JPS6223936B2 - - Google Patents
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- JPS6223936B2 JPS6223936B2 JP55117955A JP11795580A JPS6223936B2 JP S6223936 B2 JPS6223936 B2 JP S6223936B2 JP 55117955 A JP55117955 A JP 55117955A JP 11795580 A JP11795580 A JP 11795580A JP S6223936 B2 JPS6223936 B2 JP S6223936B2
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- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 13
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 2
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- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２線式回線に使用する双方向増幅方
式に関し、特に、反響消去回路を利用した双方向
増幅方式に関するものである。
式に関し、特に、反響消去回路を利用した双方向
増幅方式に関するものである。
従来より、２線式双方向増幅器は、損失の多い
２線回線の損失補償のために、負性インピーダン
スを用いた双方向増幅器や、２線４線変換トラン
スを用い４線側に音声動作スイツチ（ボイススイ
ツチ）などを用いた双方向増幅器などが知られて
いるが、前者は充分な利得が得られないこと、又
後者は送受話信号のスイツチによる切替えなどの
ための通話品質の劣化などがまぬがれない欠点が
ある。
２線回線の損失補償のために、負性インピーダン
スを用いた双方向増幅器や、２線４線変換トラン
スを用い４線側に音声動作スイツチ（ボイススイ
ツチ）などを用いた双方向増幅器などが知られて
いるが、前者は充分な利得が得られないこと、又
後者は送受話信号のスイツチによる切替えなどの
ための通話品質の劣化などがまぬがれない欠点が
ある。
本発明はかかる従来の欠点に鑑みてなされたも
のであり、従つて本発明の目的は、２線４線変換
点に於いて、４線受信側から４線送信側へ廻り込
む反響信号を、４線送信側に於いて、４線側の
送、受信信号から算定した擬似反響信号を生成し
て、前記反響信号へ逆極性にして加算して打消す
ようにした所謂反響消去回路（エコーキヤンセラ
…例えば、文献電子通信学会誌昭和54年１月号
P58〜P60）と、可変利得増幅回路を用いて、反
響信号消去量に相当する分だけ、前記可変利得増
幅回路の利得（損失）を制御して２線間の所要の
利得を得るようにして前記従来の欠点を除去する
ことができる新規な双方向増幅方式を提供するこ
とにある。
のであり、従つて本発明の目的は、２線４線変換
点に於いて、４線受信側から４線送信側へ廻り込
む反響信号を、４線送信側に於いて、４線側の
送、受信信号から算定した擬似反響信号を生成し
て、前記反響信号へ逆極性にして加算して打消す
ようにした所謂反響消去回路（エコーキヤンセラ
…例えば、文献電子通信学会誌昭和54年１月号
P58〜P60）と、可変利得増幅回路を用いて、反
響信号消去量に相当する分だけ、前記可変利得増
幅回路の利得（損失）を制御して２線間の所要の
利得を得るようにして前記従来の欠点を除去する
ことができる新規な双方向増幅方式を提供するこ
とにある。
即ち、本発明によれば、２線を４線に変換し、
該４線部分の夫々の信号方向に、互の通話勢力の
比較制御手段により、通話方向に所定の利得が、
非通話方向に所定の損失が設定されるように制御
される可変利得増幅器を備えた２線式双方向増幅
方式に於いて、前記各２線４線変換点と可変利得
増幅器との間に夫々の２線４線変換点で生ずる反
響信号を消去すべく接続された反響消去回路と、
夫々の該反響消去回路の送信入力信号と送信出力
信号とから反響消去量を推測する検出回路とを備
