に加えて外部の外乱源に起因する外乱信号が
生じた場合、ＮＬＭＳアルゴリズムに特に好ましくない
信号状態が発生する。このような外乱信号は、例えばそ
の場所にいる活発な話し手、または背景の雑音、Ａ／Ｄ
（アナログ−ディジタル）変換器における非線形効果、
スピーカおよびそのキャビネットの非調和的な共振など
によって生じる。短い期間においては、これらの外乱信
号は、ＦＩＲフィルタが既存の反響を補償せず、悪くす
ると反響をさらに付加し、そのために全体の状態を悪化
させるような方法で、フィルタ係数Ｃｉの調整を変えて
しまうことがある。例えば３０デシベルの良好な平均的
反響減衰でも、ＦＩＲフィルタが明らかに追加の外乱を
生じさせる位相を排除せず、その結果、自然な音声伝送
は提供されず、ある用途では、例えば会議での操作中、
相互通信局を完全に省いてしまう。
は、ステップ幅αの適応制御をおこなっても依然として
発生する。マイクロホンの出力での反響（図１の信号ｍ
ｓ（ｔ））に加えて外部の外乱源に起因する外乱信号が
生じた場合、ＮＬＭＳアルゴリズムに特に好ましくない
信号状態が発生する。このような外乱信号は、例えばそ
の場所にいる活発な話し手、または背景の雑音、Ａ／Ｄ
（アナログ−ディジタル）変換器における非線形効果、
スピーカおよびそのキャビネットの非調和的な共振など
によって生じる。短い期間においては、これらの外乱信
号は、ＦＩＲフィルタが既存の反響を補償せず、悪くす
ると反響をさらに付加し、そのために全体の状態を悪化
させるような方法で、フィルタ係数Ｃｉの調整を変えて
しまうことがある。例えば３０デシベルの良好な平均的
反響減衰でも、ＦＩＲフィルタが明らかに追加の外乱を
生じさせる位相を排除せず、その結果、自然な音声伝送
は提供されず、ある用途では、例えば会議での操作中、
相互通信局を完全に省いてしまう。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従って、ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数ｃｉを決定するためにＮＬＭＳア
ルゴリズムを使用するときに、ディジタルフィルタの誤
調整が回避され、自然な音声伝送が提供されるように、
短い期間の外乱であっても、その時点のフィルタ係数を
決定することができる反響補償の方法および配置が課題
となる。
ィルタのフィルタ係数ｃｉを決定するためにＮＬＭＳア
ルゴリズムを使用するときに、ディジタルフィルタの誤
調整が回避され、自然な音声伝送が提供されるように、
短い期間の外乱であっても、その時点のフィルタ係数を
決定することができる反響補償の方法および配置が課題
となる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の方法および請求項１１に示した配置によりこの課題
を実現する。従属請求項は本方法の変形を示すものであ
り、実現の手法および適用分野がそれぞれ異なる。
載の方法および請求項１１に示した配置によりこの課題
を実現する。従属請求項は本方法の変形を示すものであ
り、実現の手法および適用分野がそれぞれ異なる。
【００１４】本発明の核心は、一組のフィルタ係数を包
絡線と比較することによって誤差測定値を決定するこ
と、およびＦＩＲフィルタの調整に好都合な一組のフィ
ルタ係数を選択する基準として誤差測定値を使用するこ
とにある。
絡線と比較することによって誤差測定値を決定するこ
と、およびＦＩＲフィルタの調整に好都合な一組のフィ
ルタ係数を選択する基準として誤差測定値を使用するこ
とにある。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に、本発明を構成例を使って説
明する。
明する。
【００１６】図１に、反響の発生を、通信端末の相互通
信局を例に示す。相互通話中に、スピーカＬからの信号
が室内の物体に衝突し、そこで信号は反射されて、マイ
クロホンｍに到達する中で反響が生じる。この場合信号
は、スピーカＬから反射体Ｒ１を経てマイクロホンＭに
達する経路ｓを通り、連続的にエネルギーを失う。時間
ｔは、通過する経路ｓに対応し、スピーカＬからマイク
ロホンＭに到達するまでにかかる時間である。すなわ
ち、 （２）ｓ＝ｖ・ｔ ただし、ｖ＝音速 マイクロホンＭでの音圧レベルｓｄ（ｔ）は反響の経路
ｓ、および反響の伝達時間ｔに反比例して減少する。マ
イクロホンＭの出力でのマイクロホンの電気信号ｍｓ
（ｔ）は、音圧レベルｓｄ（ｔ）に比例する。すなわ
ち、 （３）ｓｄ（ｔ）〜ｓ ｓｄ（ｔ）〜ｔ−１ かつ （４）ｍｓ（ｔ）〜ｓｄ（ｔ） すなわち、ｍｓ（ｔ）〜ｔ−１ このため、反響によるフィルタ係数ｃ調整の線図は図２
に示すとおり一般的な推移を示す。このような推移では
常に、最初のフィルタ係数ｃｉ下において所定のｉｘ
で、フィルタ係数の最大値｜ｃｉｘ｜＝ｃｍａｘを示
し、この大きさは、スピーカＬからマイクロホンＭまで
直接伝達する音に由来する。この最大フィルタ係数ｃｍ
ａｘから出発して、全ての別のフィルタ係数ｃｉは、こ
れより小さくなる。これらの係数は概して、スピーカＬ
からマイクロホンＭへの直通経路より長い反射経路に対
応するからである。したがって、正確に調整されたフィ
ルタ係数ｃｉの量は、マイクロホンＭからの距離の増加
