JPS6221457B2 - - Google Patents
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- JPS6221457B2 JPS6221457B2 JP55117954A JP11795480A JPS6221457B2 JP S6221457 B2 JPS6221457 B2 JP S6221457B2 JP 55117954 A JP55117954 A JP 55117954A JP 11795480 A JP11795480 A JP 11795480A JP S6221457 B2 JPS6221457 B2 JP S6221457B2
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- JP
- Japan
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- wire
- echo
- circuit
- circuits
- gain
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- Expired
Links
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２線式回線に使用する双方向増幅器
に関し、特に、反響消去回路を利用した双方向増
幅器に関するものである。
に関し、特に、反響消去回路を利用した双方向増
幅器に関するものである。
従来より、２線式双方向増幅器としては、損失
の多い２線回線の損失補償のために、負性インピ
ーダンスを用いた双方向増幅器又は２線４線変換
トランスを用い、４線側に音声動作スイツチ（ボ
イススイツチ）などを用いた双方向増幅器などが
知られているが、前者は充分な利得が得られない
こと、又後者は送受話信号のスイツチによる切替
えなどのための通話品質の劣化などがまぬがれな
い欠点がある。
の多い２線回線の損失補償のために、負性インピ
ーダンスを用いた双方向増幅器又は２線４線変換
トランスを用い、４線側に音声動作スイツチ（ボ
イススイツチ）などを用いた双方向増幅器などが
知られているが、前者は充分な利得が得られない
こと、又後者は送受話信号のスイツチによる切替
えなどのための通話品質の劣化などがまぬがれな
い欠点がある。
本発明はかかる従来の欠点を除去する為になさ
れたものであり、従つて本発明の目的は、２線４
線変換点に於いて、４線受信側から４線送信側へ
廻り込む反響信号を、４線送信側に於いて、４線
側の送受信信号から算定した擬似反響信号を生成
し、それを前記反響信号へ逆極性にして加算して
打消すようにした所謂反響消去回路（エコーキヤ
ンセラ……………文献例えば電気通信学会誌昭和
54年１月号P58〜60）と、可変利得増幅回路を用
いて、反響信号消去量に相当する分だけ、前記可
変利得増幅回路の利得（損失）を制御して２線間
の所要の利得を得るようにした新規な双方向増幅
器を提供することにある。
れたものであり、従つて本発明の目的は、２線４
線変換点に於いて、４線受信側から４線送信側へ
廻り込む反響信号を、４線送信側に於いて、４線
側の送受信信号から算定した擬似反響信号を生成
し、それを前記反響信号へ逆極性にして加算して
打消すようにした所謂反響消去回路（エコーキヤ
ンセラ……………文献例えば電気通信学会誌昭和
54年１月号P58〜60）と、可変利得増幅回路を用
いて、反響信号消去量に相当する分だけ、前記可
変利得増幅回路の利得（損失）を制御して２線間
の所要の利得を得るようにした新規な双方向増幅
器を提供することにある。
即ち、本発明によれば、２線を４線に変換し該
４線部分の夫々の信号方向に可変利得増幅器を備
えた２線式双方向増幅器に於いて、前記各２線４
線変換点と前記可変利得増幅器の間に夫々の２線
４線変換点で生ずる反響信号を消去すべく接続さ
れた反響消去回路と、夫々の該反響消去回路の送
信側入力信号と送信側出力信号とから反響消去量
を推測する検出回路とを備え、該検出回路の出力
により夫々の反響消去回路の受信側入力に接続さ
れている前記可変利得増幅器の利得を制御するよ
うに構成されたことを特徴とする反響消去形２線
式双方向増幅器、が与えられる。
４線部分の夫々の信号方向に可変利得増幅器を備
えた２線式双方向増幅器に於いて、前記各２線４
線変換点と前記可変利得増幅器の間に夫々の２線
４線変換点で生ずる反響信号を消去すべく接続さ
れた反響消去回路と、夫々の該反響消去回路の送
信側入力信号と送信側出力信号とから反響消去量
を推測する検出回路とを備え、該検出回路の出力
により夫々の反響消去回路の受信側入力に接続さ
れている前記可変利得増幅器の利得を制御するよ
うに構成されたことを特徴とする反響消去形２線
式双方向増幅器、が与えられる。
次に本発明をその良好な一実施例について図面
を参照し従来の技術と比較しながら具体的に説明
する。
を参照し従来の技術と比較しながら具体的に説明
する。
第１図は従来におけるボイススイツチ形双方向
増幅器を示すブロツク図である。図中、１，２は
夫々２線側入出力端子であり、２線信号線は、２
線４線変換器３，４にて４線に変換され、該４線
