JP2585786B2

JP2585786B2 - 双方向通話検出方式、それを用いる反響消去装置および拡声電話機

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Publication number: JP2585786B2
Application number: JP1060090A
Authority: JP
Inventors: 義注太田; 智宏江崎
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-03-13
Filing date: 1989-03-13
Publication date: 1997-02-26
Anticipated expiration: 2012-02-26
Also published as: JPH02238730A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は反響消去装置（Echo Canceller）に係り、特
に、装置の反響路特性の推定機能を好適に制御するため
の双方向通話検出方式に関する。

［従来の技術］反響消去装置は、反響路への入力信号と反響信号（エ
コー）を用いて、反響路の特性を適応的に推定し、得ら
れた反響特性に基づき疑似反響信号（反響信号のレプリ
カ）を作成し、実際の反響信号から、反響信号のレプリ
カを差し引くことにより、反響信号を消去するものであ
る。そして、通信回路における２線−４線変換回路の不
平衡によりまわり込みエコー、あるいは、拡声電話機の
スピーカ・マイク間の音響結合によるまわり込みエコー
を消去するのに用いられる。

一方、従来のいわゆる反響阻止装置（Echo Suppresso
r）では、話者を送話ならび受信信号レベルから検出
し、レベルの高い方がその時の話者であるとし、レベル
の低い方の信号線をスイッチにより切断、あるいは信号
線に大きな損失を挿入することによって、反響を阻止す
るものである。

反響阻止装置は、簡略な回路で構成できるが、信号線
のスイッチングによる後頭・後尾の切断など、各種の通
話障害が生ずるという問題点をもつ。この点、反響消去
装置は上記問題点はなく、反響阻止装置より優れている
ことはよく知られている。

反響消去装置の最も大きな問題点は、双方向通話（do
uble talk）時に、反響路の適応的推定が乱され、実際
の反響路特性とは異った疑似反響路特性を有することに
なり、反響消去能力が減少し、ハウリングを起す、ある
いは、装置そのものが不安定となり、誤動作することで
ある。

これは、双方向通話時においては、反響路の特性を算
出するもとになる反響信号に、反響信号以外のレベルの
大きな信号が重畳されることによる。

従来の装置においては、反響路の入力、出力側におけ
るそれぞれの信号レベルを監視し、そのレベルから双方
向通話を検出し、双方向通話時には反響路の適応的推定
を停止するという方法をとっている。

しかし、実際の回線では、反響路（この場合、２線−
４線変換回路）における減衰量（Echo Return Loss）が
小さい場合があり、非双方向通話時においても、反響路
出力端における信号レベルは、反響信号それ自身でかな
り大きなレベルになる。

また、拡声電話機では、反響路（この場合、スピーカ
からマイクに到る音響経路）における減衰量は、反響路
入出力端の位置関係、つまり、スピーカとマイクの位置
関係で大きく変化する。この位置関係あるいは増幅器等
の利得配分によっては、先の減衰量は、零あるいは負、
つまり、反響信号が減衰せず逆に増幅される場合も生ず
る。

したがって、単なるレベル比較だけでは、反響信号自
身が大きいため、双方向通話時でない場合にもかかわら
ず、双方向通話時であると判定され、反響路の推定を停
止されてしまう恐れがある。しかし、本来は、このよう
な場合こそ反響が消去されなければならない。

また、双方向通話時でも、反響信号レベルが大きいた
め、本来の送信信号（近端話者信号）の検出が不能にな
り、反響路の推定を行ってしまい、実際の反響路特性と
は異った疑似反響路特性を有するようになり、反響消去
能力が減少する。

したがって、このような単にレベル比較により双方向
通話を検出し、反響消去装置の反響路推定動作を制御す
る方法はあまり有効ではない。

そこで、特開昭62−29910号公報に記載されるよう
に、残差エコー（反響信号の消去しきれなかった残りの
信号）のレベル監視を同時に行い、かつそのレベル監視
での比較基準値（しきい値）を可変することが行なわれ
ている。

同公報は、このためのダブルトーク検出回路を開示す
る。すなわち、このダブルトーク検出回路は、エコーキ
ャンセラの受信入力電力と送信出力電力との差であるエ
コー消去量の変化を検出する電力比較回路と、検出され
たエコー消去量の変化に応じ、ダブルトーク監視基準し
きい値を変化させるしきい値回路とを備えて構成され
る。

