JP2516260B2 - エコ―キャンセラ - Google Patents
エコ―キャンセラInfo
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Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、衛星通信、音声パケット通信等の通信回線
において２線−４線変換部で発生するエコーを消去する
エコーキャンセラに関するものである。
において２線−４線変換部で発生するエコーを消去する
エコーキャンセラに関するものである。
（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、次のような文
献1,2に記載されるものがあった。
献1,2に記載されるものがあった。
文献1;「ディジタル信号処理の応用」３版（昭58-7-1
0）電子通信学会、P.212-221 文献2;特開昭60-174536号公報 前記文献１に記載されているように、電話回線では、
加入者線の２線回線と伝送路の４線回線との間の信号の
変換を行なうハイブリッド回路が用いられているが、こ
のハイブリッド回路でのインピーダンスのミスマッチン
グによって受信信号が送信路に漏れてエコーが生ずる。
衛星通信のように伝送路の遅延が大きい場合にはこのエ
コーが通話の障害となるため、エコーキャンセラを用い
てエコーを消去している。
0）電子通信学会、P.212-221 文献2;特開昭60-174536号公報 前記文献１に記載されているように、電話回線では、
加入者線の２線回線と伝送路の４線回線との間の信号の
変換を行なうハイブリッド回路が用いられているが、こ
のハイブリッド回路でのインピーダンスのミスマッチン
グによって受信信号が送信路に漏れてエコーが生ずる。
衛星通信のように伝送路の遅延が大きい場合にはこのエ
コーが通話の障害となるため、エコーキャンセラを用い
てエコーを消去している。
また、音声、画像、データを統合して取り扱う統合網
では、音声をパケット化して通信を行なうため、国内回
線においても大きな遅延を生じるのでエコーキャンセラ
を用いてエコーを充分消去する必要がある。
では、音声をパケット化して通信を行なうため、国内回
線においても大きな遅延を生じるのでエコーキャンセラ
を用いてエコーを充分消去する必要がある。
電話回路に適用される従来のエラーキャンセラの一例
を第２図に示す。
を第２図に示す。
第２図は、前記文献２に記載された従来のエコーキャ
ンセラの一構成例を示すブロック図である。
ンセラの一構成例を示すブロック図である。
電話回線に設けられる電話機１は、加入者線２を介し
てハイブリッド回路（Ｈ）３に接続されている。ハイブ
リッド回路３は、ディジタル／アナログ変換器（以下、
D/A変換器という）４及びアナログ／ディジタル変換器
（以下、A/D変換器という）５を介してエコーキャンセ
ラ10に接続されている。
てハイブリッド回路（Ｈ）３に接続されている。ハイブ
リッド回路３は、ディジタル／アナログ変換器（以下、
D/A変換器という）４及びアナログ／ディジタル変換器
（以下、A/D変換器という）５を介してエコーキャンセ
ラ10に接続されている。
エコーキャンセラ10は、受信側入力端子11、D/A変換
器４に接続される受信側出力端子12、A/D変換器５に接
続される送信側入力端子13、及び送信側出力端子14を有
している。入力端子13と出力端子14間に、減算器15が接
続され、その減算器15には、畳み込み演算回路16を介し
てＸレジスタ（第１のレジスタ）17とＨレジスタ（第２
のレジスタ）18が接続されている。減算器15は送信信号
ｓ（ｋ）から擬似エコー信号（ｋ）を差し引いて残差
信号ｅ（ｋ）を出力する回路、Ｘレジスタ17は受信信号
ｘ（ｋ）を格納する回路である。Ｈレジスタ18は、D/A
変換器４からハイブリッド回路３を通ってA/D変換器５
に至る系（これをエコーパスという）の、推定インパル
ス応答を格納する回路である。また、畳み込み演算回路
16は、Ｘレジスタ17とＨレジスタ18の内容に基づき擬似
エコー信号（ｋ）を生成する機能を有している。
器４に接続される受信側出力端子12、A/D変換器５に接
続される送信側入力端子13、及び送信側出力端子14を有
している。入力端子13と出力端子14間に、減算器15が接
続され、その減算器15には、畳み込み演算回路16を介し
てＸレジスタ（第１のレジスタ）17とＨレジスタ（第２
のレジスタ）18が接続されている。減算器15は送信信号
ｓ（ｋ）から擬似エコー信号（ｋ）を差し引いて残差
信号ｅ（ｋ）を出力する回路、Ｘレジスタ17は受信信号