に対応する、フィルタ係数ｃｉと包絡線との間の時間差
のため、数式（３）に従って減衰する包絡線の範囲内で
なければならない。この包絡線を超えることは、一つま
たは複数のフィルタ係数ｃｉが誤調整されていることを
かなりの確率で示している。反響は全ての瞬間に起こる
というわけではないので、いくつかのフィルタ係数ｃｉ
が非常に小さくなったり、ゼロとなったりすることがあ
る。
信局を例に示す。相互通話中に、スピーカＬからの信号
が室内の物体に衝突し、そこで信号は反射されて、マイ
クロホンｍに到達する中で反響が生じる。この場合信号
は、スピーカＬから反射体Ｒ１を経てマイクロホンＭに
達する経路ｓを通り、連続的にエネルギーを失う。時間
ｔは、通過する経路ｓに対応し、スピーカＬからマイク
ロホンＭに到達するまでにかかる時間である。すなわ
ち、 （２）ｓ＝ｖ・ｔ ただし、ｖ＝音速 マイクロホンＭでの音圧レベルｓｄ（ｔ）は反響の経路
ｓ、および反響の伝達時間ｔに反比例して減少する。マ
イクロホンＭの出力でのマイクロホンの電気信号ｍｓ
（ｔ）は、音圧レベルｓｄ（ｔ）に比例する。すなわ
ち、 （３）ｓｄ（ｔ）〜ｓ ｓｄ（ｔ）〜ｔ−１ かつ （４）ｍｓ（ｔ）〜ｓｄ（ｔ） すなわち、ｍｓ（ｔ）〜ｔ−１ このため、反響によるフィルタ係数ｃ調整の線図は図２
に示すとおり一般的な推移を示す。このような推移では
常に、最初のフィルタ係数ｃｉ下において所定のｉｘ
で、フィルタ係数の最大値｜ｃｉｘ｜＝ｃｍａｘを示
し、この大きさは、スピーカＬからマイクロホンＭまで
直接伝達する音に由来する。この最大フィルタ係数ｃｍ
ａｘから出発して、全ての別のフィルタ係数ｃｉは、こ
れより小さくなる。これらの係数は概して、スピーカＬ
からマイクロホンＭへの直通経路より長い反射経路に対
応するからである。したがって、正確に調整されたフィ
ルタ係数ｃｉの量は、マイクロホンＭからの距離の増加
に対応する、フィルタ係数ｃｉと包絡線との間の時間差
のため、数式（３）に従って減衰する包絡線の範囲内で
なければならない。この包絡線を超えることは、一つま
たは複数のフィルタ係数ｃｉが誤調整されていることを
かなりの確率で示している。反響は全ての瞬間に起こる
というわけではないので、いくつかのフィルタ係数ｃｉ
が非常に小さくなったり、ゼロとなったりすることがあ
る。
【００１７】図３に、フィルタ係数ｃｉの不適正な調整
の一般的な例を示す。フィルタ係数ｃｉの値の推移は激
しく変動する。最大値の他にいくつかの極大が生じる。
広い意味で、このフィルタ係数ｃｉ値の包絡線は、減衰
する正弦関数に似ている。
の一般的な例を示す。フィルタ係数ｃｉの値の推移は激
しく変動する。最大値の他にいくつかの極大が生じる。
広い意味で、このフィルタ係数ｃｉ値の包絡線は、減衰
する正弦関数に似ている。
【００１８】次に本発明は、フィルタ係数ｃｉの値の量
に対して起こりうる包絡線を計算し、次いでフィルタ係
数ｃｉ値の量がこの包絡線の範囲内にあるのか、または
包絡線から逸脱するのかどうかをチェックする。したが
って、図４のフィルタ係数ｃｉの包絡線は、より高い確
率の演繹的な値を提供する。図５に、包絡線に基づいた
フィルタ係数５１の推移を、実際に起こりうるフィルタ
係数の量の推移５２との比較で示す。
に対して起こりうる包絡線を計算し、次いでフィルタ係
数ｃｉ値の量がこの包絡線の範囲内にあるのか、または
包絡線から逸脱するのかどうかをチェックする。したが
って、図４のフィルタ係数ｃｉの包絡線は、より高い確
率の演繹的な値を提供する。図５に、包絡線に基づいた
フィルタ係数５１の推移を、実際に起こりうるフィルタ
係数の量の推移５２との比較で示す。
【００１９】フィルタ係数ｃｉの包絡線の起こりうる推
移は、式（２）、（３）、（４）、に基づいた物理的境
界条件、および連続するフィルタ係数ｃｉとｃｉ−１の
間の時間間隔Ｔａから算定することができる。さらに、
包絡線は、フィルタ係数の最大値ｃｉｍａｘを通ると仮
定する。時間間隔Ｔａは、サンプル周波数ｆａから以下
に従って決まる。
移は、式（２）、（３）、（４）、に基づいた物理的境
界条件、および連続するフィルタ係数ｃｉとｃｉ−１の
間の時間間隔Ｔａから算定することができる。さらに、
包絡線は、フィルタ係数の最大値ｃｉｍａｘを通ると仮
定する。時間間隔Ｔａは、サンプル周波数ｆａから以下
に従って決まる。
【００２０】
【数２】
【００２１】時刻ｊにおける包絡線Ｈ（ｊ）の推移は、 （６）Ｈ（ｊ）＝ｈ１（ｊ），ｈ２（ｊ），ｈ３（ｊ），．．．，ｈｎ（ｊ）． ｈｉ（ｔ）〜ｍｓ（ｔ）およびｈｉ（ｔ）〜ｓ（ｔ）な
ので、時刻ｋのとき、ｈ（ｋ）〜（ｉ・ｖ・Ｔａ）で、
さらに、ｈ（ｋ）ｉ＝ｉｘ＝ｃｍａｘ（ｋ）でなければ
ならない。これより、
ので、時刻ｋのとき、ｈ（ｋ）〜（ｉ・ｖ・Ｔａ）で、
さらに、ｈ（ｋ）ｉ＝ｉｘ＝ｃｍａｘ（ｋ）でなければ
ならない。これより、
【００２２】
【数３】
【００２３】このような包絡線の一般的な推移を図４に
示す。この場合、フィルタ係数ｃｉの測定の開始値ｉが
ゼロであることが分かっているときには、ｉ０＝０であ
る。
示す。この場合、フィルタ係数ｃｉの測定の開始値ｉが
ゼロであることが分かっているときには、ｉ０＝０であ
る。
【００２４】フィルタ係数ｃｉの測定の正確なゼロ点ｉ
＝ｉ０がどこにあるのか分からない場合がよくあるの
で、例えば、スピーカＬとマイクロホンＭの間の距離が