［発明が解決しようとする課題］しかし、上記従来技術では、前記特開昭62−29910号
公報記載のように残差エコーを用いるものであっても、
基本的には、信号のレベル比較によって双方向通話を検
出するため、先に説明したごとくレベル差が大きすぎる
と検出ミスを起す問題があった。

本発明の目的は、信号のレベル比較に依らない双方向
通話の検出方式を提供すると共に、誤動作、性能劣化を
回避した反響消去装置および拡声電話装置を提供するこ
とにある。

［課題を解決するための手段］上記目的は、反響消去装置において、反響路の入力端
および出力端にそれぞれ施けられた信号パターン抽出手
段と、パターン整合手段と、判定手段とから双方向通話
検出回路を構成し、前記双方向通話検出回路の出力で前
記反響消去装置の反響路の適応推定を制御することによ
り達成される。

前記信号パターン抽出手段は、信号の特徴を示すパラ
メータの時系列パターンを抽出する。このパラメータの
時系列パターンは、信号が反響路を通過しても不変であ
るものを用いる。

［作用］次に、本発明の原理について述べる。

今、反響路出力として反響信号のみを考える。この場
合、反響路１への入力信号は、反響路１の伝達特性の影
響を受け反響路１から出力される。

周知のように、出力信号波形をｙ（ｔ）、スペクトル
をＹ（ω）、入力信号波形をｘ（ｔ）、スペクトルをＸ
（ω）、反響路のインパルス応答をｈ（ｔ）、伝達関数
をＨ（ω）とすれば、出力信号波形ｙ（ｔ）と、スペク
トルＹ（ω）は、次式で表わされる。

ｙ（ｔ）＝ｈ（ｔ）＊ｘ（ｔ）Ｙ（ω）＝Ｈ（ω）・Ｘ（ω）すなわち、出力信号は、入力信号とインパルス応答の
たたみ込み積分、出力スペクトルは、入力スペクトルと
伝達関数の積で表わされる。

したがって、入出力を、波形あるいはスペクトルをそ
のまま比較しても、一致しない。

しかし、たとえば、単一正弦波を反響路に通しても、
振幅、位相は変化するが、その周波数値は変化しない。
音声の場合、音韻を表わすホルマント構造は変化しな
い。具体的には、音韻「ア」は反響路を通っても音韻
「ア」に変りない。これは、音韻「ア」を特徴づける各
ホルマント周波数の位置関係およびその時間変化パター
ンが保存されるからである。

また、入力信号のエネルギー値そのものは反響路を通
ることにより変化するが、エネルギーの時間変化パター
ンは変らないことも明らかである。

本発明は、上記した事実に基づいて、双方向通話の検
出を行なう。

信号パターン抽出回路は、それぞれ反響路の入力およ
び出力信号の特徴を表わす時系列信号を出力する。その
特徴時系列信号をパターンと呼ぶ。このパターンは、反
響路の伝達関数によって基本的に変化を受けない特徴パ
ラメータからなるものを用いる。

パターン整合回路は、前記特徴時系列信号間の距離、
すなわち、相違量を算出し、判定回路に出力する。判断
回路は、予め定められた値、すなわち、しきい値と前記
出力信号とを比較判断する。相違量がしきい値以上であ
れば、反響路の出力に、反響信号すなわち反響路への入
力信号が反響出力された信号以外の信号が混入された状
態、すなわち、双方向通話と判断し、前記反響消去装置
の反響路推定動作を停止すべきことを知らせる信号を、
反響消去装置に出力する。それによって、前記反響消去
装置は、反響路の推定動作を停止するので、誤動作する
ことがない。

［実施例］以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

第１図において、１は反響路、２は伝達路、３は反響
消去装置、４は双方向通話検出回路、５は反響路の入力
端子、６は反響路の出力端子、７は信号パターン抽出回
路、８はパターン整合回路、９は判断回路である。

第２図は反響路１の具体例を示す図である。

反響路１は、第２図において、破線より左側を等価的
に表現したものである。反響路１は通信回線における２
線４線変換回路の不平衡によるまわり込み信号（反響信
号）、あるいは、スピーカ・マイク間の音響経過におけ
る壁などによる反響まわり込み信号によって形成され
る。