の送受信回路の各々に可変利得増幅回路５，６が
挿入され、両方向のレベル検出比較回路７により
送話、受話側の信号の大小比較により、例えば、
図中、Ｅ方向音声レベルがＷ側より大のときに
は、可変利得増幅回路５を所定の利得に、反対方
向の可変利得増幅回路６に所定の損失が与えられ
る。一方、Ｗ方向の音声レベルがＥ方向レベルよ
り大のときには、可変損失（利得）回路５は所定
の損失に、可変利得増幅回路６は所定の利得に設
定される。
増幅器を示すブロツク図である。図中、１，２は
夫々２線側入出力端子であり、２線信号線は、２
線４線変換器３，４にて４線に変換され、該４線
の送受信回路の各々に可変利得増幅回路５，６が
挿入され、両方向のレベル検出比較回路７により
送話、受話側の信号の大小比較により、例えば、
図中、Ｅ方向音声レベルがＷ側より大のときに
は、可変利得増幅回路５を所定の利得に、反対方
向の可変利得増幅回路６に所定の損失が与えられ
る。一方、Ｗ方向の音声レベルがＥ方向レベルよ
り大のときには、可変損失（利得）回路５は所定
の損失に、可変利得増幅回路６は所定の利得に設
定される。
前記可変利得増幅回路５，６の利得及び損失の
値は一般に４線ループ利得がいつも準鳴音条件を
発生しない条件に設定される（通常ループ利得は
−7dB以下に押える必要がある）。２線４線変換
点の４線受信側より４線送信側への反響損失の最
小値は、２線側の不整合が最悪の場合もあり得る
ため約7dBである。上記構成で２線間の利得を
GdBとるためには、可変利得増幅回路の所定の利
得、損失を夫々AdB、LdBとし、２線４線変換器
での変換損失を3.5dBとすると、Ｇ、Ａ、Ｌの関
係は下記となる。
値は一般に４線ループ利得がいつも準鳴音条件を
発生しない条件に設定される（通常ループ利得は
−7dB以下に押える必要がある）。２線４線変換
点の４線受信側より４線送信側への反響損失の最
小値は、２線側の不整合が最悪の場合もあり得る
ため約7dBである。上記構成で２線間の利得を
GdBとるためには、可変利得増幅回路の所定の利
得、損失を夫々AdB、LdBとし、２線４線変換器
での変換損失を3.5dBとすると、Ｇ、Ａ、Ｌの関
係は下記となる。
Ｇ＝Ａ−７ ………(1)
Ａ−Ｌ≦７ ………(2)
例えば、２線間の利得Ｇ＝15（dB）とすると
Ａ＝22（dB）、Ｌ≧15（dB）となる。即ち、送話
方向に15dBの利得をとると逆方向に22dB以上の
損失を与える必要があり、送話、受話のレベル差
が大となり、通話の自然性がそこなわれる。
Ａ＝22（dB）、Ｌ≧15（dB）となる。即ち、送話
方向に15dBの利得をとると逆方向に22dB以上の
損失を与える必要があり、送話、受話のレベル差
が大となり、通話の自然性がそこなわれる。
第２図は本発明の一実施例を示すブロツク構成
図である。図中、３，４は２線４線変換回路、
５′，６′は可変利得増幅回路、１１，１２は従来
から知られている反響消去回路であり、１５，１
６は加算器、１３，１４はトランスバーサルフイ
ルタなどよりなる擬似エコー生成回路、１７，１
８は両方向通話検出回路である。１９，２０は反
響消去量検出回路である。該反響消去回路１１，
１２の動作は次の通りである。可変利得増幅回路
５′，６′の出力よりの信号は、２線４線変換回路
３，４の２線側での整合がとれていない場合に反
射が起り、２線４線変換回路３，４の４線回路の
送信側へ廻り込む。この廻り込む信号は反響消去
回路１１，１２に入力されて、加算回路１５，１
６に加えられる。一方、可変利得増幅回路５′，
６′の出力信号は、疑似エコー生成回路１３，１
４に入力され、加算回路１５，１６の出力信号に
より所定のアルゴリズムで疑似エコー信号を生成
する。その出力信号を加算回路１５，１６に加え
ることにより２線４線変換トランスから廻り込む
信号は相殺されて打消される。両方向通話検出回
路１７，１８は両方向通話時、すなわち２線側端
子１，２よりの信号と可変利得増幅回路５′，
６′の出力信号が同時に存在することを検出し、
疑似エコー生成回路１３，１４における生成動作
を禁止させ、それ以前に生成された疑似エコーを
保持する。これらの動作により、両方向通話時の
誤消去を避けることができる。
図である。図中、３，４は２線４線変換回路、
５′，６′は可変利得増幅回路、１１，１２は従来
から知られている反響消去回路であり、１５，１
６は加算器、１３，１４はトランスバーサルフイ
ルタなどよりなる擬似エコー生成回路、１７，１
８は両方向通話検出回路である。１９，２０は反
響消去量検出回路である。該反響消去回路１１，
１２の動作は次の通りである。可変利得増幅回路
５′，６′の出力よりの信号は、２線４線変換回路
３，４の２線側での整合がとれていない場合に反
射が起り、２線４線変換回路３，４の４線回路の
送信側へ廻り込む。この廻り込む信号は反響消去
回路１１，１２に入力されて、加算回路１５，１
６に加えられる。一方、可変利得増幅回路５′，
６′の出力信号は、疑似エコー生成回路１３，１
４に入力され、加算回路１５，１６の出力信号に
より所定のアルゴリズムで疑似エコー信号を生成
する。その出力信号を加算回路１５，１６に加え
ることにより２線４線変換トランスから廻り込む