分からない場合などでは、このｉ０の値を推定しなけれ
ばならない。ｉ０値の推定は、特に良好な測定、すなわ
ち包絡線の推移が、フィルタ係数ｃｉの実際の推移にで
きるだけ対応する場合になされる。図４ではｉ０＝１２
である。
＝ｉ０がどこにあるのか分からない場合がよくあるの
で、例えば、スピーカＬとマイクロホンＭの間の距離が
分からない場合などでは、このｉ０の値を推定しなけれ
ばならない。ｉ０値の推定は、特に良好な測定、すなわ
ち包絡線の推移が、フィルタ係数ｃｉの実際の推移にで
きるだけ対応する場合になされる。図４ではｉ０＝１２
である。
【００２５】フィルタ係数の最大値ｃｍａｘは、スピー
カＬとマイクロホンＭとの直接結合に対応し、したがっ
て、図４ではｉｘ＝１６である、その位置ｉｘは反響の
最短経路の測定を示すので、ｉ≦ｉｘである全てのフィ
ルタ係数ｃｉは非常に小さくなければならない。したが
って数式（７）では、ｉ＜ｉｘのときｈｉ（ｊ）＝０と
なる。
カＬとマイクロホンＭとの直接結合に対応し、したがっ
て、図４ではｉｘ＝１６である、その位置ｉｘは反響の
最短経路の測定を示すので、ｉ≦ｉｘである全てのフィ
ルタ係数ｃｉは非常に小さくなければならない。したが
って数式（７）では、ｉ＜ｉｘのときｈｉ（ｊ）＝０と
なる。
【００２６】実システムではこのようにならない場合が
しばしばある。したがって、この方法を拡張すること、
およびこの方法のさらなる段階に対して、値ゼロから、
または起こりうる包絡線からのフィルタ係数ｃｉの変分
を考慮に入れることは意味がある。加えて、図２に示す
ように、これらのフィルタ係数ｃｉに対して、大きさの
さらに小さいフィルタ係数ｃｉが、ｉ＜ｉｘで、かつｃ
ｍａｘの直ぐ近くに存在する演繹的な可能性を提供する
発見的で適当な包絡線が示される。このため、急速に、
例えば指数関数的に低下する曲線が次のように仮定され
る。
しばしばある。したがって、この方法を拡張すること、
およびこの方法のさらなる段階に対して、値ゼロから、
または起こりうる包絡線からのフィルタ係数ｃｉの変分
を考慮に入れることは意味がある。加えて、図２に示す
ように、これらのフィルタ係数ｃｉに対して、大きさの
さらに小さいフィルタ係数ｃｉが、ｉ＜ｉｘで、かつｃ
ｍａｘの直ぐ近くに存在する演繹的な可能性を提供する
発見的で適当な包絡線が示される。このため、急速に、
例えば指数関数的に低下する曲線が次のように仮定され
る。
【００２７】
【数４】
【００２８】図５に、数式（８）に基づいた包絡線の推
移を示す。ただし、ｉｘ＝１６、ｉ０＝１２、ｐ＝１．
２である。
移を示す。ただし、ｉｘ＝１６、ｉ０＝１２、ｐ＝１．
２である。
【００２９】したがって数式（７）および数式（８）
は、ｉｘで最大となるフィルタ係数ｃｉの全体の範囲に
わたる包絡線の異なる定義の可能性を示す。
は、ｉｘで最大となるフィルタ係数ｃｉの全体の範囲に
わたる包絡線の異なる定義の可能性を示す。
【００３０】異なる音声速度を有するいくつかの音響経
路が、スピーカＬおよびマイクロホンＭの所定の配置で
存在する場合、重ね合わせた包絡線
路が、スピーカＬおよびマイクロホンＭの所定の配置で
存在する場合、重ね合わせた包絡線
【００３１】
【数５】
【００３２】が決定される。この決定は、音声速度ｖ２
の包絡線Ｈ２（ｊ）を音声速度ｖ１の包絡線Ｈ１（ｊ）
に重ね合せることによって実施される。
の包絡線Ｈ２（ｊ）を音声速度ｖ１の包絡線Ｈ１（ｊ）
に重ね合せることによって実施される。
【００３３】このような状態は、例えばスピーカＬから
の音が、端末のキャビネット自体および空気中の両方を
通って、それぞれｖ１＞ｖ２である音声速度ｖ１および
音声速度ｖ２でマイクロホンＭに当たる場合に存在す
る。
の音が、端末のキャビネット自体および空気中の両方を
通って、それぞれｖ１＞ｖ２である音声速度ｖ１および
音声速度ｖ２でマイクロホンＭに当たる場合に存在す
る。
【００３４】図８に示すように、この場合、ｉｘ１＝１
６およびｉｘ２＝１３において、フィルタ係数の異なる
大きさの二つの極大ｃｍａｘ１およびｃｍａｘ２が測定
される。それ自体の包絡線Ｈ１（ｊ）および包絡線Ｈ２
（ｊ）はそれぞれこれらのｃｍａｘの値に対して次のよ
うに計算される。
６およびｉｘ２＝１３において、フィルタ係数の異なる
大きさの二つの極大ｃｍａｘ１およびｃｍａｘ２が測定
される。それ自体の包絡線Ｈ１（ｊ）および包絡線Ｈ２
（ｊ）はそれぞれこれらのｃｍａｘの値に対して次のよ
うに計算される。
【００３５】 （８ａ）Ｈ１(ｊ)＝｛ｈ１１(ｊ)，ｈ１２(ｊ)，．．．，ｈ１ｎ(ｊ)｝かつ Ｈ２(ｊ)＝｛ｈ２１(ｊ)，ｈ２２(ｊ)，．．．，ｈ２ｎ(ｊ)｝． 結果として生じる包絡線
【００３６】
【数６】
【００３７】は以下にしたがって生成される。
【００３８】
【数７】
【００３９】次に、時刻ｊにおけるフィルタ係数の組Ｃ
（ｊ）に対する誤差測定値Ｆ（ｊ）が、数式（９）に基
づいた包絡線の変形から定義される。
（ｊ）に対する誤差測定値Ｆ（ｊ）が、数式（９）に基
づいた包絡線の変形から定義される。
【００４０】 （９）Ｃ（ｊ）＝｛ｃ１（ｊ）,ｃ２（ｊ）,ｃ３（ｊ），．．．，ｃｎ（ｊ）｝ これは、部分誤差ｆｉ（ｊ）の二乗和、またはその部分
誤差ｆｉ（ｊ）自体の量から次のように生成される。