伝送路２は、信号の伝送路である。

反響消去回路３は、反響路への入力信号と反響信号を
用いて反響路の特性を適応的に推定し、得られた反響路
特性に基づき疑似反響信号を作成し、実際の反響信号か
ら、疑似反響信号を差し引くことにより、反響信号を消
去するものである。第３図に、具体的な反響消去装置の
一例を示す。

反響消去装置３は、疑似反響路回路３−５と、疑似反
響路修正回路３−６と、減算回路３−７とで構成され
る。

疑似反響路回路３−５は、入力端子３−３に入力され
る反響路１に出力する信号から疑似反響信号を作成す
る。

減算回路３−７は、入力端子３−１に入力される反響
信号から疑似反響回路３−５で作成された疑似反響信号
を引き算する。この結果は、誤差信号として出力端子３
−２に出力される。

疑似反響路修正回路３−６は、この誤差信号と端子３
−３からの反響路１への出力信号との相関値により疑似
反響回路３−５内の疑似反響特性を修正する。この修正
は、誤差信号が最小となるように行われる。また、端子
３−４は、双方向通話入力端子で双方向通話が検出され
た時、疑似反響路修正回路３−６の動作を停止する。

なお、端子３−１に入力される信号のうち、反響信号
以外は、そのまま端子３−２に出力される。

双方向通話検出回路４は、信号パターン抽出回路７、
パターン整合回路８および判断回路９を有して構成され
る。

信号パターン抽出回路７は、反響路１の入力および出
力信号の特徴を表わす時系列信号を抽出する。この特徴
時系列信号をパターンと呼ぶ。

パターン整合回路８は、前記特徴時系列信号間の距離
すなわち相違量を算出し、判断回路９に出力する。

判断回路９は、予め定められた値、すなわち、しきい
値と前記出力信号とを比較判断する。相違量がしきい値
以上であれば、反響路１の出力に反響信号（すなわち、
反響路１への入力信号が反響出力される信号）以外の信
号が混入された状態、すなわち、双方向通話と判断し、
反響消去装置３の端子３−３に双方向通話検出信号を出
力する。そして、これにより、疑似反響路修正回路３−
６の動作が停止され、推定した疑似反響路が反響信号以
外の信号で乱されることが防止される。

なお、双方向通話状態とは、第２図を参考にして述べ
れば、送信信号と受信信号（近端と遠端話者信号）とが
同時に存在する状態をいう。

本発明は、前述した原理に基づき、双方向通話の検出
を行う。信号パターン抽出回路７は、反響路の伝達関数
によって基本的に変化を受けない特徴パラメータの時系
列パターンを抽出する。

抽出された時系列パターンは、パターン整合回路でパ
ターン間の相違が算出される。反響路出力端子６に反響
信号のみ入力されるとき、反響路入力端子５および出力
端子６に接続されるそれぞれの信号パターン抽出回路７
は、ほぼ同じ時系列パターンを出力するため、パターン
整合回路６の出力は、ほぼ零である。反響信号にそれ以
外の信号が混在すると、出力端子６に接続される信号パ
ターン抽出回路７の出力は、入力端子５に接続され信号
パターン抽出回路７の出力とは異なり、パターン整合回
路６の出力は、零から大きく偏移する。

判断回路９は、この偏移を、予め定めたしきい値と比
較判断し、反響消去装置３に双方向通話検出信号を出力
し、疑似反響路の修正動作を停止させる。

以上本発明によれば、単なるレベル比較でなく、パタ
ーン間の相違により、双方向通話検出を行うため、反響
信号のレベルによる誤検出を起すことがないため、反響
消去装置が誤動作することがない。

第４図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
反響路での減衰量の補正を行なってパターンの整合を行
なう例である。他の構成は、前記第１図に示すものと同
じである。なお、第４図において第１図と同一符号は同
一物を示す。

10は増幅回路である。信号パターン抽出回路７が抽出
する時系列パターンが信号エネルギーの時間変化パター
ンのごとく、形は同じであるが絶対値が異なるものにつ
いては、いわゆる反響路１での減衰量（Echo Retarn Lo
ss）を補正してからパターン整合を行う必要がある。こ
れを行うのが増幅回路10の役目である。予め、反響路出
力端子６には反響信号のみが印加される状態において、
パターン整合回路８の出力信号が零になるべく、増幅回
路10の利得を調整する。