信号は相殺されて打消される。両方向通話検出回
路１７，１８は両方向通話時、すなわち２線側端
子１，２よりの信号と可変利得増幅回路５′，
６′の出力信号が同時に存在することを検出し、
疑似エコー生成回路１３，１４における生成動作
を禁止させ、それ以前に生成された疑似エコーを
保持する。これらの動作により、両方向通話時の
誤消去を避けることができる。
前記反響消去回路１１の出力には外部制御端子
を持つた可変利得増幅器５′が接続され、該増幅
器５′の出力は反対側反響消去回路１２の受信側
入力に接続され、同様に反対側４線回線には可変
利得増幅回路６′が接続される。各反響消去回路
１１，１２の４線送信入出力には、反響信号と消
去後信号から反響消去量を算定する反響消去量検
出回路１９，２０が接続され、この消去量検出出
力は夫々互いに反対側４線回線の可変利得増幅回
路５′，６′の利得制御端子２１，２２に接続され
る。
を持つた可変利得増幅器５′が接続され、該増幅
器５′の出力は反対側反響消去回路１２の受信側
入力に接続され、同様に反対側４線回線には可変
利得増幅回路６′が接続される。各反響消去回路
１１，１２の４線送信入出力には、反響信号と消
去後信号から反響消去量を算定する反響消去量検
出回路１９，２０が接続され、この消去量検出出
力は夫々互いに反対側４線回線の可変利得増幅回
路５′，６′の利得制御端子２１，２２に接続され
る。
上記本発明による一実施例の構成に於いて、初
期状態では、反響消去回路１１，１２の消去量は
０、可変利得増幅回路５′，６′の利得は４線ルー
プ利得を考慮して3.5dBとする。この状態から、
Ｅ側の２線側より通話信号が入力されると、Ｗ側
の反響消去回路１２が動作し、Ｗ側４線送信側の
反響量が打消され、反響消去量検出回路２０によ
り消去量が算定され、Ｅ側４線送信側の可変増幅
回路５′が消去量だけ利得が増加される。今、通
話方向に２線間で15dBの利得を得るには、前記
消去量は少なくとも15−3.5＝11.5dB以上とれれ
ば良いことになる。該消去量は送信信号のある間
中算定されており、入力信号レベルにより反響消
去回路の消去量は変動するために、消去量検出回
路にて、積分動作及び記憶回路により信号レベル
が急激に変動するのに追従して、可変利得回路の
利得が変動するのを防止する機能を持つ。
期状態では、反響消去回路１１，１２の消去量は
０、可変利得増幅回路５′，６′の利得は４線ルー
プ利得を考慮して3.5dBとする。この状態から、
Ｅ側の２線側より通話信号が入力されると、Ｗ側
の反響消去回路１２が動作し、Ｗ側４線送信側の
反響量が打消され、反響消去量検出回路２０によ
り消去量が算定され、Ｅ側４線送信側の可変増幅
回路５′が消去量だけ利得が増加される。今、通
話方向に２線間で15dBの利得を得るには、前記
消去量は少なくとも15−3.5＝11.5dB以上とれれ
ば良いことになる。該消去量は送信信号のある間
中算定されており、入力信号レベルにより反響消
去回路の消去量は変動するために、消去量検出回
路にて、積分動作及び記憶回路により信号レベル
が急激に変動するのに追従して、可変利得回路の
利得が変動するのを防止する機能を持つ。
この状態から、Ｗ側から通話がなされ、両方向
通話状態となつた場合には、Ｗ側、Ｅ側の反響消
去回路１１，１２の動作は両方検出回路１７，１
８により停止される。次にＷ側通話のみになると
Ｅ側に挿入されている反響消去回路が動作し、Ｅ
側４線送話側に挿入された可変利得増幅回路５′
が利得方向に制御され、２線式の双方向増幅器と
して動作する。２線間必要利得により、可変利得
増幅回路の可変利得幅が決定される。反響消去量
のとれ過ぎによる利得過大を防止するために、利
得の上限を設けることが考えられる。
通話状態となつた場合には、Ｗ側、Ｅ側の反響消
去回路１１，１２の動作は両方検出回路１７，１
８により停止される。次にＷ側通話のみになると
Ｅ側に挿入されている反響消去回路が動作し、Ｅ
側４線送話側に挿入された可変利得増幅回路５′
が利得方向に制御され、２線式の双方向増幅器と
して動作する。２線間必要利得により、可変利得
増幅回路の可変利得幅が決定される。反響消去量
のとれ過ぎによる利得過大を防止するために、利
得の上限を設けることが考えられる。
以上、本発明によれば、最初の通話により該通
話方向が瞬時に利得状態となり、又反対方向の最
初の通話で該方向の利得が設定されるために、損
失の多い回線に於いては、最初の通話から利得さ
れた声が相手側話者に伝わると共に、反対側に大
きな損失を入れる必要がない。従つて、レベルコ
ントラストによる通話の品質劣化を起こすことが
ない。
話方向が瞬時に利得状態となり、又反対方向の最
初の通話で該方向の利得が設定されるために、損
失の多い回線に於いては、最初の通話から利得さ
れた声が相手側話者に伝わると共に、反対側に大
きな損失を入れる必要がない。従つて、レベルコ
ントラストによる通話の品質劣化を起こすことが
ない。
第１図は従来におけるボイススイツチ形双方向
増幅器のブロツク図、第２図は本発明の一実施例
を示すブロツク構成図である。 １，２……２線側入力端子、３，４……２線４
線変換器、５，６……可変損失（利得）回路、７