ｘ（ｋ）を格納する回路である。Ｈレジスタ18は、D/A
変換器４からハイブリッド回路３を通ってA/D変換器５
に至る系（これをエコーパスという）の、推定インパル
ス応答を格納する回路である。また、畳み込み演算回路
16は、Ｘレジスタ17とＨレジスタ18の内容に基づき擬似
エコー信号（ｋ）を生成する機能を有している。
Ｈレジスタ18には加算器19が接続され、その加算器19
に修正量生成回路20が接続されている。修正量生成回路
20は、受信信号系列 、残差信号ｅ（ｋ）及び修正係数αに基づき、エコーパ
スの推定インパルス応答の修正量 を演算により求める回路である。
に修正量生成回路20が接続されている。修正量生成回路
20は、受信信号系列 、残差信号ｅ（ｋ）及び修正係数αに基づき、エコーパ
スの推定インパルス応答の修正量 を演算により求める回路である。
次に、動作を説明する。
遠端からの受信信号ｘ（ｋ）は、D/A変換器４によっ
てアナログ信号ｘ（ｔ）に変換されてハイブリッド回路
３に入力され、２線信号として加入者線２を通して電話
機１に伝送される。このとき、ハイブリッド回路３のイ
ンピーダンスミスマッチングにより、受信信号ｘ（ｔ）
が送信路に漏れ、エコー信号ｙ（ｔ）として送出されて
しまう。一方、電話機１からの近端入力信号ｎ（ｔ）
は、ハイブリッド回路３によって４線信号に変換され、
送信路に送出される。すなわち、送信信号ｓ（ｔ）はエ
コー信号ｙ（ｔ）と近端入力信号ｎ（ｔ）との和とし
て、 ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ） と表される。この送信信号ｓ（ｔ）は、A/D変換器５に
よってディジタル信号ｓ（ｋ）に変換される。
てアナログ信号ｘ（ｔ）に変換されてハイブリッド回路
３に入力され、２線信号として加入者線２を通して電話
機１に伝送される。このとき、ハイブリッド回路３のイ
ンピーダンスミスマッチングにより、受信信号ｘ（ｔ）
が送信路に漏れ、エコー信号ｙ（ｔ）として送出されて
しまう。一方、電話機１からの近端入力信号ｎ（ｔ）
は、ハイブリッド回路３によって４線信号に変換され、
送信路に送出される。すなわち、送信信号ｓ（ｔ）はエ
コー信号ｙ（ｔ）と近端入力信号ｎ（ｔ）との和とし
て、 ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ） と表される。この送信信号ｓ（ｔ）は、A/D変換器５に
よってディジタル信号ｓ（ｋ）に変換される。
エコーキャンセラ10には、受信側入力端子11より受信
信号ｘ（ｋ）と、送信側入力端子13より送信信号ｓ
（ｋ）とが、それぞれ入力され、Ｘレジスタ17は過去Ｎ
サンプル分の受信信号ｘ（ｋ）を格納する。畳み込み演
算回路16は、Ｘレジスタ17内の受信信号系列 と、Ｈレジスタ18に格納されたエコーパスのインパルス
応答の推定値 との、畳み込み演算により、擬似エコー信号（ｋ）を
作り、これを、減算器15で送信信号ｓ（ｋ）から差し引
くことによってエコーを消去する。減算器15から出力さ
れる残差信号ｅ（ｋ）は、送信側出力端子14に送られ
る。
信号ｘ（ｋ）と、送信側入力端子13より送信信号ｓ
（ｋ）とが、それぞれ入力され、Ｘレジスタ17は過去Ｎ
サンプル分の受信信号ｘ（ｋ）を格納する。畳み込み演
算回路16は、Ｘレジスタ17内の受信信号系列 と、Ｈレジスタ18に格納されたエコーパスのインパルス
応答の推定値 との、畳み込み演算により、擬似エコー信号（ｋ）を
作り、これを、減算器15で送信信号ｓ（ｋ）から差し引
くことによってエコーを消去する。減算器15から出力さ
れる残差信号ｅ（ｋ）は、送信側出力端子14に送られ
る。
エコーパスの特性を推定するアルゴリズムには、種々
の方法があるが、ハードウェアが簡単で、収束の保証さ
れる学習同定法が多く用いられている。この学習同定法
によるエコーパスのインパルス応答の推定値 は、 で与えられ、残差信号ｅ（ｋ）のパワーを最小にするよ
うに収束する。また、αは修正係数と呼ばれる量で、エ
コーキャンセラの場合、０＜α≦１なる定数を用いる。
の方法があるが、ハードウェアが簡単で、収束の保証さ
れる学習同定法が多く用いられている。この学習同定法
によるエコーパスのインパルス応答の推定値 は、 で与えられ、残差信号ｅ（ｋ）のパワーを最小にするよ
うに収束する。また、αは修正係数と呼ばれる量で、エ
コーキャンセラの場合、０＜α≦１なる定数を用いる。
従って、エコーパスの推定インパルス応答の計算は、
修正量生成回路20において、受信信号系列 と残差信号ｅ（ｋ）と修正係数αとから、エコーパスの