本実施例は、増幅回路10以外の動作は、第１図と同一
のため説明を省略する。

第５図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
時系列パターン間の時間ずれを補正する例である。他の
構成は、前記第１図に示す実施例と同じである。第５図
において第１図と同一符号は同一物を示す。

11は遅延回路である。この遅延回路11は、時系列パタ
ーン間の時間ずれを補正する。

一般に、反響路１には時間遅延がある。いわゆるフラ
ットディレイであり、具体的には、スピーカとマイクの
音響経路では、スピーカとマイクの距離を音速で割った
時間の遅れを生ずる。スピーカとマイクが近接していれ
ば問題ないが、数十ｍの距離であれば数百msの遅れとな
る。したがって、この場合には、信号パターン抽出回路
７の抽出する時系列パターン間に数百msのずれが生じ、
パターン整合回路８の出力が零とならない。

反響路１への入力信号遅延回路11で時間遅れを与えら
れ、信号パターン抽出回路７に入力される。そして、反
響路１を通過した入力信号は、反響信号として、反響路
１の出力端子６に接続された信号パターン抽出回路７に
入力される。遅延回路７の反響路１の遅延時間が同一で
あれば、パターン整合回路８の出力を零とすることがで
きる。

予め、反響路出力端子６には反響信号のみが印加され
る状態において、パターン整合回路８の出力が零になる
べく、遅延回路11の遅延量を調整する。

それ以外の動作は、第１図の実施例と同一のため説明
を省略する。

第６図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
第４図実施例の増幅路10を利得調整を自動的に行うよう
にしたものである。他の構成は、前記第４図に示す実施
例と同じである。第１図と同一符号は同一物を示す。

第６図において、12は可変利得増幅回路、13は可変利
得増幅回路12の利得を制御する利得制御回路、14は信号
線の電力を検出する電力検出回路、15は反響消去量算出
回路である。

反響消去装置３の入力端子３−１および出力端子３−
２に接続される電力検出回路14は、それぞれの信号線の
電力を検出する。それぞれの電力値をもとに反響消去量
算出回路15は、反響消去装置３の反響信号消去量すなわ
ち入力端子３−１に入力される反響信号が出力端子３−
２にどれだけ減衰されて出力されるのかを示す量を算出
する。

反響消去量は、反響信号とそれ以外の信号との比に比
例する。それは、反響信号以外の信号は消去されず入力
端子３−１から出力端子３−２にそのまま表われること
からもわかる。したがって、反響消去量が十分大きい時
は、反響路出力端子６に印加される信号は、ほとんど反
響信号であると考えてよい。

この時、パターン整合回路８の出力は零であるべき
で、利得制御回路13は、反響消去量算出回路15の出力す
る反響消去量と、パターン整合回路８の出力をもとに可
変利得増幅回路12の利得を制御する。反響消去量がある
値以上であるとき、パターン整合回路８の出力が零にな
るように、可変利得増幅回路12の利得が自動的に調整さ
れる。

本発明例は、マイクとスピーカの位置関係が変化し、
反響路の減衰量が変化する拡声装置などで有効である。

本実施例の作用は、本実施例において固有に付加され
たもの以外については、第４図と同一のため説明を省略
する。

第７図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
第６図実施例に加えて、遅延回路の遅延量も自動調整す
るようにしたものである。他の構成は、前記第５図およ
び第６図に示すものと同じである。第７図において第６
図と同一符号は同一物を示す。

第７図において、16は可変遅延回路、17は遅延量制御
回路である。

反響消去量がある値以上であるとき、遅延量制御回路
17は、パターン整合回路８の出力が零となるように、可
変遅延回路16の遅延量を調整する。

可変利得増幅回路12の利得と可変値宴会路16の遅延量
とは、時間的にずらして行うことが望ましい。たとえ
ば、まず利得の自動調整を行い、パターン整合回路８の
出力を最少となるようにし、次に遅延量の自動調整を行
い、パターン整合回路８の出力をほぼ零にするという手
順をとる。

本実施例は、マイクとスピーカの位置関係が変化し、
それに伴って、反響路の減衰量、遅延量が変化する拡声
装置などで有効となる。

本実施例の他の動作は、第5,6図と同一のため説明を
省略する。

第８図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
第４図に示す実施例で抽出する時系列パターンを信号エ
ネルギーパターンとし、反響路１、信号パターン抽出回
路７、パターン整合回路８、判断回路９を具体的にした
ものである。第８図において第４図と同一符号は同一物
を示す。