誤差ｆｉ（ｊ）自体の量から次のように生成される。
【００４１】
【数８】
【００４２】全てのフィルタ係数ｃｉの部分誤差ｆｉ
（ｊ）の値は、
（ｊ）の値は、
【００４３】
【数９】
【００４４】ｉ＞ｉｘであるフィルタ係数ｃｉのみの部
分誤差ｆｉ（ｊ）の値は、
分誤差ｆｉ（ｊ）の値は、
【００４５】
【数１０】
【００４６】ｉ１〜（１，．．．，２）・ｎ／３でｉ＞
ｉ１であるフィルタ係数ｃｉの一部の部分誤差ｆｉ
（ｊ）は、
ｉ１であるフィルタ係数ｃｉの一部の部分誤差ｆｉ
（ｊ）は、
【００４７】
【数１１】
【００４８】したがって、誤差測定値Ｆａ（ｊ）または
Ｆｂ（ｊ）はそれぞれのフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）に対
して連続的に決定することができ、このフィルタ係数の
組Ｃ（ｊ）の品質の尺度として使われる。
Ｆｂ（ｊ）はそれぞれのフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）に対
して連続的に決定することができ、このフィルタ係数の
組Ｃ（ｊ）の品質の尺度として使われる。
【００４９】図６によると、連続するフィルタ係数の組
Ｃ（ｊ）＝｛Ｃ（ｊ−１）；Ｃ（ｊ−２）；Ｃ（ｊ−
３）；．．．；Ｃ（ｊ−ｍ）｝は、長さｍの時間窓６１
内に記憶され、一方、起こりうる包絡線Ｈ（ｊ）がそれ
ぞれのフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）に対して算定され、し
たがってそれぞれの適切な誤差測定値Ｆ（ｊ）＝｛Ｆ
（ｊ−１）；Ｆ（ｊ−２）；Ｆ（ｊ−３）；．．．；Ｆ
（ｊ−ｍ）｝が計算されて、同様に記憶される。
Ｃ（ｊ）＝｛Ｃ（ｊ−１）；Ｃ（ｊ−２）；Ｃ（ｊ−
３）；．．．；Ｃ（ｊ−ｍ）｝は、長さｍの時間窓６１
内に記憶され、一方、起こりうる包絡線Ｈ（ｊ）がそれ
ぞれのフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）に対して算定され、し
たがってそれぞれの適切な誤差測定値Ｆ（ｊ）＝｛Ｆ
（ｊ−１）；Ｆ（ｊ−２）；Ｆ（ｊ−３）；．．．；Ｆ
（ｊ−ｍ）｝が計算されて、同様に記憶される。
【００５０】長さｍの時間窓６１内で、最小の誤差測定
値Ｆ（ｊ）ｍｉｎを有するフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）ｏ
ｐｔが選択され、さらに処理される。この選択は、連続
的に実施される。各時間ステップで、フィルタ係数Ｃ
（ｊ）と誤差測定値Ｆ（ｊ）の値の対の一つが時間窓６
１からはずされ、新しい対が拾い上げられる。
値Ｆ（ｊ）ｍｉｎを有するフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）ｏ
ｐｔが選択され、さらに処理される。この選択は、連続
的に実施される。各時間ステップで、フィルタ係数Ｃ
（ｊ）と誤差測定値Ｆ（ｊ）の値の対の一つが時間窓６
１からはずされ、新しい対が拾い上げられる。
【００５１】これらは組合わさって以下の方法過程を形
成する。
成する。
【００５２】１．ＮＬＭＳアルゴリズムに従ったフィル
タ係数の組Ｃ（ｊ）の連続計算。
タ係数の組Ｃ（ｊ）の連続計算。
【００５３】２．フィルタ係数の最大値Ｃｍａｘおよび
その位置ｉ＝ｉｘが、起こりうる包絡線Ｈ（ｊ）および
適切な誤差測定値Ｆ（ｊ）がこれから計算できるよう
に、各フィルタ係数の組Ｃ（ｊ）に対して決定される。
その位置ｉ＝ｉｘが、起こりうる包絡線Ｈ（ｊ）および
適切な誤差測定値Ｆ（ｊ）がこれから計算できるよう
に、各フィルタ係数の組Ｃ（ｊ）に対して決定される。
【００５４】３．適切な誤差測定値Ｆ（ｊ）を有する連
続したフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）が時間間隔ｍの間に記
憶される。
続したフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）が時間間隔ｍの間に記
憶される。
【００５５】４．最も小さい誤差測定値Ｆ（ｊ）ｍｉｎ
を有するフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）ｏｐｔが長さｍの時
間窓内で選択される。すなわち、ｘが次式で決定され
る。
を有するフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）ｏｐｔが長さｍの時
間窓内で選択される。すなわち、ｘが次式で決定され
る。
【００５６】 （１４）Ｆ(ｘ)＝ｍｉｎ｛Ｆ(ｊ−ｍ＋１)；Ｆ(ｊ−ｍ＋２)；．．．；Ｆ(ｊ)｝ およびフィルタ係数の適切な組、 （１５）Ｃ（ｊ＝ｘ）＝Ｃ（ｊ）ｏｐｔ が最適条件として選択され、次の反響補償のためにさら
に処理されて、新しいその時点でのフィルタ係数の組Ｃ
（ｊ）のための空間が時間窓内で使用可能になる。
に処理されて、新しいその時点でのフィルタ係数の組Ｃ
（ｊ）のための空間が時間窓内で使用可能になる。
【００５７】図７に示す回路配置は、本方法を技術的に
実現するために使用される。外乱を受ける環境中をスピ
ーカＬから反射体Ｒ１を経てマイクロホンＭへ伝わる反
響ｅ（ｔ）を補償するために、この回路配置は、第一の
ディジタルフィルタ１、第二のディジタルフィルタ７、
およびフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）を計算しフィルタ係数
の組の最良の値Ｃ（ｊ）ｏｐｔを記憶し選択するユニッ
ト８を有する。第一のディジタルフィルタ１は、入力信
号ｘ（ｋ−τ）に対するフィルタ係数ｃｉをＮＬＭＳア
ルゴリズムに基づいて連続的に計算するために使用され
る。第一のディジタルフィルタ１の出力信号は、反響の
影響を受け、アナログ−ディジタル変換されたマイクロ
ホンＭの信号から減算されて、依然として誤りを含む可
能性があって、したがってさらに処理されない信号ｙ
（ｋ）を生じる。フィルタ係数の組Ｃ（ｊ）の記憶およ
び選択はユニット８で実施される。メモリ中のフィルタ
係数のそれぞれの最適な組Ｃ（ｊ）ｏｐｔは第二のディ
ジタルフィルタ７にロードされ、第二のディジタルフィ
ルタ７の出力信号９は、アナログ−ディジタル変換され
た反響の影響を受けたマイクロホンの信号ｍｓ（ｔ）か
ら減算される。このようにして、外乱を受ける環境で反
響が本質的に無い出力信号１０が形成される。
実現するために使用される。外乱を受ける環境中をスピ
ーカＬから反射体Ｒ１を経てマイクロホンＭへ伝わる反
響ｅ（ｔ）を補償するために、この回路配置は、第一の
ディジタルフィルタ１、第二のディジタルフィルタ７、
およびフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）を計算しフィルタ係数
の組の最良の値Ｃ（ｊ）ｏｐｔを記憶し選択するユニッ
ト８を有する。第一のディジタルフィルタ１は、入力信
号ｘ（ｋ−τ）に対するフィルタ係数ｃｉをＮＬＭＳア
ルゴリズムに基づいて連続的に計算するために使用され
る。第一のディジタルフィルタ１の出力信号は、反響の
影響を受け、アナログ−ディジタル変換されたマイクロ
ホンＭの信号から減算されて、依然として誤りを含む可
能性があって、したがってさらに処理されない信号ｙ
（ｋ）を生じる。フィルタ係数の組Ｃ（ｊ）の記憶およ
び選択はユニット８で実施される。メモリ中のフィルタ
係数のそれぞれの最適な組Ｃ（ｊ）ｏｐｔは第二のディ
ジタルフィルタ７にロードされ、第二のディジタルフィ
ルタ７の出力信号９は、アナログ−ディジタル変換され
た反響の影響を受けたマイクロホンの信号ｍｓ（ｔ）か
ら減算される。このようにして、外乱を受ける環境で反
響が本質的に無い出力信号１０が形成される。
【００５８】時間窓６１中に、適切な誤差測定値Ｆ
（ｊ）を有するフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）全てを記憶す
るのではなく、誤差測定値Ｆ（ｊ）が所定のしきい値ｔ
ｈｒｓより小さいものだけを記憶することによって、本
方法の実施において記憶操作を減らすことができる。こ
うして、記憶される前に、さらなる処理に適さないフィ
ルタ係数の組Ｃ（ｊ）が落とされる。
（ｊ）を有するフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）全てを記憶す
るのではなく、誤差測定値Ｆ（ｊ）が所定のしきい値ｔ
ｈｒｓより小さいものだけを記憶することによって、本
方法の実施において記憶操作を減らすことができる。こ
うして、記憶される前に、さらなる処理に適さないフィ
ルタ係数の組Ｃ（ｊ）が落とされる。
【００５９】実現のさらなる変形では、第二のディジタ
ルフィルタ７を省略することができる。この目的のた
め、誤差測定値Ｆ（ｊ）が所定のしきい値ｔｈｒｓより
小さい、すなわちＦ（ｊ）＜ｔｈｒｓである場合に、適
切な誤差測定値Ｆ（ｊ）を有するその時点のフィルタ係
数の組Ｃ（ｊ）のみをメモリ領域に一次的に記憶する。
この場合、以前に記憶されたフィルタ係数の組Ｃ（ｊ−
ｑ）は上書きされる。誤差測定値Ｆ（ｊ）が所定のしき
い値ｔｈｒｓを上回る場合、その時点のフィルタ係数の
組Ｃ（ｊ）は記憶されず、条件Ｆ（ｊ−ｑ）＜ｔｈｒｓ
を満たす、最後に記憶されたフィルタ係数の組Ｃ（ｊ−
ｑ）が第一のディジタルフィルタ１に直ちに再ロードさ
れる。このフィルタ係数の組Ｃ（ｊ−ｑ）は計算を継続
するために使用される。
ルフィルタ７を省略することができる。この目的のた
め、誤差測定値Ｆ（ｊ）が所定のしきい値ｔｈｒｓより
小さい、すなわちＦ（ｊ）＜ｔｈｒｓである場合に、適
切な誤差測定値Ｆ（ｊ）を有するその時点のフィルタ係
数の組Ｃ（ｊ）のみをメモリ領域に一次的に記憶する。
この場合、以前に記憶されたフィルタ係数の組Ｃ（ｊ−
ｑ）は上書きされる。誤差測定値Ｆ（ｊ）が所定のしき
い値ｔｈｒｓを上回る場合、その時点のフィルタ係数の
組Ｃ（ｊ）は記憶されず、条件Ｆ（ｊ−ｑ）＜ｔｈｒｓ
を満たす、最後に記憶されたフィルタ係数の組Ｃ（ｊ−
ｑ）が第一のディジタルフィルタ１に直ちに再ロードさ
れる。このフィルタ係数の組Ｃ（ｊ−ｑ）は計算を継続
するために使用される。
【００６０】最大値ｃｍａｘ＝ｃｉｘから出発し、最短
のリターン経路を有する反響に由来するディジタルフィ
ルタの正確な調整では、フィルタ係数ｃｉの値は連続的
に小さくならなければならないことを用いて、誤差測定
値Ｆ（ｊ）を計算する操作を減らし、これによって計算
を高速化することも可能である。合計ｎ個のフィルタ係
数ｃｉで、フィルタ係数ｃｉの値は、ｉｘ＜ｉ１の場合