推定インパルス応答の修正量 を（２）式によって計算し、これを加算器19で、Ｈレジ
スタ18内の現サンプルの推定インパルス応答 に加えて次のサンプルのエコーパスの推定インパルス応
答 としてＨレジスタ18に格納することによって行われる。
修正量生成回路20において、受信信号系列 と残差信号ｅ（ｋ）と修正係数αとから、エコーパスの
推定インパルス応答の修正量 を（２）式によって計算し、これを加算器19で、Ｈレジ
スタ18内の現サンプルの推定インパルス応答 に加えて次のサンプルのエコーパスの推定インパルス応
答 としてＨレジスタ18に格納することによって行われる。
前記学習同定法では、一定の修正係数αに対して推定
精度、すなわちエコー打ち消し量と収束速度とはトレー
ドオフの関係（矛盾する関係）があり、推定精度をよく
するにはαの値を小さくし、収束速度を速くするにはα
の値を大きくする必要がある。
精度、すなわちエコー打ち消し量と収束速度とはトレー
ドオフの関係（矛盾する関係）があり、推定精度をよく
するにはαの値を小さくし、収束速度を速くするにはα
の値を大きくする必要がある。
そこで、この欠点をなくすために、前記文献２の技術
では、修正係数αを残差信号系列の平均値に比例した値
として制御する方法を採用している。この方法は、推定
が進むにつれて残差信号が減少するため、それに比例し
てαは小さな値となり推定精度をよくする、すなわちエ
コー打ち消し量を増やすものである。
では、修正係数αを残差信号系列の平均値に比例した値
として制御する方法を採用している。この方法は、推定
が進むにつれて残差信号が減少するため、それに比例し
てαは小さな値となり推定精度をよくする、すなわちエ
コー打ち消し量を増やすものである。
ところで、実際の残差信号ｅ（ｋ）には近端入力信号
ｎ（ｋ）が含まれており、エコー信号ｙ（ｋ）のレベル
に対するｎ（ｋ）のレベルが大きい信号対雑音比（以
下、S/Nという）の悪い状態になると、（１）、（２）
式によるインパルス応答の推定が正しく行われなくな
る。これを防ぐためには、修正係数αを小さくすればよ
いが、αを小さくすると、前述したように収束速度が遅
くなる。このようなS/N比の悪い状態は、通常、ダブル
トーク（両方向同時通話時）の時に起こるので、修正係
数αは0.5〜１程度の大きな値とし、ダブルトーク検出
器を設けてS/Nの劣化を検出し、エコーパスの推定を止
めている。
ｎ（ｋ）が含まれており、エコー信号ｙ（ｋ）のレベル
に対するｎ（ｋ）のレベルが大きい信号対雑音比（以
下、S/Nという）の悪い状態になると、（１）、（２）
式によるインパルス応答の推定が正しく行われなくな
る。これを防ぐためには、修正係数αを小さくすればよ
いが、αを小さくすると、前述したように収束速度が遅
くなる。このようなS/N比の悪い状態は、通常、ダブル
トーク（両方向同時通話時）の時に起こるので、修正係
数αは0.5〜１程度の大きな値とし、ダブルトーク検出
器を設けてS/Nの劣化を検出し、エコーパスの推定を止
めている。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記構成のエコーキャンセラでは、次
のような課題があった。
のような課題があった。
従来のエコーキャンセラでは、修正係数αを残差信号
系列の平均値に比例した値としているため、ダブルトー
ク時には、ダブルトーク検出器の検出遅れのために、ダ
ブルトークを検出した時には、αは大きな値となってイ
ンパルス応答の推定値が乱れてしまう場合があった。ま
た、ダブルトーク状態ではなくても、近端の周囲雑音が
大きく、ダブルトーク検出閾値程度の悪いS/Nが長時間
続く場合には、修正係数αは大きい値のままで推定を行
なうので、推定精度が悪く、インパルス応答の推定値が
正しく収束しないという問題があった。
系列の平均値に比例した値としているため、ダブルトー
ク時には、ダブルトーク検出器の検出遅れのために、ダ
ブルトークを検出した時には、αは大きな値となってイ
ンパルス応答の推定値が乱れてしまう場合があった。ま
た、ダブルトーク状態ではなくても、近端の周囲雑音が
大きく、ダブルトーク検出閾値程度の悪いS/Nが長時間
続く場合には、修正係数αは大きい値のままで推定を行
なうので、推定精度が悪く、インパルス応答の推定値が
正しく収束しないという問題があった。
本発明は前記従来技術が持っていた課題として、ダブ
ルトーク時に、ダブルトーク検出器の検出遅れのために
エコーパスのインパルス応答の推定値が乱れてしまう点
と、近端話者の周囲雑音が大きくてS/Nが悪いときに正
しく収束しないという点について解決したエコーキャン
セラを提供するものである。