え、該検出回路の出力により、前記２つの可変増
幅回路の少なくとも一方の損失状態の損失値を反
響消去量相当分の範囲内で減少させるように構成
されたことを特徴とする反響消去形２線式双方向
増幅方式、が与えられる。
該４線部分の夫々の信号方向に、互の通話勢力の
比較制御手段により、通話方向に所定の利得が、
非通話方向に所定の損失が設定されるように制御
される可変利得増幅器を備えた２線式双方向増幅
方式に於いて、前記各２線４線変換点と可変利得
増幅器との間に夫々の２線４線変換点で生ずる反
響信号を消去すべく接続された反響消去回路と、
夫々の該反響消去回路の送信入力信号と送信出力
信号とから反響消去量を推測する検出回路とを備
え、該検出回路の出力により、前記２つの可変増
幅回路の少なくとも一方の損失状態の損失値を反
響消去量相当分の範囲内で減少させるように構成
されたことを特徴とする反響消去形２線式双方向
増幅方式、が与えられる。
次に本発明をその良好な一実施例について図面
を参照しながら詳細に説明する。
を参照しながら詳細に説明する。
第１図は従来からあるボイススイツチ形双方向
増幅器を示す図である。図中、１，２は夫々２線
側入出力端子であり、２線信号線は、２線４線変
換器３，４にて４線に変換され、該４線の送受信
回路の各々に可変利得増幅回路５，６が挿入さ
れ、両方向のレベル検出比較回路７により送話、
受話側の信号の大小比較により、例えば、図中、
Ｅ方向音声レベルがＷ側より大のときには、可変
利得増幅回路５を所定の利得に、反対方向の可変
利得増幅回路６に所定の損失が与えられる。一
方、Ｗ方向の音声レベルがＥ方向レベルより大の
ときには、可変損失（利得）回路５は所定の損失
に、可変利得増幅回路６は所定の利得に設定され
る。
増幅器を示す図である。図中、１，２は夫々２線
側入出力端子であり、２線信号線は、２線４線変
換器３，４にて４線に変換され、該４線の送受信
回路の各々に可変利得増幅回路５，６が挿入さ
れ、両方向のレベル検出比較回路７により送話、
受話側の信号の大小比較により、例えば、図中、
Ｅ方向音声レベルがＷ側より大のときには、可変
利得増幅回路５を所定の利得に、反対方向の可変
利得増幅回路６に所定の損失が与えられる。一
方、Ｗ方向の音声レベルがＥ方向レベルより大の
ときには、可変損失（利得）回路５は所定の損失
に、可変利得増幅回路６は所定の利得に設定され
る。
前記可変利得増幅回路５，６の利得及び損失の
値は一般に４線ループ利得がいつも準鳴音条件を
発生しない条件に設定される（通常ループ利得は
−7dB以下に抑える必要がある）。２線４線変換
点の４線受信側より４線送信側への反響損失の最
小値は、２線側の不整合が最悪の場合もあり得る
ため約7dBである。上記構成で２線間の利得を
GdBとるためには、可変利得増幅回路の所定利
得、損失を夫々AdB、LdBとし、２線４線変換器
での変換損失を3.5dBとすると、Ｇ、Ａ、Ｌの関
係は下記となる。
値は一般に４線ループ利得がいつも準鳴音条件を
発生しない条件に設定される（通常ループ利得は
−7dB以下に抑える必要がある）。２線４線変換
点の４線受信側より４線送信側への反響損失の最
小値は、２線側の不整合が最悪の場合もあり得る
ため約7dBである。上記構成で２線間の利得を
GdBとるためには、可変利得増幅回路の所定利
得、損失を夫々AdB、LdBとし、２線４線変換器
での変換損失を3.5dBとすると、Ｇ、Ａ、Ｌの関
係は下記となる。
Ｇ＝Ａ−７ ………(1)
Ａ−Ｌ≦７ ………(2)
例えば、２線間の利得Ｇ＝15（dB）とする
と、Ａ＝22（dB）、Ｌ≧15（dB）となる。即ち、
送話方向に15dBの利得をとると逆方向は22dB以
上の損失を与える必要があり、送話、受話のレベ
ル差が大となり、通話の自然性がそこなわれる。
と、Ａ＝22（dB）、Ｌ≧15（dB）となる。即ち、
送話方向に15dBの利得をとると逆方向は22dB以
上の損失を与える必要があり、送話、受話のレベ
ル差が大となり、通話の自然性がそこなわれる。
第２図は本発明による一実施例のブロツク構成
図である。図中、３，４は２線４線変換回路、
５′，６′は可変利得増幅回路、７は送受話のレベ
ル検出比較回路、１１，１２は従来から知られて