……レベル検出比較回路、１１，１２……反響消
去回路、１３，１４……擬似エコー生成回路、１
５，１６……加算器、１７，１８……両方向通話
検出器、１９，２０……反響消去量検出回路、２
１，２２……利得制御端子。
増幅器のブロツク図、第２図は本発明の一実施例
を示すブロツク構成図である。 １，２……２線側入力端子、３，４……２線４
線変換器、５，６……可変損失（利得）回路、７
……レベル検出比較回路、１１，１２……反響消
去回路、１３，１４……擬似エコー生成回路、１
５，１６……加算器、１７，１８……両方向通話
検出器、１９，２０……反響消去量検出回路、２
１，２２……利得制御端子。
Claims (1)
- １ ２線を４線に変換し該４線部分の夫々の信号
方向に可変利得増幅器を備えた２線式双方向増幅
器に於いて、前記各２線４線変換点と前記可変利
得増幅器の間に夫々の２線４線変換点で生ずる反
響信号を消去すべく接続された反響消去回路と、
夫々の該反響消去回路の送信側入力信号と送信側
出力信号とから反響消去量を推測する検出回路と
を備え、該検出回路の出力により夫々の反響消去
回路の受信側入力に接続されている前記可変利得
増幅器の利得を制御するように構成されたことを
特徴とする反響消去形２線式双方向増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11795480A JPS5742241A (en) | 1980-08-27 | 1980-08-27 | Echo erasion type two-wire bidirectional amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11795480A JPS5742241A (en) | 1980-08-27 | 1980-08-27 | Echo erasion type two-wire bidirectional amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5742241A JPS5742241A (en) | 1982-03-09 |
| JPS6221457B2 true JPS6221457B2 (ja) | 1987-05-13 |
Family
ID=14724346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11795480A Granted JPS5742241A (en) | 1980-08-27 | 1980-08-27 | Echo erasion type two-wire bidirectional amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5742241A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5742242A (en) * | 1980-08-27 | 1982-03-09 | Nec Corp | Two-wire type bidirectional amplifier system |
| US4628157A (en) * | 1984-09-07 | 1986-12-09 | At&T Bell Laboratories | Bidirectional adaptive voice frequency repeater |
| US4584441A (en) * | 1984-09-07 | 1986-04-22 | At&T Bell Laboratories | Bidirectional adaptive voice frequency repeater |
| CA1242541A (en) * | 1985-11-25 | 1988-09-27 | Dany Sylvain | Echo cancellation in two-wire transmission path repeaters |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55117955A (en) * | 1979-03-05 | 1980-09-10 | Fujitsu Ltd | Semiconductor sensor and impurity detection method |
-
1980
- 1980-08-27 JP JP11795480A patent/JPS5742241A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55117955A (en) * | 1979-03-05 | 1980-09-10 | Fujitsu Ltd | Semiconductor sensor and impurity detection method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5742241A (en) | 1982-03-09 |
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