ルトーク時に、ダブルトーク検出器の検出遅れのために
エコーパスのインパルス応答の推定値が乱れてしまう点
と、近端話者の周囲雑音が大きくてS/Nが悪いときに正
しく収束しないという点について解決したエコーキャン
セラを提供するものである。
（課題を解決するための手段） 本発明は前記課題を解決するために、受信信号を格納
する第１のレジスタと、エコーパスの推定インパルス応
答を格納する第２のレジスタと、前記第１および第２の
レジスタの内容から擬似エコー信号を生成する畳み込み
演算回路と、送信信号から前記擬似エコー信号を差し引
いて残差信号を出力する減算器と、前記受信信号、前記
残差信号及び修正係数に基づき前記エコーパスの推定イ
ンパルス応答の修正量を求める修正量生成回路と、前記
第２のレジスタに格納された現サンプルのエコーパスの
推定インパルス応答と前記修正量とを加算して次サンプ
ルのエコーパス推定インパルス応答を求めそれを前記第
２のレジスタに格納させる加算器とを、備えたエコーキ
ャンセラにおいて、次のような回路を設けたものであ
る。
する第１のレジスタと、エコーパスの推定インパルス応
答を格納する第２のレジスタと、前記第１および第２の
レジスタの内容から擬似エコー信号を生成する畳み込み
演算回路と、送信信号から前記擬似エコー信号を差し引
いて残差信号を出力する減算器と、前記受信信号、前記
残差信号及び修正係数に基づき前記エコーパスの推定イ
ンパルス応答の修正量を求める修正量生成回路と、前記
第２のレジスタに格納された現サンプルのエコーパスの
推定インパルス応答と前記修正量とを加算して次サンプ
ルのエコーパス推定インパルス応答を求めそれを前記第
２のレジスタに格納させる加算器とを、備えたエコーキ
ャンセラにおいて、次のような回路を設けたものであ
る。
すなわち、前記受信信号及び残差信号に基づきS/Nの
推定値を求める推定回路と、前記S/N推定値の変化量を
求める変化量検出回路と、前記S/N推定値が大きく、か
つ前記変化量に基づき前記S/N推定値が増加中であると
判定された時だけ修正係数を大きな値として前記修正量
生成回路へ与える修正係数決定回路とを、従来のエコー
キャンセラに設けている。
推定値を求める推定回路と、前記S/N推定値の変化量を
求める変化量検出回路と、前記S/N推定値が大きく、か
つ前記変化量に基づき前記S/N推定値が増加中であると
判定された時だけ修正係数を大きな値として前記修正量
生成回路へ与える修正係数決定回路とを、従来のエコー
キャンセラに設けている。
前記推定回路は、例えば前記受信信号と前記残差信号
のパワー比により前記S/N推定値を算出する機能を有し
ている。また、修正係数決定回路は、例えば前記S/Nの
推定値が過去のS/N推定値のピーク値よりも大きい時にS
/Nが大きいと判定する機能を有している。
のパワー比により前記S/N推定値を算出する機能を有し
ている。また、修正係数決定回路は、例えば前記S/Nの
推定値が過去のS/N推定値のピーク値よりも大きい時にS
/Nが大きいと判定する機能を有している。
（作用） 本発明によれば、以上のようにエコーキャンセラを構
成したので、推定回路は、受信信号と残差信号のパワー
比等より、S/Nの推定値を求める。変化量生成回路は、S
/N推定値における差分値やピーク値等の変化量を計算等
により求める。修正係数決定回路は、例えばS/N推定値
が過去のS/N推定値のピーク値よりも大きい時にS/Nが大
きい等と判定し、その判定結果を用いてS/N推定値が大
きく、かつ前記変化量に基づきS/N推定値が増加中であ
ると判定した時だけ、修正量生成回路へ与える修正係数
を大きな値にする。これにより、S/Nが悪い状態でも良
好に収束し、かつダブルトーク時にもエコーパスの推定
値の乱れを小さく抑えることが可能となる。従って、前
記課題を解決できるのである。
成したので、推定回路は、受信信号と残差信号のパワー
比等より、S/Nの推定値を求める。変化量生成回路は、S
/N推定値における差分値やピーク値等の変化量を計算等
により求める。修正係数決定回路は、例えばS/N推定値
が過去のS/N推定値のピーク値よりも大きい時にS/Nが大
きい等と判定し、その判定結果を用いてS/N推定値が大
きく、かつ前記変化量に基づきS/N推定値が増加中であ
ると判定した時だけ、修正量生成回路へ与える修正係数
を大きな値にする。これにより、S/Nが悪い状態でも良
好に収束し、かつダブルトーク時にもエコーパスの推定
値の乱れを小さく抑えることが可能となる。従って、前
記課題を解決できるのである。
（実施例） 第１図は、本発明の実施例を示すエコーキャンセラの
構成ブロック図であり、従来の第２図中の要素と共通の