第８図において、18はスピーカ、19はマイク、20は整
流回路、21は平滑回路、22は作動増幅回路、23は比較回
路、24はしきい値回路、35は音量調整回路である。

第４図に示す反響路１は、本実施例ではスピーカ18と
マイク19との間の音響経路である。

整流回路20と平滑回路21は、第４図の信号パターン抽
出回路７に相当し、スピーカ５から放声される信号およ
びマイク19に入力される信号の平均振幅パターンをそれ
ぞれ抽出する。これは、信号のエネルギー（電力）パタ
ーンに相当することは明らかである。

今、マイクとスピーカが近接して置かれ、遅延は無視
でき、損失は増幅回路10で補償できるとする。この場
合、マイク19に入力される信号が、スピーカ18から出力
されて反響した信号（反響信号）のみであれば、各々の
平滑回路21の出力するパターンは同じとなる。反響信号
以外の音がマイク19に入力されると、マイク19に接続さ
れる整流回路19および平滑回路20の出力するパターン
は、反響信号とそれ以外の信号の重畳された信号のエネ
ルギーパターンとなり、スピーカ18に接続される整流回
路20および平滑回路21の出力するエネルギーパターンと
異なるものとなる。

差動増幅回路22は、第４図のパターン整合回路に相当
するもので、上記平滑回路21のそれぞれのパターン（時
系列信号）が入力される。マイク19に入力される信号が
反響信号のみのとき、パターンは同一であるので、差動
増幅回路22の出力はほぼ零である。マイク19に反響信号
とそれ以外の信号が入力される双方向通話のとき、差動
増幅回路22の出力は零から偏移する。

比較回路23としきい値回路24は、第４図の判断回路９
に相当する。比較回路23は、差動増幅回路22の出力を、
予め定めたしきい値回路24のしきい値と比較し、差動増
幅回路22の出力がこれを越えたとき、双方向通話である
と判断し、これを反響消去装置３に出力する。

音量調整回路35は、スピーカの音量を調整するもので
ある。音量調整回路35をこの位置に挿入するのは、整流
回路20,20間の利得をスピーカ音量の大小で変化させな
いためである。もし、音声調整回路35を反響路入力端子
５に接続される整流路20とスピーカ18の間に挿入した場
合には、先の利得を変化させないように、増幅回路10の
利得を音量の大小に比例して増減する必要が生ずる。

本実施例の他の動作は、第４図および第１図に示す実
施例と同様なため説明を省略する。

第９図は本発明の他の一実施例を示す。本実施例は、
零交差波の性質を用いて双方向通話を検出するものであ
る。第９図において第８図と同一符号は同一物を示す。

25は信号を零交差波に変換する零交差波回路、26は計
数回路、27は計数差算出回路、28は10〜30msの一定間隔
のタイミング信号を発生するフレーム周期回路である。

零交差波回路25は、信号ｆ（ｔ）の増幅を、ｆ（ｔ）
≦０のとき常に一定値Ａ、ｆ（ｔ）＜０のとき−Ａとな
るように変換するものである。この零交差波は周知のよ
うに音声のホルマント構造を反映したものであることが
数理的にも、受聴的にも確められている。そして反響路
を通しても受聴的にはあまり変化しない。

スピーカ18への信号（すなわち反響路への入力信号）
とマイク19からの信号（すなわち反響路からの出力信
号）は、零交差波回路25でそれぞれ零交差波に変換され
る。そして、計数回路26で零を交差する回数をそれぞれ
計数する。そして、各々の計数値の差が計数差算出回路
27で算出され、それに比例した信号が比較回路23に出力
される。これらの計数および計数差の算出は、フレーム
周期回路28が出力する一定間隔（10〜30ms）毎に同期し
て行われる。

マイク19に入力される信号が反響信号のみのとき、こ
れら計数値はほぼ等しく、計数差算出回路27の出力はほ
ぼ零である。マイク19に反響信号とそれ以外の信号が同
時に加えられる（双方向通話時）ときには、計数値は大
きく異なり、計数差算出路27の出力は零から大きく偏移
する。この偏移は、比較回路23でしきい値回路24のしき
い値と比較され、検出される。そして、この双方向通話
検出信号は、反響消去装置３に伝えられる。