いる反響消去回路であり、１５，１６は加算器、
１３，１４はトランスバーサルフイルタなどより
なる擬似エコー生成回路、１７，１８は両方向通
話検出回路である。該反響消去回路１１，１２は
次のように動作する。可変利得増幅回路５′，
６′の出力信号は、２線４線変換器３，４の２線
側での整合がとれていない場合に、反射が起り、
２線４線変換器３，４の４線回路の送信側へ廻り
込む。この廻り込む信号は反響消去回路１１，１
２に入力され、加算回路１５，１６に加えられ
る。一方可変利得増幅回路５′，６′の出力信号は
疑似エコー生成回路１３，１４に入力される。こ
の入力信号と送信側の加算回路１５，１６の出力
信号とで所定のアルゴリズムにより疑似エコー生
成回路１３，１４が疑似エコー信号を生成する。
生成された疑似エコーは加算回路１５，１６に加
えられる。他方２線４線変換トランスを経て廻り
込んだ信号も加算回路１５，１６に入力され、疑
似エコーと加算される。廻り込んだ信号は加算回
路１５，１６で疑似エコーと相殺されることによ
り打消される。両方向通話検出回路１７，１８は
両方向通話時、すなわち２線側入力端子１，２よ
りの信号と可変利得増幅回路５′，６′の出力信号
が同時に存在することを検出し、疑似エコー生成
回路１３，１４における生成動作を禁止させ、そ
れ以前に生成された疑似エコーを保持する。これ
らの動作により、両方向通話時の誤消去を避ける
ことができる。
図である。図中、３，４は２線４線変換回路、
５′，６′は可変利得増幅回路、７は送受話のレベ
ル検出比較回路、１１，１２は従来から知られて
いる反響消去回路であり、１５，１６は加算器、
１３，１４はトランスバーサルフイルタなどより
なる擬似エコー生成回路、１７，１８は両方向通
話検出回路である。該反響消去回路１１，１２は
次のように動作する。可変利得増幅回路５′，
６′の出力信号は、２線４線変換器３，４の２線
側での整合がとれていない場合に、反射が起り、
２線４線変換器３，４の４線回路の送信側へ廻り
込む。この廻り込む信号は反響消去回路１１，１
２に入力され、加算回路１５，１６に加えられ
る。一方可変利得増幅回路５′，６′の出力信号は
疑似エコー生成回路１３，１４に入力される。こ
の入力信号と送信側の加算回路１５，１６の出力
信号とで所定のアルゴリズムにより疑似エコー生
成回路１３，１４が疑似エコー信号を生成する。
生成された疑似エコーは加算回路１５，１６に加
えられる。他方２線４線変換トランスを経て廻り
込んだ信号も加算回路１５，１６に入力され、疑
似エコーと加算される。廻り込んだ信号は加算回
路１５，１６で疑似エコーと相殺されることによ
り打消される。両方向通話検出回路１７，１８は
両方向通話時、すなわち２線側入力端子１，２よ
りの信号と可変利得増幅回路５′，６′の出力信号
が同時に存在することを検出し、疑似エコー生成
回路１３，１４における生成動作を禁止させ、そ
れ以前に生成された疑似エコーを保持する。これ
らの動作により、両方向通話時の誤消去を避ける
ことができる。
前記反響消去回路１１の出力には外部制御端子
を持つた可変利得増幅器５′が接続され、該増幅
器５′の出力は反対側反響消去回路１２の受信側
入力に接続され、同様に反対側４線回線には可変
利得増幅回路６′が接続される。各反響消去回路
１１，１２の４線送信入出力には、反響信号と消
去信号から反響消去量を算定する反響消去量検出
回路１９，２０が接続され、この消去量検出出力
３１，３５は本実施例の場合、該消去回路の出力
に接続されている可変利得増幅回路５′，６′の制
御端子に接続される。
を持つた可変利得増幅器５′が接続され、該増幅
器５′の出力は反対側反響消去回路１２の受信側
入力に接続され、同様に反対側４線回線には可変
利得増幅回路６′が接続される。各反響消去回路
１１，１２の４線送信入出力には、反響信号と消
去信号から反響消去量を算定する反響消去量検出
回路１９，２０が接続され、この消去量検出出力
３１，３５は本実施例の場合、該消去回路の出力
に接続されている可変利得増幅回路５′，６′の制
御端子に接続される。
上記本発明による一実施例の構成に於いて、初
期状態では、反響消去回路１１，１２の消去量は
0dB、可変利得増幅回路５′，６′の利得は４線ル