要素には共通の符号が付されている。
構成ブロック図であり、従来の第２図中の要素と共通の
要素には共通の符号が付されている。
このエコーキャンセラ10Aでは、第２図のエコーキャ
ンセラ10中に修正係数制御回路21を付加した点のみが異
なっている。修正係数制御回路21は、修正量生成回路20
へ与える修正係数αを可変制御する機能を有している。
ンセラ10中に修正係数制御回路21を付加した点のみが異
なっている。修正係数制御回路21は、修正量生成回路20
へ与える修正係数αを可変制御する機能を有している。
第３図は、第１図中の修正係数制御回路21の一構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
この修正係数制御回路21は、受信信号ｘ（ｋ）及び残
差信号ｅ（ｋ）よりS/Nの推定値を計算するS/N推定回路
30と、前記S/Nの推定値よりその推定値の変化量（例え
ば、差分値、ピーク値）を演算により求める変化量生成
回路40と、前記S/N推定値及び変化量を用いて修正係数
αを決定する修正係数決定回路50とで、構成されてい
る。
差信号ｅ（ｋ）よりS/Nの推定値を計算するS/N推定回路
30と、前記S/Nの推定値よりその推定値の変化量（例え
ば、差分値、ピーク値）を演算により求める変化量生成
回路40と、前記S/N推定値及び変化量を用いて修正係数
αを決定する修正係数決定回路50とで、構成されてい
る。
S/N推定回路30は、パワー計算回路31,32、対数変換回
路33,34及び減算器35より構成されている。変化量生成
回路40は、S/N推定値の差分値を計算する差分値計算回
路41と、ピーク値を計算するピーク値計算回路42とで、
構成されている。また、修正係数決定回路50は、乗算器
51、比較回路52,53及び修正係数選択回路54より構成さ
れている。
路33,34及び減算器35より構成されている。変化量生成
回路40は、S/N推定値の差分値を計算する差分値計算回
路41と、ピーク値を計算するピーク値計算回路42とで、
構成されている。また、修正係数決定回路50は、乗算器
51、比較回路52,53及び修正係数選択回路54より構成さ
れている。
以上の構成において、第１図のエコーキャンセラ10A
は、修正係数制御回路21を除き、従来のエコーキャンセ
ラ10とほぼ同様の動作をするので、その修正係数制御回
路21の動作を以下説明する。
は、修正係数制御回路21を除き、従来のエコーキャンセ
ラ10とほぼ同様の動作をするので、その修正係数制御回
路21の動作を以下説明する。
第３図のS/N推定回路30では、次の（３）式で表され
る受信信号ｘ（ｋ）と残差信号ｅ（ｋ）のパワー比によ
り、S/Nの推定値を計算する。
る受信信号ｘ（ｋ）と残差信号ｅ（ｋ）のパワー比によ
り、S/Nの推定値を計算する。
ただし、Ｘ（ｋ）,E（ｋ）はそれぞれ、ｘ（ｋ）とｅ
（ｋ）のパワーである。このため、受信信号ｘ（ｋ）と
残差信号ｅ（ｋ）を入力し、パワー計算回路31,32でこ
れらｘ（ｋ）,e（ｋ）のパワーＸ（ｋ）,E（ｋ）を算出
し、次に対数変換回路33,34にて各パワーの対数値L
x(k),Le(k)を計算した後、減算器35で、これらの信号の
差（Lx(k)−Le(k)）としてAcom(k)を求める。
（ｋ）のパワーである。このため、受信信号ｘ（ｋ）と
残差信号ｅ（ｋ）を入力し、パワー計算回路31,32でこ
れらｘ（ｋ）,e（ｋ）のパワーＸ（ｋ）,E（ｋ）を算出
し、次に対数変換回路33,34にて各パワーの対数値L
x(k),Le(k)を計算した後、減算器35で、これらの信号の
差（Lx(k)−Le(k)）としてAcom(k)を求める。
次に、差分値計算回路41でその差分値Acomd(k)を
（４）式により求める。
（４）式により求める。
Acomd(k) ＝Acom(k)−Acom(k-n) （ｎ＞０） ……（４） さらに、（５）式に基づき、Acom(k)のピーク値Acomp
(k)をピーク値計算回路42で計算する。
(k)をピーク値計算回路42で計算する。
Acomp(k) ＝max（Acomp(k-1),Acom(k)） ……（５） 修正係数決定回路50では、これらAcom(k),Acomd(k)お
よびAcomp(k)の各値を用いて修正係数αを決定する。ま
ず、比較回路52で、Acomd(k)と正の閾値thを比較する。
これと同時に、Ｋを０＜Ｋ≦１なる定数として乗算器51
でＫ・Acomp(k)を求め、比較回路53により、Acom(k)と
Ｋ・Acomp(k)とを比較する。修正係数選択回路54では、