特に小さくなる。ただし、ｉ１≒ｎ／３かつｉ１＜ｉ＜
ｎである。このように、簡略化された誤差測定値Ｆ
（ｊ）が、数式（１０）および（１３）にしたがって誤
差値ｆｉを計算するだけで定義される。ただし、≒ｎ／
３＜１≦ｎ、すなわち、より大きな序数を有するフィル
タ係数ｃｉの誤差値ｆｉである。
のリターン経路を有する反響に由来するディジタルフィ
ルタの正確な調整では、フィルタ係数ｃｉの値は連続的
に小さくならなければならないことを用いて、誤差測定
値Ｆ（ｊ）を計算する操作を減らし、これによって計算
を高速化することも可能である。合計ｎ個のフィルタ係
数ｃｉで、フィルタ係数ｃｉの値は、ｉｘ＜ｉ１の場合
特に小さくなる。ただし、ｉ１≒ｎ／３かつｉ１＜ｉ＜
ｎである。このように、簡略化された誤差測定値Ｆ
（ｊ）が、数式（１０）および（１３）にしたがって誤
差値ｆｉを計算するだけで定義される。ただし、≒ｎ／
３＜１≦ｎ、すなわち、より大きな序数を有するフィル
タ係数ｃｉの誤差値ｆｉである。
【００６１】誤差値ｆｉの代わりに、フィルタ係数ｃｉ
の値を直接使って誤差測定値Ｆ（ｊ）を計算する場合に
は、さらなる簡略化が可能である。この場合、包絡線の
ｈｉ値の計算は省略される。簡略化された誤差測定値
は、以下の数式に基づいて計算される。
の値を直接使って誤差測定値Ｆ（ｊ）を計算する場合に
は、さらなる簡略化が可能である。この場合、包絡線の
ｈｉ値の計算は省略される。簡略化された誤差測定値
は、以下の数式に基づいて計算される。
【００６２】
【数１２】
【００６３】前記不等式の極限ｎ／３は決定的なもので
はなく、２・ｎ／３でもよい。しかし、計算に用いるフ
ィルタ係数ｃｉの数は必ず１０より多くなくてはならな
い。指示した条件下では、このように定義された誤差測
定値Ｆ（ｊ）は十分な精度でフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）
の誤調整を検出する。誤差測定値Ｆ（ｊ）を重み付けす
るために確立しなければならないしきい値ｔｈｒｓは、
数式（１０）および（１４）にそれぞれ基づいた誤差測
定値Ｆ（ｊ）の計算方法に適合される。
はなく、２・ｎ／３でもよい。しかし、計算に用いるフ
ィルタ係数ｃｉの数は必ず１０より多くなくてはならな
い。指示した条件下では、このように定義された誤差測
定値Ｆ（ｊ）は十分な精度でフィルタ係数の組Ｃ（ｊ）
の誤調整を検出する。誤差測定値Ｆ（ｊ）を重み付けす
るために確立しなければならないしきい値ｔｈｒｓは、
数式（１０）および（１４）にそれぞれ基づいた誤差測
定値Ｆ（ｊ）の計算方法に適合される。
【００６４】フィルタ係数の最大値ｃｍａｘに対する位
置ｉｘが決定されたあと、ｉ≦ｉｘである全てのフィル
タ係数ｃｉは時間内に少くとも低減されるか、またはゼ
ロに設定される。全てのフィルタ係数ｃｉは定期的に計
算されて、スピーカＬおよびマイクロホンＭの位置およ
び反射体Ｒ１、Ｒ２およびＲ３の位置の急速な変化を検
出する。これから、それぞれのフィルタ係数のその時点
での最大値ｃｍａｘおよびその位置ｉｘが決定され、次
いでｉ＜ｉｘであるフィルタ係数ｃｉが短時間に低減さ
れるか、またはゼロに設定される。フィルタ係数ｃｉを
低減させるために、フィルタ係数ｃｉの正負符号を変え
ずに、これらを数式（１７）にしたがって包絡線ｈｉ
（ｋ）で重み付けすることが推奨される。
置ｉｘが決定されたあと、ｉ≦ｉｘである全てのフィル
タ係数ｃｉは時間内に少くとも低減されるか、またはゼ
ロに設定される。全てのフィルタ係数ｃｉは定期的に計
算されて、スピーカＬおよびマイクロホンＭの位置およ
び反射体Ｒ１、Ｒ２およびＲ３の位置の急速な変化を検
出する。これから、それぞれのフィルタ係数のその時点
での最大値ｃｍａｘおよびその位置ｉｘが決定され、次
いでｉ＜ｉｘであるフィルタ係数ｃｉが短時間に低減さ
れるか、またはゼロに設定される。フィルタ係数ｃｉを
低減させるために、フィルタ係数ｃｉの正負符号を変え
ずに、これらを数式（１７）にしたがって包絡線ｈｉ
（ｋ）で重み付けすることが推奨される。
【００６５】 （１７）ｃｉ(ｋ)ｋｏｒｒ＝ｓｉｇｎ[ｃｉ(ｋ)]・ｈｉ(ｋ) ｉ≦ｉｘの場合 本発明のさらなる構成では、フィルタ係数ｃｉの決定
は、以下の数式（１）の修正式に基づいて算定された包
絡線ｈｉ（ｋ）の関数となる。
は、以下の数式（１）の修正式に基づいて算定された包
絡線ｈｉ（ｋ）の関数となる。
【００６６】
【数１３】
【００６７】フィルタ係数ｃｉの決定を最適化する他の
可能性は、誤調整されたフィルタ係数ｃｉをより良い推
定値に置き換えることである。その量が包絡線を大きく
上回るフィルタ係数ｃｉは、大幅に誤調整されている可
能性が高い。これらのフィルタ係数ｃｉに対するより良
い推定値が存在するのは、フィルタ係数ｃｉの正負の符
号が維持され、その量が、包絡線ｈｉ（ｋ）の値によっ
て置き換えられた場合のみである。この目的のため、例
えばフィルタ係数ｃｉの量が、包絡線の適切な値ｈｉの
ｚ倍より大きいかどうかをチェックする。これが肯定さ
れる場合には、その量は包絡線の値ｈｉまで減らされ
る。すなわち、 （１９）|ｃi(ｋ)|＞ｚ・ｈｉ(ｋ)の場合、ｃｉ(ｋ)＝sign[ｃｉ(ｋ)]・ｈｉ(ｋ) かつ、例えば１＜ｚ＜３ 第一のディジタルフィルタ１に割り当てられた第一の加