ープ利得の安定条件を考慮して−3.5dB又は片方
がAdBの利得、一方がLdBの損失になつている。
この状態から、Ｅ側の２線側より通話信号が入る
と、レベル検出比較回路７により、Ｅ側通話を検
出しＥ側の可変利得増幅器５′がAdBの利得にＷ
側の可変利得増幅器６′はLdBの損失に設定され
る。同時に、反響消去回路１２が動作し、２線４
線変換点４で生ずる反響量が打消され、反響消去
量検出回路２０により反響消去量が推定され、該
検出回路出力３５に接続されているＷ側の可変利
得増幅回路６′のLdBの損失量を、消去量の範囲
内αdBで減少させるように制御される。もし、
実際の消去量以上に損失を軽減すると、４線ルー
プの安定条件が失なわれる恐れがある。該消去量
は送信信号のある間中算定されており、入力信号
レベルにより、反響消去回路の推定消去量は変動
するため、消去量検出回路にて、積分動作及び記
憶回路により信号レベルが急激に変化するのに対
して、可変利得回路の損失軽減量が変動するのを
防止する機能を持つ。
期状態では、反響消去回路１１，１２の消去量は
0dB、可変利得増幅回路５′，６′の利得は４線ル
ープ利得の安定条件を考慮して−3.5dB又は片方
がAdBの利得、一方がLdBの損失になつている。
この状態から、Ｅ側の２線側より通話信号が入る
と、レベル検出比較回路７により、Ｅ側通話を検
出しＥ側の可変利得増幅器５′がAdBの利得にＷ
側の可変利得増幅器６′はLdBの損失に設定され
る。同時に、反響消去回路１２が動作し、２線４
線変換点４で生ずる反響量が打消され、反響消去
量検出回路２０により反響消去量が推定され、該
検出回路出力３５に接続されているＷ側の可変利
得増幅回路６′のLdBの損失量を、消去量の範囲
内αdBで減少させるように制御される。もし、
実際の消去量以上に損失を軽減すると、４線ルー
プの安定条件が失なわれる恐れがある。該消去量
は送信信号のある間中算定されており、入力信号
レベルにより、反響消去回路の推定消去量は変動
するため、消去量検出回路にて、積分動作及び記
憶回路により信号レベルが急激に変化するのに対
して、可変利得回路の損失軽減量が変動するのを
防止する機能を持つ。
この状態から、今度はＷ側にも通話信号が入
り、両方向通話状態となつた場合には、両方向通
話検出回路１７，１８の出力により、反響消去回
路１１，１２の動作が停止されるが、上記によ
り、反響消去量検出回路２０の出力は保持され
る。次にＷ側通話のみになると、Ｗ側の可変利得
回路６′がAdBの利得に、Ｅ側の可変利得増幅回
路５′はLdBの損失となると同時に、反響消去回
路１１が動作し、同様に、反響消去量検出器１９
の消去量推定値の範囲内α′dBだけ可変利得増幅
回路５′の損失LdBから減少させる。以上の動作
により、先づ一方向の通話により瞬時に通話方向
に所定の利得を得ることが出来ると共に、反対側
に挿入される損失を、反響消去量範囲内で軽減で
き、消去量によつては、通話方向と同等の利得ま
でに軽減することができるために、良好な通話特
性が得られる。
り、両方向通話状態となつた場合には、両方向通
話検出回路１７，１８の出力により、反響消去回
路１１，１２の動作が停止されるが、上記によ
り、反響消去量検出回路２０の出力は保持され
る。次にＷ側通話のみになると、Ｗ側の可変利得
回路６′がAdBの利得に、Ｅ側の可変利得増幅回
路５′はLdBの損失となると同時に、反響消去回
路１１が動作し、同様に、反響消去量検出器１９
の消去量推定値の範囲内α′dBだけ可変利得増幅
回路５′の損失LdBから減少させる。以上の動作
により、先づ一方向の通話により瞬時に通話方向
に所定の利得を得ることが出来ると共に、反対側
に挿入される損失を、反響消去量範囲内で軽減で
き、消去量によつては、通話方向と同等の利得ま
でに軽減することができるために、良好な通話特
性が得られる。
第３図に該可変利得増幅器５′，６′の具体的回
路構成例を示す。抵抗器２６とスイツチング用の
電界効果トランジスタ（FET）２３と可変イン
ピーダンス用FET２４をインピーダンス変換用
増幅器２１，２２ではさみ、Ｌ形可変減衰器を構
成する。FET２４は反響消去量推定値に相当す
る外部電圧情報により直流増幅器２７を通してゲ
ートに印加される電圧により、インピーダンスが
変化する。FET２３のゲートはレベル検出比較
回路７よりの情報により“ON”“OFF”するス
イツチング素子として働く。該可変利得増幅器
は、通話側に挿入された場合、FET２３は
“OFF”により、利得はAdBに設定される。無通
話側に挿入された場合にはFET２３は“ON”と
なり、FET２３の“ON”抵抗と直列に接続され
た初期損失設定用抵抗器２５とFET２３の全直
列抵抗値と抵抗器２６で構成されるＬ形減衰器に
よりLdBの初期損失が与えられており、反響消去
量検出回路からの制御情報によりFET２５のイ
ンピーダンスが、該増幅器の損失がLdBから（Ｌ
−α）dBまで変化するように構成される。−（Ｌ
−α）dBの最大値はAdBで抑えられるようにす
る。
路構成例を示す。抵抗器２６とスイツチング用の
電界効果トランジスタ（FET）２３と可変イン
ピーダンス用FET２４をインピーダンス変換用
増幅器２１，２２ではさみ、Ｌ形可変減衰器を構
成する。FET２４は反響消去量推定値に相当す
る外部電圧情報により直流増幅器２７を通してゲ
ートに印加される電圧により、インピーダンスが
変化する。FET２３のゲートはレベル検出比較
回路７よりの情報により“ON”“OFF”するス
イツチング素子として働く。該可変利得増幅器
は、通話側に挿入された場合、FET２３は
“OFF”により、利得はAdBに設定される。無通
話側に挿入された場合にはFET２３は“ON”と
なり、FET２３の“ON”抵抗と直列に接続され
た初期損失設定用抵抗器２５とFET２３の全直
列抵抗値と抵抗器２６で構成されるＬ形減衰器に
よりLdBの初期損失が与えられており、反響消去
量検出回路からの制御情報によりFET２５のイ
ンピーダンスが、該増幅器の損失がLdBから（Ｌ
−α）dBまで変化するように構成される。−（Ｌ
−α）dBの最大値はAdBで抑えられるようにす
る。
第４図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
構成図である。第１の実施例（第２図）と異なる
ところは、反響消去量検出回路の出力線３１，３
５が夫々反対側の通話方向に挿入された可変利得
増幅回路６′，５′に接続されていることである。
本例の構成によれば、先づＥ側に通話があれば第
２図と同様に通話方向の可変利得増幅器５′が所
定の利得AdBに設定されると同時に、反響消去回
路１２が動作し、反響消去量検出回路２０の出力
により、前記可変利得増幅器５′の損失状態の損
失量が、第３図のFET２４に与えられる該出力
情報により軽減されるために、通話がＥ側より、
Ｗ側に切替わつたときのＥ方向の損失量が減少す
ることになる。即ち第１の実施例と第２の実施例
において初期状態の利得設定の過程が異なるだけ
で、定常状態については全く同じ効果を表わすこ
とは明らかである。
構成図である。第１の実施例（第２図）と異なる
ところは、反響消去量検出回路の出力線３１，３
５が夫々反対側の通話方向に挿入された可変利得
増幅回路６′，５′に接続されていることである。
本例の構成によれば、先づＥ側に通話があれば第
２図と同様に通話方向の可変利得増幅器５′が所
定の利得AdBに設定されると同時に、反響消去回
路１２が動作し、反響消去量検出回路２０の出力
により、前記可変利得増幅器５′の損失状態の損
失量が、第３図のFET２４に与えられる該出力
情報により軽減されるために、通話がＥ側より、
Ｗ側に切替わつたときのＥ方向の損失量が減少す
ることになる。即ち第１の実施例と第２の実施例
において初期状態の利得設定の過程が異なるだけ
で、定常状態については全く同じ効果を表わすこ
とは明らかである。
第４図中、点線４１，４２の様に通話レベル比
較のための信号を反響消去回路１１，１２の前よ
りとつても殆んど同様の結果が得られることは明
らかである。
較のための信号を反響消去回路１１，１２の前よ
りとつても殆んど同様の結果が得られることは明
らかである。
以上、本発明によれば、最初の通話により、該
通話方向が、瞬時に所定の利得状態になるととも
に、反響消去回路の動作と共に反対側に挿入され
た損失が軽減もしくは利得状態になる。反対方向
が通話となれば上記と同様に通話方向が所定の利
得に、逆方向は反響消去量の範囲内で損失が軽減
もしくは利得状態に設定され、相互通話に於い
て、各方向のレベルコントラストが大きく、通話
の不自然性が増すことは解決され、両方向に所定
の利得が得られ、損失の多い２線式回線の双方向
増幅器として有用である。
通話方向が、瞬時に所定の利得状態になるととも
に、反響消去回路の動作と共に反対側に挿入され
た損失が軽減もしくは利得状態になる。反対方向
が通話となれば上記と同様に通話方向が所定の利
得に、逆方向は反響消去量の範囲内で損失が軽減
もしくは利得状態に設定され、相互通話に於い
て、各方向のレベルコントラストが大きく、通話
の不自然性が増すことは解決され、両方向に所定
の利得が得られ、損失の多い２線式回線の双方向
増幅器として有用である。
第１図は従来からあるボイススイツチ形双方向
増幅器を示すブロツク図である。 １，２……２線側入力端子、３，４……２線４
線変換器、５，６……可変利得増幅回路、７……
レベル検出比較回路。 第２図は本発明の一実施例を示すブロツク構成
図である。 ５′，６′……可変利得増幅回路、１１，１２…
…反響消去回路、１３，１４……擬似エコー生成
回路、１５，１６……加算器、１７，１８……両
方向通話検出回路、１９，２０……反響消去量検
出回路、３４，３８……可変増幅器入力線、３
３，３７………可変増幅器出力線、３１，３５…
…利得制御情報入力線、３２，３６……スイツチ
コントロール線。 第３図は可変利得増幅回路の一実施例を示す構
成図である。 ２１，２２……インピーダンス変換用増幅器、
２３……スイツチング用FET、２４……インピ
ーダンス可変FET、２５，２６……抵抗器、２
７……直流増幅器。 第４図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
構成図である。 ４１，４２……別の音声レベル検出用の入力
線。
増幅器を示すブロツク図である。 １，２……２線側入力端子、３，４……２線４
線変換器、５，６……可変利得増幅回路、７……
レベル検出比較回路。 第２図は本発明の一実施例を示すブロツク構成
図である。 ５′，６′……可変利得増幅回路、１１，１２…
…反響消去回路、１３，１４……擬似エコー生成
回路、１５，１６……加算器、１７，１８……両
方向通話検出回路、１９，２０……反響消去量検
出回路、３４，３８……可変増幅器入力線、３
３，３７………可変増幅器出力線、３１，３５…
…利得制御情報入力線、３２，３６……スイツチ
コントロール線。 第３図は可変利得増幅回路の一実施例を示す構
成図である。 ２１，２２……インピーダンス変換用増幅器、
２３……スイツチング用FET、２４……インピ
ーダンス可変FET、２５，２６……抵抗器、２
７……直流増幅器。 第４図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
構成図である。 ４１，４２……別の音声レベル検出用の入力
線。
Claims (1)
- １ ２線を４線に変換し、該４線部分の夫々の信
号のレベルを検出して夫々信号レベルを比較する
レベル検出比較手段を備え、該比較結果により、
通話方向に所定の利得が、非通話方向に所定の損
失が設定されるように制御される可変利得増幅器
を備えた２線式双方向増幅方式に於いて、前記各
２線４線変換点と可変利得増幅器との間に夫々の
２線４線変換点で生ずる反響信号を消去すべく接
続された反響消去回路と、夫々の該反響消去回路
の送信入力信号と送信出力信号とから反響消去量
を推測する検出回路とを備え、該検出回路の出力
により、前記２つの可変増幅回路の少なくとも一
方の損失状態の損失値を反響消去量相当分の範囲
内で減少させるように構成されたことを特徴とす
る２線式双方向増幅方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11795580A JPS5742242A (en) | 1980-08-27 | 1980-08-27 | Two-wire type bidirectional amplifier system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11795580A JPS5742242A (en) | 1980-08-27 | 1980-08-27 | Two-wire type bidirectional amplifier system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5742242A JPS5742242A (en) | 1982-03-09 |
| JPS6223936B2 true JPS6223936B2 (ja) | 1987-05-26 |
Family
ID=14724371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11795580A Granted JPS5742242A (en) | 1980-08-27 | 1980-08-27 | Two-wire type bidirectional amplifier system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5742242A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57129542A (en) * | 1981-02-04 | 1982-08-11 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Two-way repeater |
| JPS59205833A (ja) * | 1983-05-09 | 1984-11-21 | Nec Corp | 廻り込み信号抑圧装置 |
| JPS6070830A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | 鳴音制御方式 |
| JPS61194958A (ja) * | 1985-02-22 | 1986-08-29 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | エコ−キヤンセラ形拡声電話回路 |
| GR861513B (en) * | 1985-06-13 | 1986-10-13 | Siemens Ag | Double cable amplifier fourfold amplifire of a double cable and fourfold circuit with amplifier |
| CA1242541A (en) * | 1985-11-25 | 1988-09-27 | Dany Sylvain | Echo cancellation in two-wire transmission path repeaters |
| KR950013443B1 (ko) * | 1987-09-18 | 1995-11-08 | 상요 덴기 가부시기가이샤 | Ic화에 적합한 피이크 홀드 회로 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5742241A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Nec Corp | Echo erasion type two-wire bidirectional amplifier |
-
1980
- 1980-08-27 JP JP11795580A patent/JPS5742242A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5742241A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Nec Corp | Echo erasion type two-wire bidirectional amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5742242A (en) | 1982-03-09 |
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