これら比較回路52,53の比較結果を用いて、 Acomd(k)＞th かつ Acom(k)＞Ｋ・Acomp(k) ならば α＝α１ ……（６） Acomd(k)≦th または Acom(k)≦Ｋ・Acomp(k) ならば α＝α２ ……（７） （ただし、０≦α２＜α１≦１） となるように修正係数αを選ぶ。この修正係数αは、第
１図の修正量生成回路20へ与えられる。
よびAcomp(k)の各値を用いて修正係数αを決定する。ま
ず、比較回路52で、Acomd(k)と正の閾値thを比較する。
これと同時に、Ｋを０＜Ｋ≦１なる定数として乗算器51
でＫ・Acomp(k)を求め、比較回路53により、Acom(k)と
Ｋ・Acomp(k)とを比較する。修正係数選択回路54では、
これら比較回路52,53の比較結果を用いて、 Acomd(k)＞th かつ Acom(k)＞Ｋ・Acomp(k) ならば α＝α１ ……（６） Acomd(k)≦th または Acom(k)≦Ｋ・Acomp(k) ならば α＝α２ ……（７） （ただし、０≦α２＜α１≦１） となるように修正係数αを選ぶ。この修正係数αは、第
１図の修正量生成回路20へ与えられる。
次に、上記動作の原理について説明する。
まず、（３）式で求めたAcom(k)がS/Nの推定値となる
ことを示す。エコーパスのインパルス応答を とするとエコーキャンセラ10Aの各部の信号は、 となる。受信側入力端子11から入力される受信信号ｘ
（ｋ）と、送信側入力端子13から入力される近端入力信
号ｎ（ｋ）とが、無相関であることから、残差信号（1
0）式のパワーは、 となる。したがって、 となる。ここで、 は、エコーパスのインパルス応答の推定誤差を表す量
で、推定が充分収束していれば非常に小さな値となるか
ら、（12）式はS/Nを表す。また、収束中であれば、 は時間とともに減少するので、Acom(k)は増加する。し
たがって、（４）式の差分値Acomd(k)はAcom(k)の変化
を表す量であるから、この値が、ある適当な正の閾値th
よりも大きいとき、収束中で推定誤差が減少中か、S/N
が増加中であると判定できる。このとき、S/Nが過去の
値よりも大きければ、推定精度は現在よりもさらによく
なるので、修正係数αを大きくしてすばやく収束させた
方が有利である。したがって、（６）式によりαを大き
な値α１とする。
ことを示す。エコーパスのインパルス応答を とするとエコーキャンセラ10Aの各部の信号は、 となる。受信側入力端子11から入力される受信信号ｘ
（ｋ）と、送信側入力端子13から入力される近端入力信
号ｎ（ｋ）とが、無相関であることから、残差信号（1
0）式のパワーは、 となる。したがって、 となる。ここで、 は、エコーパスのインパルス応答の推定誤差を表す量
で、推定が充分収束していれば非常に小さな値となるか
ら、（12）式はS/Nを表す。また、収束中であれば、 は時間とともに減少するので、Acom(k)は増加する。し
たがって、（４）式の差分値Acomd(k)はAcom(k)の変化
を表す量であるから、この値が、ある適当な正の閾値th
よりも大きいとき、収束中で推定誤差が減少中か、S/N
が増加中であると判定できる。このとき、S/Nが過去の
値よりも大きければ、推定精度は現在よりもさらによく
なるので、修正係数αを大きくしてすばやく収束させた
方が有利である。したがって、（６）式によりαを大き
な値α１とする。
逆に、差分値Acomd(k)が閾値thよりも小さくなったと
き、収束状態でかつS/Nの増加する割合が小さくなって
きているので、修正係数αを小さな値として推定した方
が、推定精度がよくなると同時に、S/Nが急激に劣化し
たとき推定値の乱れを少なくできる。また、S/Nの値が
過去の値よりも小さいときは、大きなαで推定を行うと
推定値が劣化してしまうので、αを小さな値としなけれ
ばならない。したがって、（７）式によりαを小さな値
α２とする。
き、収束状態でかつS/Nの増加する割合が小さくなって
きているので、修正係数αを小さな値として推定した方
が、推定精度がよくなると同時に、S/Nが急激に劣化し
たとき推定値の乱れを少なくできる。また、S/Nの値が
過去の値よりも小さいときは、大きなαで推定を行うと
推定値が劣化してしまうので、αを小さな値としなけれ
ばならない。したがって、（７）式によりαを小さな値
α２とする。
このように、本実施例では、S/N推定回路30、変化量
生成回路40及び修正係数決定回路50で構成される修正係
数制御回路21を設け、該修正係数決定回路50により、S/
Nが増加中で、その値が大きい時だけ修正係数αを大き
く選ぶようにしたので、S/Nの値およびその変化に応じ