零交差波回路25および計数回路26は、第１図に示す実
施例の信号パターン抽出回路７に相当し、計数差算出回
路27は、第１図に示すパターン整合回路８に相当する。

本実施例は、零交差波に変換することにより、振幅レ
ベルに依存しない、つまり、スピーカとマイク間の減衰
量の変化が依存しないパターンを得られることが特徴で
ある。すなわち、本実施例は、第８図のような増幅回路
10を必要としない。また、計数も一定時間毎に行うた
め、スピーカ・マイク間の遅延がこの間隔時間より小で
あれば、計数値そのものに大きな影響を与えることもな
い。

本実施例の他の動作は、第８図に示す実施例と同様な
ため説明を省略する。

第10図は本発明の他の実施例を示す。本実施例は、第
９図に示す実施例と同様に、零交差波の性質を利用して
双方向通話の検出を行うものである。第10図において第
９図と同一符号は同一物を示す。

29は零交差波分析回路、30はパターン間距離算出回路
である。他の構成は、第９図に示すものと同じである。

零交差波分析回路29は、零交差波信号の零交差点間の
間隔を計測し、分類出力するものである。零交差点間の
間隔は、ホルマント周波数に関係する。従って、これを
計測分類することは、振幅レベルに依存しないでホルマ
ント構造を分析することに相当する。

零交差波分析回路29の動作を具体的に説明する。

まず、予め決められた複数の間隔時間、たとえば、10
〜5ms,5〜1ms,1ms〜500μs,500μｓ〜250μs,…の間隔
を定める。そして、一定のフレーム時間内の零交差信号
の零交差点間の時間を計測し、上記間隔に分類する。た
とえば、10〜5msの零交差点間隔はa₁回,5〜1msの零交差
点間隔はa₂回，…のように行う。

10〜5msの間隔は、周波数で言うと100〜200Hzに相当
する。この間隔時間があったことは、上記周波数成分が
存在したことを意味する。こうして、零交差波分析回路
29は、フレーム周波毎に｛a₁,a₂,…｝のベクトルを、時
系列パターンとして出力する。

パターン間距離算出回路30は、これら時系列ベクトル
パターン間の相違すなわち距離を、算出し、それに比例
した信号を比較回路23に出力する。

マイク19に入力される信号が反響信号のみのとき、こ
れら時系列ベクトルパターンはほぼ等しく、パターン間
距離算出回路30の出力はほぼ零である。マイク19に反響
信号とそれ以外の信号が同時に加えられると、時系列ベ
クトルパターンは大きく異なり、パターン間距離算出回
路23で、しきい値回路24のしきい値と比較され検出され
る。そして、この双公通話検出信号は、反響消去装置３
に伝えられる。

本実施例は、第９図に比べ、より高精度な検出を行う
ことができる。

零交差波回路25および零交差波分析回路29は、第１図
に示す信号パターン抽出回路７に相当し、パターン間距
離算出回路30は、第１図に示すパターン整合回路に相当
する。

本実施例の他の動作は、第９図と同様なため説明を省
略する。

第11図は本発明の他の一実施例を示す。本実施例は、
音道の共鳴特性を表現するパラメータの時系列パターン
を利用して双方向通話を検出するものである。第11図に
おいて第10図と同一符号は同一物を示す。

31は音声パラメータ抽出回路である。他の構成は、前
記第10図に示すものと同じである。

音声パラメータ抽出回路31は、声道の共鳴特性を表現
するパラメータを抽出するものであり、線形予測係数、
PARCOR係数、LSP係数などがパラメータとして知られて
いる。これらパラメータは、人ののどの形を等価的に表
現することも知られ、反響路を通過しても変らない。

本実施例では、まずスピーカ18への信号とマイク19か
らの信号とについて、音声パラメータ抽出回路31によ
り、予め設定したパラメータを抽出する。抽出されたパ
ラメータは、パターン間距離検出回路30でこれらパラメ
ータ間の相違が算出される。この算出結果が比較回路23
に送られ、前記第10図に示す実施例と同様にして、双方
向通話検出がなされ、その結果が反響消去装置３に伝達
される。

本実施例の音声パラメータ抽出回路31の構成および動
作について具体的に説明する。第14図はパラメータとし
て線形予測係数あるいはPARCOR係数を抽出する音声パラ
メータ抽出回路31の一実施例である。

第14図において、14−１は入力データを一時記憶する
バッファメモリで、ディジタル値に変換された値が記憶
される。14−２は自己相関係数を抽出する自己相関係数
計算回路である。14−３は自己相関係数より線形予測係
数あるいはPARCOR係数を抽出する線形予測計算回路であ
る。

１フレーム周期時間の入力データは、バッファメモリ
14−１に一時記憶される。次に、自己相関係数計算回路
14−２で自己相関係数ρ_τが下式の計算式で算出され
る。

ここで、Ｎは１フレーム時間のデータサンプル数であ
り、x_tは１データサンプルを示す。

線形予測計算回路14−３は、先の自己相関係数ρ_τを
用い、次式に示す漸化式を計算し、線形予測係数▲α
⁽ⁿ⁾ _n▼,RARCOR係数K_nを算出する。

この漸化式は、公知の文献（板倉他，「PAROR形音声
分析・合成系」，電電公社通研研究実用他報告,Vol.27
−6,1978年）に提示されている。

ここで、（２）式で初期値を設定し、（３）〜（６）
の漸化式で順次▲α⁽ⁿ⁾ _n▼,K_nを計算する。通常、ｎ＝1
0、つまり▲α⁽¹⁰⁾ ₁▼，▲α⁽¹⁰⁾ ₂▼，…，▲α⁽¹⁰⁾ ₁₀
▼、あるいは、K₁,K₂,…,K₁₀の10個程度のパラメータを
用いる。

このパラメータをフレーム周期毎に抽出し、パターン
間距離算出回路30に出力する。

他の動作は第10図と同様なため説明を省略する。

第12図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
音響経路に設けた双方向通話検出回路４の検出信号を音
響反響消去装置と回線反響消去装置の双方に供給した場
合の例である。第12図において第８図と同一符号は同一
物を示す。

32音響反響消去装置、33は回線反響消去装置、34は２
線４線変換回路である。本実施例は拡声電話機に適用し
た例である。なお、他の構成は、第８図に示すものと同
じである。

音響反響消去装置32は、反響消去装置３と同一であ
り、スピーカ18とマイク19間の音響経路での反響信号を
消去する。回線反響消去装置33は、反響消去装置３と同
一で２線４線変換回路34の不平衡による反響信号を消去
する。２線４線変換回路34は、拡声電話機の４線信号を
電話回線の双方向２線信号に変換する一種のブリッジ回
路である。

双方向通話検出回路４は、第８図に示すものと同様に
構成され、同様に動作するため動作説明は省略する。

拡声電話機では、送信信号と受信信号のみが存在し、
送信信号と受信信号が時間的に重なったときが双方向通
話時である。したがって、音響反響消去装置32にとって
の双方向通話時と回線反響消去装置33にとっての双方向
通話時は、同一である。つまり、スピーカ・マイク間の
反響路あるいは２線４線変換回路での反響路のいずれか
一方に双方向通話検出回路４を設け、この検出信号を双
方の反響消去装置に供給することが可能となる。

第13図は本発明の他の一実施例である。第13図におい
て、第12図と第一符号は同一物を示す。本実施例は、２
線４線回路での反響路ひ設けた双方向検出回路４の検出
信号を音響反響消去装置32と回線反響消去装置33の双方
に供給した場合である。