算回路３２（図１および図７参照）および／または第二
のディジタルフィルタ７に割り当てられた第二の加算回
路３１（図７参照）における減衰された反響を含む信号
に対する、反響の影響を受けた信号の比から、反響補償
の品質の基準をそれぞれ導くことができ、これを誤差測
定値と共に適切に調整されたディジタルフィルタの制御
およびＮＬＭＳアルゴリズムのステップ幅αの制御に使
用することができる。
可能性は、誤調整されたフィルタ係数ｃｉをより良い推
定値に置き換えることである。その量が包絡線を大きく
上回るフィルタ係数ｃｉは、大幅に誤調整されている可
能性が高い。これらのフィルタ係数ｃｉに対するより良
い推定値が存在するのは、フィルタ係数ｃｉの正負の符
号が維持され、その量が、包絡線ｈｉ（ｋ）の値によっ
て置き換えられた場合のみである。この目的のため、例
えばフィルタ係数ｃｉの量が、包絡線の適切な値ｈｉの
ｚ倍より大きいかどうかをチェックする。これが肯定さ
れる場合には、その量は包絡線の値ｈｉまで減らされ
る。すなわち、 （１９）|ｃi(ｋ)|＞ｚ・ｈｉ(ｋ)の場合、ｃｉ(ｋ)＝sign[ｃｉ(ｋ)]・ｈｉ(ｋ) かつ、例えば１＜ｚ＜３ 第一のディジタルフィルタ１に割り当てられた第一の加
算回路３２（図１および図７参照）および／または第二
のディジタルフィルタ７に割り当てられた第二の加算回
路３１（図７参照）における減衰された反響を含む信号
に対する、反響の影響を受けた信号の比から、反響補償
の品質の基準をそれぞれ導くことができ、これを誤差測
定値と共に適切に調整されたディジタルフィルタの制御
およびＮＬＭＳアルゴリズムのステップ幅αの制御に使
用することができる。
【００６８】通信端末の環境における外乱の種類および
大きさに応じて、本発明を使って、効果的な反響補償に
適合し、かつ経済的な解決を示すことができる。
大きさに応じて、本発明を使って、効果的な反響補償に
適合し、かつ経済的な解決を示すことができる。
【図１】適応ＦＩＲフィルタを備えた従来技術による周
知の相互通信の配置を示す図である。
知の相互通信の配置を示す図である。
【図２】適正なフィルタ調整における時刻ｋにおけるフ
ィルタ係数ｃｉの一般的な推移をｉの関数として示した
線図である。
ィルタ係数ｃｉの一般的な推移をｉの関数として示した
線図である。
【図３】不適正なフィルタ調整における時刻ｋにおける
フィルタ係数ｃｉの一般的な推移をｉの関数として示し
た線図である。
フィルタ係数ｃｉの一般的な推移をｉの関数として示し
た線図である。
【図４】数式（７）に従って計算した包絡線によって制
限されるフィルタ係数ｃｉの量の推移を示す線図であ
る。
限されるフィルタ係数ｃｉの量の推移を示す線図であ
る。
【図５】数式（８）に従って計算した包絡線によって制
限されるフィルタ係数ｃｉの量の推移を示す線図であ
る。
限されるフィルタ係数ｃｉの量の推移を示す線図であ
る。
【図６】適切な誤差測定値をそれぞれ有するいくつかの
連続するフィルタ係数の組を有する時刻窓の説明図であ
る。
連続するフィルタ係数の組を有する時刻窓の説明図であ
る。
【図７】本発明の方法を実施するための回路配置の線図
である。
である。
【図８】異なる音声速度を有する音響経路上のフィルタ
係数ｃｉの量の推移およびそれに重ね合わせた結果とし
て生ずる包絡線の線図である。
係数ｃｉの量の推移およびそれに重ね合わせた結果とし
て生ずる包絡線の線図である。
１、７ ディジタルフィルタ ３ 加算器 ４、９ 出力信号 ８ ユニット １０ 反響補償された信号 ３１、３２ 加算回路 ５１ 包絡線に基づくフィルタ係数 ５２ 実際に起こりうるフィルタ係数の量 ６１ 時間窓 Ｍ マイクロホン Ｌ スピーカ Ｒ１ 反射体
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ミヒヤエル・バルカー スイス国、73666・バルトマンシユバイラ ー、リングシユトラーセ・35 (72)発明者 ウーベ・アツカーマン スイス国、71691・フライベルク、タール シユトラーセ・１
Claims (11)
- 【請求項１】 そのｎ個のフィルタ係数（Ｃi）、簡単
にはフィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））が正規化最小平均自
乗アルゴリズムに基づいて計算されるディジタルフィル
タを使った、受信方向の信号経路と送信方向の信号経路
の間に結合が生じる伝送システムにおける適応反響補償
の方法であって、 フィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））を包絡線（Ｈ（ｊ））と
比較することと、 誤差測定値（Ｆ（ｊ））がフィルタ係数の組（Ｃ
（ｊ））の値と包絡線（Ｈ（ｊ））によって与えられる
値の変分から計算されることと、 誤差測定値（Ｆ（ｊ））がしきい値未満に低下するフィ
ルタ係数の組（Ｃ（ｊ））だけを使ってディジタルフィ
ルタをさらに調整することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 包絡線（Ｈ（ｊ））の推移が、フィルタ
係数（ｃｉ）の最大値（ｃｍａｘ）およびその時間位置
（ｉ＝ｉｘ）の関数として、ｎ個のフィルタ係数（ｃ
ｉ）を有するディジタルフィルタのために計算され、フ
ィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））の最大値（ｃｍａｘ）が包
絡線（Ｈ（ｊ））の値であることを特徴とする請求項１
に記載の方法。 - 【請求項３】 誤差測定値（Ｆ（ｊ））が、フィルタ係
数（ｃｉ）の値と包絡線（Ｈ（ｊ））の値（ｈｉ）との
変分の総和または変分の二乗和から計算されることを特
徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 誤差測定値（Ｆ（ｊ））が、フィルタ係
数（ｃｉ）の値と包絡線（Ｈ（ｊ））の値（ｈｉ）との
正の変分の総和または正の変分の二乗和から計算される
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 誤差測定値（Ｆ（ｊ））が、フィルタ係
数の組（Ｃ（ｊ））の一部のフィルタ係数（ｃｉ）と包
絡線（Ｈ（ｊ））の値（ｈｉ）との変分から計算される
ことを特徴とする請求項１または３または４に記載の方
法。 - 【請求項６】 誤差測定値（Ｆ（ｊ））が、フィルタ係
数の組（Ｃ（ｊ））中の大きな序数ｉを有するフィルタ
係数（ｃｉ）と包絡線（Ｈ（ｊ））の値（ｈｉ）との変
分から計算されることを特徴とする請求項５に記載の方
法。 - 【請求項７】 時間窓の持続期間（ｍ）の間、適切な誤
差測定値（Ｆ（ｊ−１），（Ｆ（ｊ−２），．．．，
（Ｆ（ｊ−ｍ））を有するいくつかのフィルタ係数の組
（Ｃ（ｊ−１），（Ｃ（ｊ−２），．．．，Ｃ（ｊ−
ｍ））が一時的にメモリ（８２）に記憶され、最小の誤
差測定値をそれぞれ有するフィルタ係数の組（Ｃ
（ｊ））がさらなる処理のためにこのメモリ（８２）か
ら読み出されることを特徴とする請求項１に記載の方
法。 - 【請求項８】 その時点のフィルタ係数の組（Ｃ
（ｊ））が計算され、誤差測定値（Ｆ（ｊ））が、第一
のディジタルフィルタ（１）に対して決定され、対応す
る誤差測定値（Ｆ（ｊ）を有するフィルタ係数の組（Ｃ
（ｊ））が一時的にメモリ（８２）に記憶され、メモリ
（８２）中のいくつかのフィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））
の中から最も小さい誤差測定値（Ｆ（ｊ））を有する一
つが、第二のディジタルフィルタ（７）にロードされ、
第二のディジタルフィルタ（７）の出力信号（９）が反
響の影響を受けた信号（ｍｓ（ｔ））の反響補償に使用
されることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項９】 定義したしきい値（ｔｈｒｓ）より誤差
測定値Ｆ（ｊ）が低くなった場合に、それぞれが適切な
誤差測定値（Ｆ（ｊ））を有する各フィルタ係数の組
（Ｃ（ｊ））が一次的に記憶され、その時点のフィルタ
係数の組（Ｃ（ｊ））が、定義したしきい値（ｔｈｒ
ｓ）より低い誤差測定値（Ｆ（ｊ））を生じた場合に、
さらなる処理のためにディジタルフィルタに再ロードさ
れることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項１０】 包絡線（Ｈ（ｊ））によって与えられ
る値を上回るフィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））の値が、包
絡線（Ｈ（ｊ））の値に応じて減らされることを特徴と
する請求項１に記載の方法。 - 【請求項１１】 第一のディジタルフィルタ（１）およ
び正規化最小平均自乗アルゴリズムにしたがってフィル
タ係数の組（Ｃ（ｊ））を計算する第一のユニット
（８）を有する適応反響補償の装置であって、第一のデ
ィジタルフィルタ（１）が、第二のユニット（８２）
を、少くとも一つフィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））の記
憶、少くとも一つの誤差測定値（Ｆ（ｊ））の計算、お
よび定義したしきい値（ｔｈｒｓ）より低下した誤差測
定値（Ｆ（ｊ））を有するフィルタ係数の組（Ｃ
（ｊ））の選択に割り当て、前記第二のユニットの出力
が、選択されたフィルタ係数の組（Ｃ（ｊ））を第二の
ディジタルフィルタ（７）にロードするために、前記第
二のディジタルフィルタ（７）に接続され、前記第二の
ディジタルフィルタ（７）の出力が、加算回路（３１）
に切り換えられ、前記第二のディジタルフィルタ（７）
の出力信号（９）が、アナログ−ディジタル変換された
反響の影響を受けた信号（ｍｓ（ｔ））から減算され、
反響補償された信号（１０）を生じることを特徴とする
装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19647276A DE19647276A1 (de) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | Verfahren und Anordnung zur adaptiven Echokompensation |
| DE19647276.8 | 1996-11-15 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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