て適切に修正係数αを制御することができる。従って、
近端の周囲雑音が大きくS/Nが常に悪い状態でも良好に
収束し、かつダブルトーク時にもエコーパスの推定値の
乱れを小さく抑えることができる。
生成回路40及び修正係数決定回路50で構成される修正係
数制御回路21を設け、該修正係数決定回路50により、S/
Nが増加中で、その値が大きい時だけ修正係数αを大き
く選ぶようにしたので、S/Nの値およびその変化に応じ
て適切に修正係数αを制御することができる。従って、
近端の周囲雑音が大きくS/Nが常に悪い状態でも良好に
収束し、かつダブルトーク時にもエコーパスの推定値の
乱れを小さく抑えることができる。
音声信号を用いたシミュレーションの結果では、ダブ
ルトークの場合のエコー打ち消し量の平均値は、従来方
式では15dB、本実施例では24dBであった。また、S/Nが
悪い場合の特性は、平均近端入力信号レベル−35dBm0の
とき、本実施例では19dBの平均エコー打ち消し量が得ら
れた。従来方式では、この条件の場合、エコー打ち消し
量はほとんど零であったことから、本実施例による効果
は非常に大きい。
ルトークの場合のエコー打ち消し量の平均値は、従来方
式では15dB、本実施例では24dBであった。また、S/Nが
悪い場合の特性は、平均近端入力信号レベル−35dBm0の
とき、本実施例では19dBの平均エコー打ち消し量が得ら
れた。従来方式では、この条件の場合、エコー打ち消し
量はほとんど零であったことから、本実施例による効果
は非常に大きい。
なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。
（ａ）上記実施例では、修正係数αを２種類の値α１，
α２で制御しているが、S/Nの推定値やその変化量の判
定閾値thを増やせば、さらに細かく修正係数を制御する
ことも可能である。
α２で制御しているが、S/Nの推定値やその変化量の判
定閾値thを増やせば、さらに細かく修正係数を制御する
ことも可能である。
（ｂ）上記実施例では、ダブルトーク検出器等のよう
な、通常エコーキャンセラに備えられている回路や機能
について説明を省略しているが、当然、これらの回路や
機能を備えたエコーキャンセラについても適用される。
な、通常エコーキャンセラに備えられている回路や機能
について説明を省略しているが、当然、これらの回路や
機能を備えたエコーキャンセラについても適用される。
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、S/Nを
推定する推定回路、S/N推定値の変化量を求める変化量
生成回路、及び修正係数決定回路を設け、該修正係数決
定回路により、前記S/Nが増加中で、その値が大きい時
だけ修正係数を大きく選ぶようにしたので、S/Nの値お
よびその変化に応じて適切に修正係数を制御することが
できる。従って、近端の周囲雑音が大きくS/Nが常に悪
い状態でも良好に収束し、かつダブルトーク時にもエコ
ーパスの推定値の乱れを小さく抑えることができる。
推定する推定回路、S/N推定値の変化量を求める変化量
生成回路、及び修正係数決定回路を設け、該修正係数決
定回路により、前記S/Nが増加中で、その値が大きい時
だけ修正係数を大きく選ぶようにしたので、S/Nの値お
よびその変化に応じて適切に修正係数を制御することが
できる。従って、近端の周囲雑音が大きくS/Nが常に悪
い状態でも良好に収束し、かつダブルトーク時にもエコ
ーパスの推定値の乱れを小さく抑えることができる。
また、推定回路を、受信信号と残差信号のパワー比に
よりS/N推定値を算出する構成にすれば、簡単な回路構
成で、的確なS/N推定値が得られる。さらに、修正係数
決定回路を、S/N推定値が過去のS/N推定値のピーク値よ
りも大きい時にS/Nが大きいと判定する構成にすれば、
簡単で、高精度な判定結果が得られる。
よりS/N推定値を算出する構成にすれば、簡単な回路構
成で、的確なS/N推定値が得られる。さらに、修正係数
決定回路を、S/N推定値が過去のS/N推定値のピーク値よ
りも大きい時にS/Nが大きいと判定する構成にすれば、
簡単で、高精度な判定結果が得られる。
第１図は本発明の実施例を示すエコーキャンセラの構成
ブロック図、第２図は従来のエコーキャンセラの構成ブ
ロック図、第３図は第１図中の修正係数制御回路の構成
ブロック図である。 10A……エコーキャンセラ、15……減算器、16……畳み
込み演算回路、17……Ｘレジスタ、18……Ｈレジスタ、
19……加算器、20……修正量生成回路、21……修正係数
制御回路、30……S/N推定回路、40……変化量生成回