以上説明した各実施例は、各々電話装置、特に、拡声
電話装置に適用することができる。拡声電話装置として
は、例えば、ハンズフリー自動車電話装置が挙げられ
る。

［発明の効果］以上、本発明によれば、信号のレベル比較によらず、
反響路の入出力信号のパターン（形）の相違により双方
向通話の検出を行うため、反響信号レベルが大きい場合
でも検出ミスを起すことはない。そして、その結果、反
響消去操作の誤動作、性能劣化を回避できる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
反響路の具体例を示す説明図、第３図は反響消去装置の
一例を示すブロック図、第４〜13図はそれぞれ本発明の
他の一実施例を示すブロック図、第14図は音声パラメー
タ抽出回路の一例を示すブロック図である。１……反響路、３……反響消去装置、７……信号パター
ン抽出回路、８……パターン整合回路、９……判断回
路、10……増幅回路、11……遅延回路、12……可変利得
増幅回路、13……利得制御回路、14……電力検出回路、
15……反響消去量算出回路、16……可変遅延回路、17…
…遅延量制御回路、18……スピーカ、19……マイク、20
……整流回路、21……平滑回路、22……差動増幅回路、
24……しきい値回路、25……零交差波回路、26……計数
回路、27……計数差算出回路、28……フレーム周期回
路、29……零交差分析回路、30……パターン間距離算出
回路、31……音声パラメータ抽出回路、32……音響反響
消去装置、33……回線反響消去装置、34……２線４線変
換回路、35……音量調整回路。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】信号の特徴を示すパラメータの時系列パタ
ーンを抽出する第1,第２の信号パターン抽出手段と、前
記第1,第２の信号パターン抽出手段が出力する時系列パ
ターン間の相違を示す距離を算出するパターン整合手段
と、前記パターン整合手段の出力を予め定めたしきい値
に基づきパターン間の相違を判断する判断手段とを設
け、前記第１の信号パターン抽出手段を反響路の入力端
子に接続し、前記第２の信号パターン抽出手段を反響路
の出力端子に接続し、前記パターン間の相違がしきい値
を越えたとき、双方向通話と判断することを特徴とする
双方向通話検出方式。
【請求項２】前記パラメータの時系列パターンは、信号
が反響路を通過しても不変であるものを用いることを特
徴とする請求項１記載の双方向通話検出方式。
【請求項３】信号を遅延する遅延手段を設け、前記反響
路の入力端子と前記第１の信号パターン抽出手段とを前
記遅延手段を介して接続したことを特徴とする請求項２
記載の双方向通話検出方式。
【請求項４】信号を増幅する増幅手段を設け、前記反響
路の出力端子と前記第２の信号パターン抽出手段とを前
記増幅手段を介して接続したことを特徴とする請求項２
記載の双方向通話検出方式。
【請求項５】前記パラメータの時系列パターンが、信号
の電力の時系列パターンであることを特徴とする請求項
２または４記載の双方向通話検出方式。
【請求項６】前記パラメータの時系列パターンが、一定
時間ごとの零交差回数の時系列パターンであることを特
徴とする請求項２または３記載の双方向通話検出方式。
【請求項７】前記パラメータの時系列パターンが、一定
時間ごとの零交差点間の時間分類パラメータの時系列パ
ターンであることを特徴とする請求項２または３記載の
双方向通話検出方式。
【請求項８】前記パラメータの時系列パターンが、声道
の共鳴特性を表現するパラメータの時系列パターンであ
ることを特徴とする請求項２または４記載の双方向通話
検出方式。
【請求項９】反響消去装置の反響信号消去量を算出する
反響消去量算出手段を設け、前記反響消去量が予め定め
た値を越えたとき、前記パターン整合手段の出力が零と
なるように前記遅延手段の遅延量を制御することを特徴
とする請求項３記載の双方向通話検出方式。
【請求項１０】前記反響消去量算出手段を設け、前記反
響消去量が予め定めた値を越えたとき、前記パターン整
合手段の出力が零となるように前記増幅手段の利得を制
御することを特徴とする請求項４記載の双方向通話検出
方式。
【請求項１１】請求項２〜10のいずれかに記載の双方向
通話検出方式を有することを特徴とする反響消去装置。
【請求項１２】請求項２〜10のいずれかに記載の双方向
通話検出方式を有することを特徴とする音響反響消去装
置。
【請求項１３】請求項２〜10のいずれかに記載の双方向
通話検出方式を有することを特徴とする回線反響消去装
置。
【請求項１４】請求項11記載の反響消去装置を有するこ
とを特徴とする拡声電話機。
【請求項１５】スピーカとマイク間の音響結合により生
ずる音響路における反響信号を消去する音響反響消去装
置と、２線４線変換での不平衡により生ずる回線反響路
における反響信号を消去する回線反響消去装置とをもつ
拡声電話機において、前記音響反響路あるいは前記回線
反響路のいずれか１の反響路に対し、請求項２〜10のい
ずれかに記載の双方向通話検出方式を適用し、この検出
信号をもとに前記音響反響消去装置と前記回転反響消去
装置の双方を同時に制御することを特徴とする拡声電話
機。
【請求項１６】請求項16記載の拡声電話機を備えた自動
車電話装置。