路、50……修正係数決定回路。
ブロック図、第２図は従来のエコーキャンセラの構成ブ
ロック図、第３図は第１図中の修正係数制御回路の構成
ブロック図である。 10A……エコーキャンセラ、15……減算器、16……畳み
込み演算回路、17……Ｘレジスタ、18……Ｈレジスタ、
19……加算器、20……修正量生成回路、21……修正係数
制御回路、30……S/N推定回路、40……変化量生成回
路、50……修正係数決定回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 庄司 保夫 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−174536（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−72419（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−234732（ＪＰ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】受信信号を格納する第１のレジスタと、エ
コーパスの推定インパルス応答を格納する第２のレジス
タと、前記第１および第２のレジスタの内容に基づき畳
み込み演算を行って擬似エコー信号を生成する畳み込み
演算回路と、送信信号から前記擬似エコー信号を差し引
いて残差信号を出力する減算器と、前記受信信号、前記
残差信号及び修正係数に基づき前記エコーパスの推定イ
ンパルス応答の修正量を求める修正量生成回路と、前記
第２のレジスタに格納された現サンプルのエコーパスの
推定インパルス応答と前記修正量とを加算して次サンプ
ルのエコーパス推定インパルス応答を求めそれを前記第
２のレジスタに格納させる加算器とを、備えたエコーキ
ャンセラにおいて、 前記受信信号及び残差信号に基づき信号対雑音比の推定
値を求める推定回路と、 前記推定値の変化量を求める変化量生成回路と、 前記推定値が大きく、かつ前記変化量に基づき前記推定
値が増加中であると判定された時だけ修正係数を大きな
値として前記修正量生成回路へ与える修正係数決定回路
とを、 設けたことを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項２】請求項１記載のエコーキャンセラにおい
て、 前記推定回路は、前記受信信号と前記残差信号のパワー
比により前記推定値を算出する構成にしたエコーキャン
セラ。 - 【請求項３】請求項１記載のエコーキャンセラにおい
て、 前記修正係数決定回路は、前記信号対雑音比の推定値が
過去の推定値のピーク値よりも大きい時に信号対雑音比
が大きいと判定する構成にしたエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1243946A JP2516260B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | エコ―キャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1243946A JP2516260B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | エコ―キャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03106231A JPH03106231A (ja) | 1991-05-02 |
| JP2516260B2 true JP2516260B2 (ja) | 1996-07-24 |
Family
ID=17111391
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1243946A Expired - Fee Related JP2516260B2 (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | エコ―キャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2516260B2 (ja) |
-
1989
- 1989-09-20 JP JP1243946A patent/JP2516260B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03106231A (ja) | 1991-05-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |